CN1742423B - 开关电源单元 - Google Patents

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Abstract

利用当变压器电压Vt由于整流二极管(Dsl)进入非导电状态而反相时的时间作为触发，在经过了预定时延之后，第一开关控制电路(CNT1)使第一开关元件(Q1)导通。第二开关控制电路(CNT2)利用当变压器电压Vt由于第一开关元件(Q1)的截止而反相时的时间作为触发，使第二开关元件(Q2)导通。第三开关控制电路(CNT3)利用第二开关元件(Q2)的截止作为触发，使第三开关元件(Q3)导通。(CNT1)确定第一开关元件(Q1)的周期ton1，从而将第一输出电压Vo1设置为预定值。(CNT2)确定第二开关元件(Q2)的导通周期ton2，从而将第二输出电压Vo2设置为预定值。(CNT3)确定第三开关元件(Q3)的导通周期ton3，从而将第三输出电压Vo3设置为预定值。

Description

开关电源单元 
技术领域
本发明涉及一种控制包括多个开关元件的开关电源的方法，更具体地，涉及一种不需要振荡电路的控制方法。 
通常可以将被称为PWM(脉冲宽度调制)系统和PFM(脉冲频率调制)系统的控制过程用作控制开关电源中的开关元件的方法(参见非专利文件1)。 
PWM系统是用于控制开关元件的导通周期与开关周期的比率的系统，并且通常，开关周期是恒定的。在设置了多个开关元件的情况下，开关元件的导通周期比率彼此相等或者相对于彼此互逆。 
PFM系统是用于控制开关频率的比率的系统，并且通常，元件的导通周期比率是恒定的。在设置了多个开关元件的情况下，开关元件的导通周期比率和开关频率之间的关系彼此相等。 
非专利文件1：日本电气工程师协会的电子工程手册(第六版)，2001年2月20日，第20卷，第9章，第2节，开关调节器，第851到852页。 
本发明所要解决的问题 
在公知技术中，当设置了多个开关元件时，还设置振荡电路。根据振荡电路的振荡信号来产生多个驱动信号，并且将驱动信号传送到开关元件的控制端子。因此，如果在用于传送驱动信号的路径中或驱动电路中产生了时延或超前时间，则会出现其中多个开关元件同时处于导通状态的现象，尽管必须依次来驱动彼此串联的多个开关元件。 该现象不仅可能会阻止正常操作，而且还可以由于过电流等而毁坏电源单元，从而显著地降低了可靠性。 
因此，为了避免多个开关元件同时处于导通状态的现象，设置了其中多个开关元件同时处于截止状态的停滞时间(dead time)。然而，由于该停滞时间无助于电压转换，因此提供其长度不必要地那样长的停滞时间构成了减小能量转换效率的一个因素。另外，由于导通周期比率和开关频率在PWM系统和PFM系统中分别发生改变，因此非常难以适当地设置停滞时间，并且需要复杂的配置。 
另外，在公知技术中，明显地，需要充当标准的振荡电路。 
另外，在公知技术中，执行通过改变充当标准的开关元件的导通周期来稳定输出电压的控制。例如，保持输出电压恒定是用于控制的一个唯一条件。 
本发明的目的是解决由于多个开关元件同时处于导通状态而引起的问题，以便能够设置多个控制条件以满足预定条件，并且提供无需充当标准的振荡电路的开关电源单元。 
解决问题的方式 
(1)根据本发明，提出了一种包括电感器或变压器和各自具有控制端子的n个开关元件的开关电源单元，其中n为2以上的整数，通过使所述开关元件导通/截止来切换电感器或变压器中流动的电流且对能量进行转换，所述开关电源单元包括开关控制电路，其中所述开关控制元件重复以下操作的循环：a)根据由于处于导通状态的所述n个开关元件中的第一开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第二开关元件导通；b)以下同样地，根据由于处于导通状态的第(n-1)开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第n开关元件导通；c)根据由于处于导通状态的第n开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第一开关元件导通，其中所述开关控制电路控制每一个所述n个开关元件的导通周期。 
