CN1776988A - 低损耗的多调谐无源电力滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种低损耗的多调谐无源电力滤波器，包括以无源电气元件作为网络元件的频率选择二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振电路中的电容(C₁)由两只电容(C₀和C₁＇)等效串联组成；两等效串联电容(C₀和C₁＇)的串联节点(a)对地(d)或者对相互串联的LC并联谐振回路的串联节点(b)之间的二端对网络上并联有阻尼电阻(R₁)，与该阻尼电阻(R₁)并联的二端对网络构成一在基波频率点串联谐振的回路。本发明所述的低损耗多调谐无源电力滤波器具有基波电能损耗低的显著技术效果。

Description

低损耗的多调谐无源电力滤波器

技术领域：

本发明涉及电工学技术领域，涉及一种仅以无源电气元件作为网络部件的频率选择二端对网络，具体地说是涉及一种无源谐波滤波器，适用于治理公用电网谐波。

背景技术：

理想的公用电网所提供的电压应该是单一而固定的频率以及规定的电压幅值。高次谐波电流和谐波电压的出现，对公用电网是一种污染，它恶化用电设备所处的环境，危害周围的通信系统和与公用电网联接的设备。加装交流滤波装置是治理电网谐波污染的有效措施之一。现有的交流滤波装置主要有无源谐波滤波器、有源谐波滤波器和混合谐波滤波器。传统的无源滤波器，因其结构简单、投资少、运行可靠性较高以及运行费用较低，至今仍是谐波抑制的主要手段。

现有的无源电力滤波器主要类型有单调谐滤波器和多调谐滤波器。多调谐无源电力滤波器进入实际应用的主要有双调谐滤波器和三调谐滤波器。就其基本电路而言，最常用的也都是一LC串联支路与一个LC并联支路或两个相互串联的LC并联支路串联构成。图1(a)和图1(b)分别为无阻尼的双调谐滤波器和三调谐滤波器电路。在交流电网滤波中，无阻尼式谐波滤波器容易与交流系统在某些谐波频率点产生并联谐振，造成谐波电流严重放大，使滤波器和系统的元件过载而损坏。为了在交流电网的滤波中抑制谐波电流的严重放大现象，常通过在图1(a)和图1(b)的上位电容(图1中的电容C₁)以下的网络或网络元件上并联电阻的方法来阻尼滤波器与系统的并联谐振，形成图1(c)和图1(d)的阻尼型双调谐滤波器和图1(e)～图1(h)的阻尼型三调谐滤波器电路。

图1(c)是葛州坝至南桥直流工程中实际应用的双调谐滤波器的电路，图1(d)是天生桥至广州直流工程中实际应用的另一种双调谐滤波器电路，图1(e)是高坡至肇庆直流工程中实际应用的一种阻尼型三调谐滤波器的电路。但是图1(c)～图1(h)并联电阻的方式，阻尼电阻则要产生较大的基波电能损耗。

参见图1，根据双调谐滤波器电路和其滤波特性，电网的基波频率f_F＜滤波器第一滤波频率f₁＜滤波器L₂、C₂并联谐振支路的谐振频率F₂＜滤波器第二滤波频率f₂。对于三调谐滤波器电路和其滤波特性，电网的基波频率f_F＜滤波器第一滤波频率f₁＜滤波器L₂、C₂并联谐振支路的谐振频率F₂＜滤波器第二滤波频率f₂＜滤波器L₃、C₃并联谐振支路的谐振频率F₃＜滤波器第三滤波频率f₃。概而言之，电网的基波频率小于滤波器L₂、C₂并联谐振支路的谐振频率，也小于滤波器L₃、C₃并联谐振支路的谐振频率。根据电工学原理，对于LC并联谐振回路而言，当频率小于其并联谐振频率时，其等效电抗呈电感的特性。具体到图1所示的双调谐滤波器和三调谐滤波器，在基波频率下，L₂、C₂并联谐振支路和L₃、C₃并联谐振支路的等效电抗均呈电感的特性。因此无论阻尼电阻以图1(c)～图1(h)何种方式联接，与阻尼电阻并联的等效二端对电路在基波频率下均呈电感特性。由此可见，在基波频率下，所述的阻尼电阻两端有基波电压存在，该基波电压必然使阻尼电阻产生基波电能损耗。

发明内容：

鉴于现有阻尼型多调谐滤波器技术存在上述基波电能损耗的问题，本发明所要解决的技术问题是降低阻尼型多调谐无源电力滤波器并联阻尼电阻的基波电能损耗。

本发明解决上述技术问题的技术解决方案是：

一种低损耗的多调谐无源滤波器，包括以无源电气元件作为网络元件的频率选择的二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一个LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振支路中的电容C由两只电容等效串联组成；两等效串联电容之间的串联节点对地或者对两串联的LC并联谐振支路的串联节点之间的二端对网络上并联有阻尼电阻，与该阻尼电阻并联的二端对网络构成一在基波频率串联谐振的回路。

由于上述技术方案包含两等效串联电容的串联节点对相互串联的LC并联谐振支路的串联节点之间的二端对网络上并联有阻尼电阻的技术方案。该方案中，最下一级LC并联支路则为无阻尼LC并联支路。而在有些特定的系统条件下，需要进一步增大滤波器的阻尼，因此本发明所述的技术方案在两相互串联的LC并联谐振支路的串联节点对地并联另一阻尼电阻，以提高抑制阻尼滤波器与系统之间并联谐振的作用。

以下结合附图将本发明所述的技术方案与现有技术进行分析比较，以期公众充分理解本发明所能达到的技术效果。

本发明要解决的技术问题是降低阻尼式多调谐滤波器起阻尼作用的并联阻尼电阻的基波电能损耗，而解决这一技术问题的关键是：实现与阻尼电阻并联的二端对网络在基波频率下串联谐振，以期实现在基波条件下并联阻尼电阻的端电压为零，即并联阻尼电阻基波电能损耗为零的目的。以图1(d)阻尼型双调谐滤波器为例，由于在基波频率下，与阻尼电阻R并联的网络呈感性，因此基波电能损耗是不可避免的。如果将图1(d)中的电容C₁用两只等效串联的电容C₀和C₁′代替，并按图2电路的方式使阻尼电阻R₁跨接在电容C₀和C₁′的节点a与地d之间，恰好是本发明所述技术方案的一种基本类型。在基波条件下，电容C₁′与由电感L₁、L₂和电容C₂组成的两端对网络的等效电感串联后，通过参数匹配，就可以在基波频率下串联谐振。

图2右边电阻R₁与左边由电感L₁、L₂和电容C₁′、C₂组成的谐振回路中，要使电阻R₁两端的基波电压为零的唯一可能条件是左边由电感L₁、L₂和电容C₂、C₁′组成的两端对网络的基波电抗为0，即 $X_{L_1{C}_1^{\′}{L}_2{C}_2}(\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_F)={\mathrm{\ω}}_F{L}_1+\frac{{\mathrm{\ω}}_F{L}_2}{1-{\mathrm{\ω}}_F^2/{\mathrm{\ω}}_2^2}-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_F{C}_1^{\′}}=0,$ 式中ω_F是基波角频率，ω₂是L₂、C₂的并联谐振角频率。前已述及，由于ω_F＜ω₂，故本式的前两项在基波频率下为正数，后一项为负数。因此，适当选择本发明技术方案所述的电感L₁、L₂和电容C₂、C₁′的元件参数，在基波条件下可使阻尼电阻R₁两端的基波电压为零，达到使基波电能损耗接近零的技术效果。在实际应用中考虑到电感、电容的参数误差和电网频率的变化，以及电感、电容器件的内电阻(该内电阻很小)，整个滤波器尽管仍有一些基波电能损耗，但是电能损耗已经相当小，节能效果仍十分明显。

附图说明：

图1是现有的无源双调谐滤波器和三调谐滤波器的电路原理图。其中：(a)图为无阻尼的基本双调谐滤波器，(b)图为无阻尼的基本三调谐滤波器，(c)图为一种阻尼型双调谐滤波器，(d)图为另一种阻尼型双调谐滤波器，(e)图为一种阻尼型三调谐滤波器，(g)图为另一种阻尼型三调谐滤波器，(h)图为又一种阻尼型三调谐滤波器；