(2)根据本发明的(1)所述的开关电源单元特征在于：在两个连续开关元件各自的导通周期之间，提供其中所述两个连续开关元件截止的停滞时间，并且根据从使所述两个连续开关元件中的处于导通 状态的一个开关元件截止并使所述两个连续开关元件中的另一个开关元件导通开始的时延，来设置所述停滞时间。 
(3)根据本发明的(2)所述的开关电源单元特征在于：设置所述停滞时间，从而当所述开关元件两端的电压变为零或减小到零附近时，使所述开关元件导通。 
(4)根据本发明的(1)到(3)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路利用在电感器或变压器处由于所述n个开关元件中处于导通状态的第(n-1)开关元件的截止而产生的电压，使所述第n开关元件导通。 
(5)根据本发明的(1)到(4)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路检测去往负载的输出电压，以便根据所述输出电压来确定所述n个开关元件各自的导通周期。 
(6)根据本发明的(1)到(4)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路检测在电感器或变压器处所产生的电压的变化或极性以便确定所述n个开关元件各自的导通周期。 
(7)根据本发明的(1)到(4)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路检测在电感器或变压器中所流动的电流以确定所述n个开关元件各自的导通周期。 
(8)根据本发明的(1)到(4)所述的开关电源单元特征在于：所述开关元件是场效应晶体管，所述开关控制电路检测与所述开关元件串联的电容器两端的电压，以确定各个开关元件的导通周期。 
(9)根据本发明的(1)到(4)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路检测在各个开关元件中流动的电流以确定各个开关元件的导通周期。 
(10)根据本发明的(9)所述的开关电源单元特征在于：所述开关控制电路确定开关元件的导通周期，从而当在开关元件中流动的电流变为零或达到零附近时，使所述开关元件截止。 
本发明的效果 
(1)根据本发明，由于处于导通状态的开关元件的截止使下一开关元件导通，基本上不会出现两个开关元件同时处于导通状态的不便，从而提高了开关电源单元的可靠性。 
另外，在公知技术中，执行通过改变充当标准的开关元件的导通周期来稳定输出的控制，并且仅提供一个条件来控制输出电压。然而，在本发明中，可以建立两个或多个条件，即，至少其数量对应于开关元件的数量的条件。 
此外，根据开关元件的导通脉冲的积累来确定开关频率，并且设置每一个开关元件的导通周期。因此，不需要振荡电路。 
(2)根据本发明，将基于开关元件的导通和截止的时延的停滞时间设置在多个开关元件中的两个连续开关元件的导通周期之间，并且改善了由于多个开关元件同时导通而引起的开关电源单元的可靠性。另外，由于根据导通之前的时延来设置停滞时间，因此可以容易地适当设置该停滞时间，并且停滞时间不会不必要地增加或减小，即使开关频率和导通周期比率由于每一个开关元件的导通周期的变化而发生改变。因此，可以使能量转换效率保持为较高。 
(3)根据本发明，由于当开关元件两端的电压变为零或减小为零附近时使开关元件导通，因此可以显著地减小开关损耗，并且由于在零电压处导通的零电压开关操作，可以实现高效率。 
(4)根据本发明，由于提供了利用在电感器或变压器处由于多个开关元件中处于导通状态的开关元件的截止而产生的电压、使下一开关元件导通的开关控制电路，因此，可以容易地将电感器或变压器处所产生的电压信号捕获为触发信号，并且可以将开关元件用作驱动电压。因此，可以实现简单的电路结构。 
(5)根据本发明，由于检测去往负载的输出电压以便根据所述输出电压来确定导通周期，可以容易地配置恒压电源单元。 
(6)根据本发明，由于检测在变压器处所产生的电压的变化(下降或上升)或极性以便确定开关元件的导通周期，因此可以容易地将在变压器处所产生的电压信号用作触发信号。因此，可以实现简单的电路结构。 