图2为本发明的一种双调谐滤波器电路原理图；

图3为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；

图4为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；

图5为本发明的一种三调谐滤波器电路原理图；

图6为下述实施例1的阻抗频率特性曲线图；

图7为下述实施例2的阻抗频率特性曲线图；

图8为下述实施例3的阻抗频率特性曲线图；

图9为下述实施例4的阻抗频率特性曲线图。

具体实施方式：

以下结合附图和实施例详细描述本发明的具体实施方式，但本发明不受所述具体实施例所限。

例1

参见图2，本实施例的低损耗型双调谐滤波器电路是这样组成的：C₀、C₁′、L₁串联后与L₂、C₂并联支路相串联，然后在电容C₀、C₁′的串联节点a和地节点d之间并联一阻尼电阻R₁。设计条件为：基波频率f_F＝50Hz，额定电压U＝230kV，要求单组三相无功补偿容量Q＝100Mvar，滤波器滤波频率为f₁＝150Hz，f₂＝1800Hz。

图2所示的电路看起来很简单，但是要根据所给定的条件来进行设计计算却很复杂而烦琐，因此本发明也采用本领域技术人员通常的做法，即先撇开阻尼电阻R₁，并假设实际滤波频率等于设计条件所给定的滤波频率，即f₁ ^t＝f₁，f₂ ^t＝f₂，首先参照图1(a)基本双调谐滤波器电路的计算出各元件参数L₁、C₁、L₂、C₂(具体的参数计算推导过程见：‘Algorithm for Parameters of Double TunedFilter’，by Xiao Yao，proceedings of the 8^th international conference on harmonicsand quality of power，Volume 1，October 14-16，1998，Atherns，Greece，pp 154～157)。然后参照图2将C₁等效分拆成C₀、C₁′后，再选用不同阻值的阻尼电阻R₁进行计算，绘制出在不同阻值下，滤波器的阻抗频率特性曲线，然后结合系统的谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，经过比较和优化确定阻尼电阻R₁的电阻值，最后检查并计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差，如果该误差超出设计规范允许范围，再回过头进行修正、计算，直至滤波频率的误差在设计规范允许范围内为止。

以下详细叙述本实施例中各元件电参数的计算、选择过程，以便公众更好地掌握本发明的具体实施手段。

首先参照图1(a)计算出L₁、C₁、L₂、C₂的参数。

(1)选择L₂、C₂的并联谐振频率F₂

前面已经介绍，F₂必须介于滤波器的实际滤波频率f₁ ^t和f₂ ^t之间，还得避免滤波器与系统之间在F₂频率附近发生严重的谐波放大，同时谐波源在F₂频率的附近产生的谐波很小。本例中选择F₂＝176Hz。

然后，根据滤波器的假定实际滤波频率f₁ ^t和f₂ ^t，以及L₂、C₂并联支路谐振频率F₂，计算L₁、C₁支路的串联谐振频率

$F_1=\frac{f_1^t{f}_2^t}{F_2}=\frac{150\×1800}{176}=1534.09\mathrm{Hz}.$

(2)计算滤波器滤波频率和各串联、并联谐振支路谐振频率的谐波次数滤波器滤波频率的谐波次数：

$h_1=\frac{f_1^t}{f_F}=\frac{150}{50}=3,h_2=\frac{f_2^t}{f_F}=\frac{1800}{50}=36;$

滤波器各谐振支路的谐波次数：

L₁与C₁串联谐振支路的谐波次数：H₁＝F₁/f_F＝1534.09/50＝30.6818，

L₂与C₂并联谐振支路的谐波次数：H₂＝F₂/f_F＝165/50＝3.52。

(3)计算L₁、C₁、L₂、C₂的参数

根据图1(a)及电工学原理可推算出：

$C_1=-\{{\left(\frac{H_2}{h_1{h}_2}\right)}^2-1+\frac{(h_1^2+h_2^2-H_2^2)H_2^2-h_1^2{h}_2^2}{h_1^2{h}_2^2(H_2^2-1)}\}\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_F{U}^2}---(\mathrm{eq}.1)$

$C_2=\frac{H_1^2}{h_1^2+h_2^2-H_1^2-H_2^2}\×C_1---(\mathrm{eq}.2)$

$L_1=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{H}_1{f}_F\right)}^2{C}_1}---(\mathrm{eq}.3)$

$L_2=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{H}_2{f}_F\right)}^2{C}_2}---(\mathrm{eq}.4)$

由给定的设计条件计算出系统的基波角频率ω_F＝2πf_F＝314.16rad/s，将ω_F值和上述步骤(1)和(2)的结果分别代入上式(eq.1)、(eq.2)、(eq.3)、(eq.4)中得：C₁＝5.8232μF，C₂＝15.5428μF，L₁＝1.8504mH，L₂＝52.5524mH。

(4)计算C₀和C₁′

在通过图1(a)计算出L₁、C₁、L₂、C₂的基础上，再参照图2，将电容C₁分解成两个等效电容C₀和C₁′串联，并将电阻并联联接在节点a与地d之间。要使由L₁、C₁′、L₂和C₂所组成的电路(参见图2)在基波频率下产生串联谐振，其总阻抗必然等于0，即 ${\mathrm{\ω}}_F{L}_1-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_F{C}_1^{\′}}+\frac{{\mathrm{\ω}}_F{L}_2}{1-{\mathrm{\ω}}_F^2{L}_2{C}_2}=0,$ 将上述步骤(3)计算得出的L₁、C₁、L₂、C₂值代入，即得C₁′＝17.13μF。

由于电容C₀与C₁′串联，且等效于C₁，因此 $\frac{1}{C_1}=\frac{1}{C_0}+\frac{1}{C_1^{\′}},$ 代入C₁、C₁′的计算结果解得C₀＝6.0281μF。

(5)R₁的参数确定

选择不同的阻尼电阻R₁的参数，按照图2进行联接，逐点计算并绘制出滤波器的阻抗频率特性曲线(见图6)，然后结合系统谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，确定阻尼电阻R₁的电阻值。本例所述的修正、确定原则是流入系统的谐波电流放大倍数≤3。本实施例中，阻尼电阻R₁的电阻值最终确定为2000Ω。

由图6可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz和1800Hz附近形成了两个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。

(6)计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差

从阻抗频率特性图(图6)中找出阻抗极小值的频率点，该点的频率即为滤波器的实际滤波频率f₁ ^t，f₂ ^t。计算实际滤波频率f₁ ^t，f₂ ^t与设计要求的滤波频率f₁和f₂之间的误差：Δf₁＝f₁-f₁ ^t，Δf₂＝f₂-f₂ ^t。如果|Δf₁|＜ε，且|Δf₂|＜ε，说明设计的滤波频率在误差允许范围内，滤波器可以满足要求。本例按设计规范设定ε＝2Hz。如果|Δf₁|＞ε或|Δf₂|＞ε，说明设计的滤波频率超出误差允许范围，因此需要通过修正初始频率值f₁ ^t，f₂ ^t，然后重新回到步骤(1)进行计算，直至|Δf₁|和|Δf₂|都小于ε为止。

(7)滤波器性能校核

根据滤波器的阻抗频率特性曲线图(图6)，校核滤波器的各项指标，尤其是经过滤波后，谐波电压与基波电压的百分比值要符合国家标准GB/T14549-93《电能质量供电系统谐波》的规定。

经过校核计算，本实施例的基波无功补偿功率Q＝100.39Mvar，滤波器阻尼电阻R₁的基波功率损耗为0.13104W。因为电抗器、电容器有内阻，因此滤波器还有小量的功率损耗，但是已经很小。

图2电路是根据图1(d)演变而来，如果按照图1(d)所示的电路(该电路为现有技术中应用较多的双调谐滤波器电路之一)，在同样电路参数的条件下计算出其基波损耗为48.7989kW。由此可见，本实施例与现有技术相比，可以显著降低基波电能损耗。