(7)根据本发明，由于检测在变压器中所流动的电流以确定导通周期，例如，可以将整流二极管的导电周期和开关元件的导通周期设置为彼此相等。因此，可以减小在整流二极管和变压器中流动的电 流的有效电流和峰值，并且因而减小了导通损耗。 
(8)根据本发明，由于检测开关元件两端的电压以确定导通周期，因此可以精确地确定开关元件的导通状态和截止状态，并且这可以容易地用作触发信号。 
(9)根据本发明，由于开关控制电路检测在开关元件中流动的电流以确定导通周期，因此可以精确地确定开关元件的状态，并且可以控制开关元件。因此，可以提供所需和适当的停滞时间。 
(10)根据本发明，由于当在开关元件中流动的电流变为零或达到零附近时，开关控制电路使所述开关元件截止，因此开关损耗会由于在零电流导通的零电流开关操作而得到显著地减小。因此，可以实现高效率。 
附图说明
图1包括根据第一实施例的开关电源单元的电路图和波形图； 
图2包括根据第二实施例的开关电源单元的电路图和波形图； 
图3包括根据第三实施例的开关电源单元的电路图和波形图； 
图4包括根据第四实施例的开关电源单元的电路图和波形图； 
图5包括根据第五实施例的开关电源单元的电路图和波形图。 
参考符号 
T-变压器 
Lp-初级绕组 
Ls-次级绕组 
Vi-输入电源 
Q1-第一开关元件 
Q2-第二开关元件 
Q3-第三开关元件 
Ds1到Ds3-整流二极管 
C1-第一平滑电容器 
C2-第二平滑电容器 
C3-第三平滑电容器 
CNT1-第一开关控制电路 
CNT2-第二开关控制电路 
CNT3-第三开关控制电路 
Vo1-第一输出电压 
Vo2-第二输出电压 
Vo3-第三输出电压 
OUT1-第一输出端子 
OUT2-第二输出端子 
OUT3-第三输出端子 
Lr-电感器 
Cr-电容器 
具体实施方式
将参考图1来描述根据第一实施例的开关电源单元。图1的部分(A)是开关电源单元的电路图，而部分(B)是示出了开关电源单元的每个部分的波形和时间之间的关系的图示。 
在图1的部分(A)中，Vi表示输入电源而T表示变压器。第一开关元件Q1与变压器T的初级绕组Lp相连。对于变压器T的次级绕组Ls ，设置了由整流二极管Ds1和平滑电容器C1构成的第一整流和平滑电路。此外，设置了由整流二极管Ds2、第二开关元件Q2和第二平滑电容器C2构成的第二整流和平滑电路。另外，设置了由整流二极管Ds3、第三开关元件Q3和第三平滑电容器C3构成的第三整流和平滑电路。 
第一开关控制电路CNT1对第一开关元件Q1进行导通/截止控制，第二开关控制电路CNT2对第二开关元件Q2进行导通/截止控制，而第三开关控制电路CNT3对第三开关元件Q3进行导通/截止控制。在附图中，进入每一个开关控制电路CNT1、CNT2和CNT3的虚线示意地表示触发路径，并且进入每一个开关控制电路CNT1、CNT2和CNT3的实线示意地表示反馈路径。 
这些开关控制电路中的第一开关控制电路CNT1接收变压器T的电压(变压器电压Vt)作为触发，并且在Q1的漏极电压下降时使Q1导通。 第一开关控制电路CNT1还检测第一输出端子OUT1的输出电压Vo1，并且确定第一开关元件Q1的导通周期，从而将Vo1设置为预定电压。换句话说，在已经过去了所需的Q1的导通周期时，第一开关控制电路CNT1使Q1截止。 
第二开关控制电路CNT2接收变压器T的电压(变压器电压)Vt作为触发，并且在变压器T的电压(变压器电压Vt)反相时使第二开关元件Q2导通。然后，第二开关控制电路CNT2检测第二输出端子OUT2的电压Vo2，并且确定第二开关元件Q2的导通周期，从而将Vo2设置为预定电压。换句话说，在已经过去了所需的Q2的导通周期时，第二开关控制电路CNT2使Q2截止。 
第三开关控制电路CNT3接收第二开关元件Q2的漏极电压作为触发，并且在Q2的漏极电压上升时使Q3导通。然后，第三开关控制电路CNT3检测第三输出端子OUT3的电压Vo3，并且确定第三开关元件Q3的导通周期，从而将Vo3设置为预定电压。换句话说，在已经过去了所需的Q3的导通周期时，第三开关控制电路CNT3使Q3截止。 
在图1的部分(B)中，Vt表示变压器T的电压(变压器电压)，并且Q1、Q2、Q3和Ds分别表示第一到第三开关元件Q1到Q3和第一整流二极管Ds1的状态。这里，高电平表示导通状态而低电平表示截止状态。 
(1)状态1[t0-t1] 