例2

本实施例给定的三调谐滤波器设计条件为：基波频率f_F＝50Hz，额定电压U＝525kV，单组无功补偿容量Q＝140Mvar，滤波频率为f₁＝150Hz，f₂＝1200Hz，f₃＝1800Hz。

参见图3，本实施例为一种三调谐无源谐波滤波器，与例1相比，只是在L₂、C₂并联谐振支路下串联了一个L₃、C₃并联谐振支路，因此需利用基波频率下与阻尼电阻R₁并联的振荡电路总阻抗 $Z(\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_F)={\mathrm{j\ωL}}_1-\frac{j}{\mathrm{\ω}{C}_1^{\′}}+\frac{{\mathrm{j\ωL}}_2}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_2{C}_2}+\frac{{\mathrm{j\ωL}}_3}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_3{C}_3}=0$ 的条件来计算C₀和C₁′。参数计算的基本过程是：先撇开阻尼电阻R₁，并假设实际滤波频率等于设计条件所给定的滤波频率(即f₁ ^t＝f₁，f₂ ^t＝f₂，f₃ ^t＝f₃)，参照图1(b)基本三调谐滤波器电路计算出各元件参数L₁、C₁、L₂、C₂、L₃、C₃(具体的参数计算推导过程见：本发明人在《南方电网技术研究》，2005年第3期，pp.43～46上发表的《三调谐滤波器的参数计算方法》一文)；然后参照图3，将C₁分拆成C₀、C₁′后，再选用不同阻值的阻尼电阻R₁进行联接，计算并绘制出在不同阻值下滤波器的阻抗频率特性曲线，并结合系统的谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，经过比较和优化确定阻尼电阻R₁的电阻值，最后检查并计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差，如果该误差超出设计规范允许范围，再回过头进行修正、计算，直至滤波频率的误差在设计规范允许范围内为止。

首先参照图1(b)计算L₁、C₁、L₂、C₂、L₃、C₃的参数。

(1)第一步，要选定L₂、C₂和L₃、C₃并联谐振支路的谐振频率

按前面已经介绍的选定原则：L₂、C₂并联支路谐振频率F₂在f₁ ^t与f₂ ^t之间，L₃、C₃并联支路谐振频率F₃在f₂ ^t与f₃ ^t之间，本例中取F₂＝164.7Hz、F₃＝1418.5Hz。计算出L₁、C₁支路的串联谐振频率 $F_1=\frac{f_1^t{f}_2^t{f}_3^t}{F_2{F}_3}$

(2)接着计算出滤波器三个滤波频率的滤波次数

h₁＝f₁ ^t/f_F，h₂＝f₂ ^t/f_F，h₃＝f₃ ^t/f_F

及各串、并联谐振支路的谐振频率的谐波次数

H₁＝F₁/f_F，H₂＝F₂/f_F，H₃＝F₃/f_F

(3)计算L₁、C₁、L₂、C₂、L₃、C₃的参数

为了得到L₁、C₁、L₂、C₂、L₃、C₃各参数，首先参照图1(b)，并根据电工学原理，得到下述的各元件参数计算公式：

$C_1=\frac{-Q}{{\mathrm{\ω}}_F{U}^2}[\frac{1}{H_1^2}-1+\frac{A_2}{H_1^2(H_2^2-1)}+\frac{A_3}{H_1^2(H_3^2-1)}]---(\mathrm{eq}.5)$

$C_2=\frac{H_1^2{C}_1}{A_2}---(\mathrm{eq}.6)$

$C_3=\frac{H_1^2{C}_1}{A_3}---(\mathrm{eq}.7)$

$L_1=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{H}_1{f}_F\right)}^2{C}_1}---(\mathrm{eq}.8)$

$L_2=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{H}_2{f}_F\right)}^2{C}_2}---(\mathrm{eq}.9)$

$L_3=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{H}_3{f}_F\right)}^2{C}_3}---(\mathrm{eq}.10)$

在(eq.5)、(eq.6)、(eq.7)中，

$b_1=h_1^2+h_2^2+h_3^2-H_1^2-H_2^2-H_3^2---(\mathrm{eq}.11)$

$b_2=h_1^2{h}_2^2+h_2^2{h}_3^2+h_1^2{h}_3^2-H_1^2{H}_2^2-H_2^2{H}_3^2-H_1^2{H}_3^2---(\mathrm{eq}.12)$