首先，当变压器T的电压(变压器电压Vt)在时间t0处反相时，在从时间t0经过时延Δtd1之后，由第一开关控制电路CNT1使第一开关元件Q1的栅极电压变为高电平，并因而使Q1导通。根据基于变压器T的初级电感、Q1的漏极和源极之间的寄生电容等确定的谐振周期来设置时延Δtd1，从而在Q1的漏极和源极之间的电压变为零时使Q1导通。因此，执行Q1的零电压开关操作，并且显著地降低了开关损耗。 
然后，第一开关控制电路CNT1确定Q1的导通周期ton1，从而将第一输出端子OUT1的电压Vo1的电压设置为预定值。换句话说，在时间t1，即在从时间t0经过了Δtd1+ton1之后，第一开关控制电路CNT1将Q1的栅极电压变为低电平。因此，使Q1截止。变压器T的激励能量根据Q1的导通周期ton1来确定。结果，确定了Vo1的电压。 
(2)状态2[t1-t2] 
当Q1截止时，变压器电压Vt反相。第二开关控制电路CNT2接收变压器T的次级绕组Ls的电压作为触发信号，并且在变压器电压Vt的时间t1处，将第二开关元件Q2的栅极电压变为高电平。因此，在从时间t1经过时延Δtd2之后，使Q2导通。根据基于变压器T的次级电感、Q2的漏极和源极之间的寄生电容等确定的谐振周期来设置时延Δtd2，从而在Q2的漏极和源极之间的电压变为零时使Q2导通。因此，执行Q2的零电压开关操作。 
第二开关控制电路CNT2确定Q2的导通周期ton2，从而将第一输出端子OUT2的电压Vo2的电压设置为预定值。换句话说，在时间t2，即在从时间t1经过了Δtd2+ton2之后，第二开关控制电路CNT2将Q2的栅极电压变为低电平。 
(2)状态3[t2-t3] 
由于第三开关控制电路CNT3接收Q2的漏极电压作为触发信号，当Q2在t2处截止时，在从时间t2经过时延Δtd3之后，使第三开关元件Q3导通。根据基于变压器T的次级电感、Q3的漏极和源极之间的寄生电容等确定的谐振周期来设置时延Δtd3，从而在Q3的漏极和源极之间的电压变为零时使Q3导通。因此，执行Q3的零电压开关操作。 
第三开关控制电路CNT3确定Q3的导通周期ton3，从而将第三输出端子OUT3的也压Vo3的电压设置为预定值。换句话说，在时间t3，即在从时间t2经过了Δtd3+ton3之后，第三开关控制电路CNT3将Q2的栅极电压变为低电平。 
(4)状态4[t3-t0] 
当Q3截止时，在从使Q3截止的时间处经过时延Δtd4之后，第一整流二极管Ds1导通。这是因为当利用关系Vo1＞Vo3＞Vo2，Q2和Q3均处于截止状态时，由于将正向电压施加到Ds1上而使Ds1导通。 
然后，第一开关元件Q1确定整流二极管Ds1的导通周期tond，从而将第一输出端子OUT1的电压Vo1的电压设置为预定值。当Ds1的电流变为零并施加反相电流时，变压器的电压在时间t0处发生反相。换句话说，在从时间t3经过时延Δtd4+tond之后的时间处使Ds1截止，并且 在从时间t0经过时延Δtd1之后，第一开关控制电路CNT1将第一开关元件Q1的栅极电压变为高电平。这里，时间T0等于初始时间t0。 
如上所述，通过将图1的部分(B)中所表示的循环T作为一个循环来重复，可以分别在第一到第三输出端子OUT1到OUT3处获得预定电压Vo1、Vo2和Vo3。 
利用该结构，与使处于导通状态的一个开关元件截止相关联地使下一开关元件截止。因此，换句话说，每一个开关元件的导通/截止状态按照基于因果关系的时间过去的顺序来发生改变。由于在处于导通状态的一个开关元件的截止和下一开关元件的导通之间不可避免地需要时延，因此该时延构成了停滞时间。因此两个开关元件同时处于导通状态的不便基本上不会发生，因而提高了开关电源单元的可靠性。另外，适当地设置停滞时间实现了零电压开关操作等，并且在没有提供不必要的长停滞时间的情况下，可以使能量转换效率保持为较高。 
另外，由于开关元件的导通脉冲的积累充当开关频率，不需要振荡电路。另外，可以单独地稳定其数量等于开关元件的数量的多个输出(在本实施例中为三个输出)的电压。尽管将多个输出端子的电压设置为各个预定值作为该示例中的条件来提供，作为电压的替代，可以控制电流等，只要其可以由开关元件的导通周期来控制。换句话说，可以满足其数量等于开关元件的数量的独立条件。 
尽管在上述示例中基于Q2和Q3的漏极电压来检测第一和第二开关元件Q2和Q3的截止，但是可以通过检测在开关元件中所流过的电流来检测开关元件的截止。另外，尽管在上述示例中根据变压器T的次级绕组Ls的电压来检测变压器电压作为Q2的触发，但是可以根据初级绕组Lp的电压来检测变压器电压的变化。另外，作为检测变压器电压的下降的替代，可以检测变压器电压的极性的变化。 
另外，尽管在上述示例中描述了在稳态下将输出电压设置为预定值的操作，但是，例如，通过在瞬变时间处设置每一个开关元件的最大导通周期直到输出电压达到预定值为止，诸如起始时间，周期性地重复一系列的开关操作并达到稳态。 
将参考图2来描述根据第二实施例的开关电源单元。图2的部分 (A)是开关电源单元的电路图，而部分(B)是示出了开关电源单元的每个部分的波形和时间之间的关系的图示。 
在图2的部分(A)中，电感器Lr与变压器T的初级绕组Lp相连。设置了第二开关元件Q2和电容器Cr，从而与电感器Lr和初级绕组Lp一起形成闭环。由整流二极管Ds和平滑电容器Co构成的整流和平滑电路与变压器T的次级绕组Ls相连。 
第一开关控制电路CNT1对第一开关元件Q1进行导通/截止控制，第二开关控制电路CNT2对第二开关元件Q2进行导通/截止控制。在附图中，进入每一个开关控制电路CNT1和CNT2虚线示意地表示触发路径，并且进入每一个开关控制电路CNT1和CNT2的实线示意地表示反馈路径。 
第一开关控制电路CNT1接收当变压器T的电压(变压器电压)上升时的反相时间作为触发。第一开关控制电路CNT1还检测输出电压Vo，并且控制第一开关元件Q1的导通周期，从而将Vo设置为预定电压。 
第二开关控制电路CNT2接收当变压器T的变压器电压下降时的反相时间作为触发。第二开关控制电路CNT2还检测电容器Cr两端的电压Vc，并且控制Q2的导通周期，从而将Vc设置为预定电压或使Vc不超过预定电压。 
在图2的部分(B)中，Vt表示变压器电压的波形，而Q1和Q2分别表示第一和第二开关元件Q1和Q2的状态。这里，高电平表示导通状态而低电平表示截止状态。 
(1)状态1[t0-t1] 
第一开关控制电路CNT1在时间t0处接收触发信号，并且在经过了预定时延Δt1之后，第一开关控制电路CNT1将Q1的栅极电压变为高电平。因此，Q1导通。由于输出电压Vo根据第一开关元件Q1的导通周期ton1而改变，确定ton1，从而可以获得预定输出电压Vo。换句话说，在从时间t0经过了Δt1+ton1之后的时间处，将第一开关元件Q1的栅极电压变为低电平，并因而使Q1截止。 
(2)状态2[t1-t0] 
当Q1截止时，变压器电压Vt反相。在经过了时延Δt2之后，第二 开关控制电路CNT2利用变压器电压Vt的反相时间作为触发，将Q2的栅极电压变为高电平。因此，使第二开关元件Q2导通。 
由于电容器Cr两端的电压Vc根据Q2的导通周期ton2而改变，确定ton2，从而将Vc设置为预定电压。换句话说，在从时间t1经过了Δt2+ton2之后的时间处，第二开关控制电路CNT2将Q2的栅极电压变为低电平。因此，使Q2截止。 
由于当Q2截止时变压器电压Vt再次反相，因此在从时间t0经过了时延Δt1之后，第一开关控制电路CNT1利用变压器电压Vt的再次反相，将第一开关元件Q1的栅极电压变为高电平。这里，时间t0等于初始时间t0。 
如上所述，通过将图2的部分(B)中所示的循环T作为一个循环来重复，可以实现作为箝压回扫转换器的操作。在该示例中，对其进行控制，从而使去往负载的输出电压Vo保持恒定，并且将电容器Cr两端的电压Vc设置为稳定的电压。另外，适当地设置时延Δt1和Δt2实现了Q1和Q2的零电压开关操作，因此显著地降低了开关损耗。 
尽管在上述示例中描述了作为恒压电源单元的操作，但是由于分别检测Vo和Vc以确定开关元件Q1和Q2的导通周期ton1和ton2，可以控制电压Vo和Vc以便通过分别控制ton1和ton2来满足预定条件。 
第一和第二开关控制电路CNT1和CNT2可以检测在电感器Lr处根据Q1和Q2的截止而产生的电压。 
将参考图3来描述根据第三实施例的开关电源单元。图3的部分(A)是开关电源单元的电路图，而部分(B)是示出了开关电源单元的每个部分的波形和时间之间的关系的图示。 