$A_2=\frac{b_1{H}_2^2-b_2}{H_2^2-H_3^2}---(\mathrm{eq}.13)$

$A_3=\frac{b_2-b_1{H}_3^2}{H_2^2-H_3^2}---(\mathrm{eq}.14)$

由给定的设计条件计算出系统的基波角频率ω_F＝2πf_F＝314.16rad/s，将ω_F值和上述步骤(1)和(2)的结果分别代入上式(eq.1)、(eq.2)、(eq.3)、(eq.4)中得：C₁＝1.579μF，C₂＝7.3132μF，C₃＝9.3524μF，L₁＝8.3413mH，L₂＝127.6873mH，L₃＝1.346mH。

(4)计算C₀和C₁′

在通过图1(b)计算出L₁、C₁、L₂、C₂、L₃、C₃的基础上，再参照图3，将电容C₁分解成两个等效电容C₀和C₁′串联，并将电阻并联联接在节点a与地d之间。要使L₁、C₁′、L₂、C₂、L₃、C₃按照图3电路方式下在基波频率下产生串联谐振，其总阻抗必然等于0，即 ${\mathrm{j\ωL}}_1-\frac{j}{{\mathrm{\ωC}}_1^{\′}}+\frac{{\mathrm{j\ωL}}_2}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_2{C}_2}+\frac{{\mathrm{j\ωL}}_3}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_3{C}_3}=0,$ 将上述步骤(3)计算得出的L₁、L₂、C₂、L₃、C₃值代入，即得C₁′＝67.539μF，由于电容C₀与C₁′串联，且等效于C₁，因此 $\frac{1}{C_1}=\frac{1}{C_0}+\frac{1}{C_1^{\′}},$ 代入C₁、C₁′的计算结果解得C₀＝1.6168μF。

(5)R₁的参数确定

选择不同的阻尼电阻R₁的参数，按照图3进行联接，逐点计算并绘制出滤波器的阻抗频率特性曲线(见图7)，然后结合系统谐波阻抗比较滤波器的阻频特性和阻尼效果进行修正，确定阻尼电阻R₁的电阻值。所述的修正、确定原则是流入系统的谐波电流放大倍数应≤3。本实施例中，阻尼电阻R₁的电阻值最终确定为1900Ω。

由图7可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。

(6)计算实际滤波频率与设计条件给定的滤波频率之间的误差

从阻抗频率特性图(图7)中找出阻抗极小值的频率点，该点的频率即为滤波器的实际滤波频率f₁ ^t，f₂ ^t，f₃ ^t。计算实际滤波频率f₁ ^t，f₂ ^t，f₃ ^t与设计要求的滤波频率f₁、f₂、f₃之间的误差：Δf₁＝f₁-f₁ ^t，Δf₂＝f₂-f₂ ^t，Δf₃＝f₃-f₃ ^t，如果|Δf₁|＜ε，|Δf₁|＜ε，且|Δf₃|＜ε，说明设计的滤波频率在误差允许范围内，滤波器可以满足要求。本例按设计规范设定ε＝2Hz。如果|Δf₁|＞ε，或|Δf₂|＞ε，或|Δf₃|＞ε，说明设计的滤波频率超出误差允许范围，因此需要通过修正初始频率值f₁ ^t，f₂ ^t，f₃ ^t，然后重新回到步骤(1)进行计算，直至|Δf₁|、|Δf₂|和|Δf₃|都小于ε为止。

(7)滤波器性能校核

根据滤波器的阻抗频率特性曲线图(图7)，校核滤波器的各项指标，尤其是经过滤波后，谐波电压与基波电压的百分比值要符合国家标准GB/T 14549-93《电能质量供电系统谐波》的规定。

经过校核，本实施例的基波无功补偿功率Q＝140.0044Mvar，滤波器阻尼电阻的基波功率损耗为0kW。因为电抗器、电容器有内阻，因此滤波器还有少量的功率损耗，但是已经很小，达到了本发明的目的。