不同于图2所示的情况，设置了变压器T的第三绕组(tertiarywinding)Lt，并且由整流二极管Ds2和平滑电容器C2构成的整流和平滑电路在该示例中与第三绕组Lt相连。第二开关控制电路CNT2检测第二输出端子OUT2的输出电压Vo2并执行反馈控制。其他结构与第二实施例类似。该开关电源单元作为箝压回扫转换器来操作。 
因此，通过由第一和第二开关控制电路CNT1和CNT2来控制第一和第二开关元件Q1和Q2的导通周期ton1和ton2，可以将输出电压Vo1和 Vo2保持在预定电压处，而与输入电源Vi的电压和负载电流无关。 
将参考图4来描述根据第四实施例的开关电源单元。图4的部分(A)是开关电源单元的电路图，而部分(B)是示出了开关电源单元的每个部分的波形和时间之间的关系的图示。 
如图4的部分(A)所示，第一开关元件Q1和电容器Cr1彼此相连以便与电感器Lr和变压器T的初级绕组Lp一起形成闭环。第一和第二开关元件Q1和Q2彼此串联，并且第二开关元件Q2和电容器Cr2彼此相连以便与Lr和Lp一起形成另一闭环。整流二极管Ds1和Ds2分别与变压器T的次级绕组Ls1和Ls2相连，并且它们与平滑电容器Co一起形成了整流和平滑电路。 
第一开关控制电路CNT1接收当变压器T的电压(变压器电压)上升时的时间作为触发。第一开关控制电路CNT1还检测输出电压Vo，并且控制第一开关元件Q1的导通周期，从而将Vo设置为预定电压。 
第二开关控制电路CNT2接收当变压器T的变压器电压下降时的时间作为触发。第二开关控制电路CNT2还检测变压器T的变压器电压Vt，并且当Vt变为零时使Q2截止。 
在图4的部分(B)中，Vt表示变压器电压的波形，并且it表示变压器T的初级绕组Lp中所流过的电流的波形。此外，Q1和Q2分别表示第一和第二开关元件Q1和Q2的状态。这里，高电平表示导通状态而低电平表示截止状态。 
(1)状态1[t0-t1] 
如图4的部分(B)所示，在从当变压器电压Vt上升时的时间t0经过了时延Δt1之后，第一开关控制电路CNT1将Q1的栅极电压变为高电平，并因而使Q1导通。 
在Q1导通之后，确定Q1的导通周期ton1，从而将输出电压Vo设置为预定电压。换句话说，在从时间t0经过了Δt1+ton1之后的时间处，将第一开关元件Q1的栅极电压变为低电平。因此，使Q1截止。 
(2)状态2[t1-t0] 
当Q1截止时，变压器电压Vt下降。在经过了时延Δt2之后，第二开关控制电路CNT2利用当变压器电压Vt下降时的时间作为触发，将Q2的栅极电压变为高电平。因此，使第二开关元件Q2导通。 
当变压器电压Vt变为零时，第二开关控制电路CNT2将Q2的栅极电压变为低电平。因此，使Q2截止。 
当Q2截止时，由于变压器电压Vt重新上升，在经过了时延Δt1之后，第一开关控制电路CNT1利用变压器电压Vt的重新上升作为触发， 将第一开关元件Q1的栅极电压变为高电平。这里的时间t0等于初始时间t0。 
如上所述，通过将图4的部分(B)中所示的循环T作为一个循环来重复，可以实现作为电流谐振半桥转换器的操作。 
根据该实施例，当变压器电压Vt变为零时，由于第二开关元件Q2截止，因此其相位相对于变压器电压Vt发生延迟的变压器电流(在变压器T的初级绕组Lp中流过的电流it)允许对Q1和Q2的寄生电容进行充电和放电，从而实现了Q1的零电压开关操作。结果，可以显著地降低Q1和Q2的开关损耗。尽管在图4中同时使用了电容器Cr1和Cr2，通过去除电容器Cr1和Cr2之一，可以实现类似的优点。 
将参考图5来描述根据第五实施例的开关电源单元。图5的部分(A)是开关电源单元的电路图，而部分(B)是示出了开关电源单元的每个部分的波形和时间之间的关系的图示。 
与图2所示的情况不同，第二开关控制电路CNT2检测在变压器T的次级绕组Ls中流过的电流is以确定第二开关元件Q2的导通周期ton2。 
在图5的部分(B)中，Vt表示变压器电压的波形，并且is表示在变压器T的次级绕组Ls中流过的电流的波形。Q1和Q2分别表示第一和第二开关元件Q1和Q2的状态。这里，高电平表示导通状态而低电平表示截止状态。 
(1)状态1[t0-t1] 
在电流变为零且经过了时延Δt1之后，第一开关控制电路CNT1将第一开关元件Q1的栅极电压变为高电平，并因而使Q1导通。第一开关控制电路CNT1确定Q1的导通周期ton1，从而将输出电压Vo设置为预定电压，并且在时间t1处使Q1截止。 
(2)状态2[t1-t0] 
因此，变压器电压Vt反相，并且第二开关控制电路CNT2使用该反相作为触发。在经过了Δt2之后，第二开关控制电路CNT2将第二开关元件Q2的栅极电压变为高电平。因此，使Q2导通。当次级绕组Ls的电流is变为零时，第二开关控制电路CNT2利用变为零的电流作为触发，将Q2的栅极电压变为低电平，并使Q2截止。因此，确定了Q2的导通周 期ton2。该时间等于如上所述的初始时间t0。 
通过重复上述操作，可以实现作为恒压电源单元的操作。 
根据该实施例，由于当次级绕组电流is变为零时使第二开关元件Q2截止，因此整流二极管D2的导通周期和Q2的导通周期彼此相等。结果，当在Q2中流动的电流变为零时可以使Q2截止，并且可以执行零电流开关操作，从而显著地降低了开关损耗。此外，减小了在开关元件Q2、整流二极管Ds和变压器T中流动的电流is的有效电流和峰值，从而降低了导通损耗。 

Claims (10)

1.一种包括电感器或变压器和各自具有控制端子的n个开关元件的开关电源单元，其中n为2以上的整数，通过使所述开关元件导通/截止来切换电感器或变压器中流动的电流且对能量进行转换，所述开关电源单元包括开关控制电路，
其中所述开关控制元件重复以下操作的循环：a)根据由于处于导通状态的所述n个开关元件中的第一开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第二开关元件导通；b)以下同样地，根据由于处于导通状态的第(n-1)开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第n开关元件导通；c)根据由于处于导通状态的第n开关元件的截止而产生的电压或电流变化，使第一开关元件导通，
其中所述开关控制电路控制每一个所述n个开关元件的导通周期。
2.根据权利要求1所述的开关电源单元，其特征在于，在两个连续开关元件各自的导通周期之间，提供其中所述两个连续开关元件截止的停滞时间，并且根据从使所述两个连续开关元件中的处于导通状态的一个开关元件截止并使所述两个连续开关元件中的另一个开关元件导通开始的时延，来设置所述停滞时间。
3.根据权利要求2所述的开关电源单元，其特征在于，设置所述停滞时间，从而当所述开关元件两端的电压变为零或减小到零附近时，使所述开关元件导通。
4.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关控制电路利用在电感器或变压器处由于所述n个开关元件中处于导通状态的第(n-1)开关元件的截止而产生的电压，使所述第n开关元件导通。
5.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于所述开关控制电路检测去往负载的输出电压，以便根据所述输出电压来确定所述n个开关元件各自的导通周期。
6.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关控制电路检测在电感器或变压器处所产生的电压的变化或极性，以便确定所述n个开关元件各自的导通周期。
7.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关控制电路检测在电感器或变压器中所流动的电流以确定所述n个开关元件各自的导通周期。
8.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关元件是场效应晶体管，所述开关控制电路检测与所述开关元件串联的电容器两端的电压，以确定各个开关元件的导通周期。
9.根据权利要求1到3任一个所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关控制电路检测在各个开关元件中流动的电流以确定各个开关元件的导通周期。
10.根据权利要求9所述的开关电源单元，其特征在于，所述开关控制电路确定开关元件的导通周期，从而当在开关元件中流动的电流变为零或达到零附近时，使所述开关元件截止。
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