图3电路是根据图1(g)演变而来，如果按照图1(g)的电路，并且采用本例相同的电路参数，则滤波器的基波电能损耗高达83.43kW。两者相比，本发明的技术效果是十分显著的。

例3

本实施例的给定设计条件与例2相同。

参见图4，本实施例与例2(见图3)相比所不同的是阻尼电阻R₁并联在C₀与C₁′的串联节点a和L₂、C₂与L₃、C₃两个并联谐振支路之间的串联节点b上，即相当于在图2的节点d下又串联了一L₃与C₃并联支路，但是与阻尼电阻R₁两端并联的电路却和例1相同，因此计算C₀和C₁′的条件和方法与例1相同。根据给定的设计条件和电工学原理，并参照例1和例2的设计计算方法得到电路参数为C₀＝1.6164μF，C₁′＝68.005μF，C₂＝7.3132μF C₃＝9.3524μF，L₁＝8.3413mH，L₂＝127.6873mH，L₃＝1.346mH，R₁＝1900Ω。绘制出阻抗频率特性曲线图见图8，其在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的大部分谐波电流将通过滤波器被旁路掉。

校核计算出本实施例的基波无功补偿功率Q＝139.997Mvar，滤波器电阻的基波功率损耗为0kW。尽管电抗器、电容器元件有内阻，滤波器还有小量的功率损耗，但是已经很小，也达到了本发明的目的。

图4电路是根据图1(f)演变而来，如果按照图1(f)所示的电路来设计滤波器，在同样电路参数的条件下计算出其基波损耗为81.9427kW。由此可见，本实施例与现有技术相比基波损耗显著减少。

例4

本实施例的给定设计条件与例2相同。

参见图5，本实施例与例3(见图4)相比所不同的是由L₃、C₃并联谐振支路上并联有另一阻尼电阻R₂，其目的是增加滤波器的阻尼。本例中计算C₀和C₁′的条件和方法与例1相同，但在确定R₁的阻值时要考虑R₂的阻尼作用，R₁和R₂的阻值按例1中所述的原则(即系统电流放大倍数应≤3)进行修正、确定。根据给定的设计条件和电工学原理，并参照例1和例3的设计计算方法得到电路参数为C₀＝1.6164μF，C₁′＝68.005μF，C₂＝7.3132μF，C₃＝9.3524μF，L₁＝8.3413mH，L₂＝127.6873mH，L₃＝1.346mH，R₁＝1500Ω、R₂＝400Ω；绘制出阻抗频率特性曲线图如图9所示。由图9可见，阻抗频率特性曲线在频率为150Hz、1200Hz和1800Hz处形成了三个阻抗低点，在此频率点附近的谐波电流将通过滤波器被旁路掉。

校核计算出本实施例的基波无功补偿功率Q＝139.997Mvar。本例中尽管电阻R₁的基波功率损耗基本为0，但由于电阻R₂直接与L₃C₃并联，因此在基波频率下R₂不可避免地有基波损耗，不过仅为8.5W了。

图5电路是根据图1(h)演变而来，如果按照图1(h)的电路结构，在同样电路参数的条件下，计算出其基波损耗为81.95kW。由此可见，本实施例所述的技术方案中，阻尼电阻的基波损耗仅原方案的1％不到。

Claims (2)

1、一种低损耗多调谐电力无源滤波器，包括以无源电气元件作为网络部件的频率选择二端对多调谐滤波器，该多调谐滤波器由一LC串联谐振支路与1～2个LC并联谐振支路相串联构成，其特征是所述的LC串联谐振电路中的电容(C₁)由两只电容(C₀和C₁′)等效串联组成；两等效串联电容(C₀和C₁′)的串联节点(a)对地(d)或者对相互串联的LC并联谐振回路的串联节点(b)之间的二端对网络上并联有阻尼电阻(R₁)，与该阻尼电阻(R₁)并联的二端对网络构成一在基波频率串联谐振的回路。

2、根据规定权利要求1所述的一种低损耗多调谐电力无源滤波器，其特征是所述的两相互串联的LC并联谐振支路的串联节点(b)对地(d)并联另一阻尼电阻(R₂)。

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