CN1666424A - 通过增加已调制信号进行交叉调制的盲消除 - Google Patents

Abstract

一种应用在有接收路径的无线通信模块中的信号处理方法，它防止所述接收路径中的非线性设备使用所述接收路径上的已调幅发射或其它泄露信号去调制所述接收路径上的非调幅干扰信号(或进一步调制已经调幅的干扰信号)。通过增加具有补足所述泄露信号的包络的包络的一个或多个已调幅伪信号、强制所述非线性电路对所述干扰信号线性地操作，来调节所述泄露信号。所述放大器的输出可以被滤波，以除去具有所述伪信号、泄露信号、干扰信号的带宽的信号，以及因导入所述伪信号而产生的任何互调产物。

Description

通过增加已调制信号进行交叉调制的盲消除

                            背景

发明领域

本发明涉及调节无线通信模块的接收路径以防止泄露到接收路径的发射或其它信号经由放大器或其它非线性设备来调制相对较强的干扰(串扰)信号，并可能地将干扰信号扩散到由来自远程站的相对较弱的感兴趣的接收信号所占有的频段的方法。通过对已调幅泄露信号和指定的伪信号进行组合，接收路径上的非线性装置被强制以对干扰信号为线性的方式操作，而干扰信号没有被调制(或者至少没有被加性调制)。然后，伪信号、泄露信号和干扰信号(和因导入伪信号而产生的任何其它信号)可以从非线性装置的输出中滤除。

背景

当不论输入信号的特征如何而对输入信号应用相同函数时，电路是“线性的”。例如，如果不论输入信号有小幅度还是大幅度而对这些输入信号都应用相同的函数，则电路是没有幅度相关非线性的。相反，如果其函数按照输入信号的幅度变化，则电路就显出幅度相关非线性。具有幅度相关非线性的电路的一个示例是对小幅度输入信号乘以10，而对幅度越来越大的输入信号依次乘以越来越小的数值，如9.8、9.7、9.6、9.5等的放大器。所以，放大器的行为取决于其输入信号的幅度。

非线性是许多电路和诸如晶体管等各种电路元件的内在特性，在不同情况下它甚至是合乎需要的。但在处理调幅通信信号时，非线性电路元件是明确不合需要的。按照定义，调幅信号以信号包络幅度变化的方式表达信息。有了这一幅度变化，非线性电路因此可以不一致地处理幅度变化信号-不是普遍地应用同一函数。其一个结果是输入信号的频率带宽被加宽。例如，最初占有窄频率带宽的输入信号最后将占有更宽的频率范围。所以，具有幅度相关非线性的电路通常增加已调幅输入信号的带宽。

这频率扩展可能会引起问题。例如，通信设备的输出信号被上述非线性效果加宽后，可能重叠到相同类型的另一设备正使用的频率上。作为一个更具体的示例，第一个无绳电话的发射可能重叠到第二个无绳电话正用来接收的频率信道上。这被称为“串扰”，它可以明显地恶化第二个电话的操作。此外，如果设备正在使用分配给这种设备的频带边缘上的信道，则该设备的发射甚至可能重叠到不相关设备的频带上。由此，无绳电话可能干扰甚至不是无绳电话的不同设备。

此外，在特别有害的干扰类型中，设备甚至可能干扰它自己。为了准许用户同时说和听，大多数通信设备在一个频率上发射，但在一个不同的频率上接收。在某些收发器中，向远程站发射的信号(“发射信号”)可能不可避免地泄漏到接收信道上。接收路径通常包括串扰(“干扰信号”)，它可能在幅度上比感兴趣的信号(“接收信号”)要强很多，后者是收发器正试图从远程站接收并进行处理的信号。

由于接收信号如此微弱，因此接收路径必不可少地包括放大器。当发射和干扰信号的幅度变化组合被馈送到在变化幅度的范围内为非线性的接收放大器时，放大器促使干扰信号和发射信号经受扩频。更具体地，所泄露的发射信号(有变化幅度的包络)改变放大器的增益。这对干扰信号产生这样的效果-如果它未被调制，则现在它就以与发射信号相同的方式被调制。如果干扰信号原先已被调制，则现在它又被进一步调制。这称为“交叉调制”，因为发射信号的幅度调制转移(交叉)到了干扰信号。由于接收频率和典型的串扰频率相近，扩频干扰信号可能重叠到接收频率上。由此，强干扰信号实质上遮蔽了接收信号，使接收信号难以辨别。

可使用多种方法来试图与这一效果抗争。一种思想是对接收放大器的输出进行滤波以去除不需要的信号。然而，如果扩频干扰信号现在和感兴趣的接收信号占有相同的频率带宽，则滤波就没有作用，因为它也滤掉接收信号本身。另一种技术是在放大前从接收路径中滤去发射和干扰信号。这一技术并不是完全适当的，因为(a)干扰通常太接近接收信号而不能滤出；以及(b)发射信号也相当接近，并且对它进行滤波太昂贵，因为足够好的双工器很大并且很昂贵。

因此，由于某些尚未解决的问题，无线收发器的接收信号处理并不总是对所有应用都足够。

                            发明概述

广义地说，本发明的一个方面涉及一种在具有接收路径的无线通信模块中应用的信号处理方法。该方法防止接收路径中的非线性设备使用接收路径中的已调幅发射或其它泄露信号来调制接收路径上的非调幅干扰信号(或对已经被调幅的干扰信号进行进一步调制)。通过增加一个或多个具有对泄露信号的包络进行补足的包络的已调幅伪信号、强制非线性电路对干扰信号线性地操作，来调节泄露信号。放大器的输出可以被滤波，以除去具有伪信号、泄露信号、干扰信号和因导入伪信号而产生的任何互调产物的带宽的信号。

                           附图简述

图1A是无线收发器的各种硬件元件及其互联的方框图。

图1B是示例性线性化电路的硬件元件及其互联的方框图。

图1C是具有多个补足发生器的线性化电路的硬件元件及其互联的方框图。

图2是一种示例性数字数据处理机。

图3是一种示例性信号承载媒质。

图4所示是示例性盲线性化操作顺序的流程图。

图5A-5B所示分别是具有泄露包络的泄露信号和具有伪包络的伪信号的信号图。

                           发明详述

当结合附图阅读以下详细描述，本领域的技术人员将更清楚本发明的特征、目的和优点。

                       硬件元件及其互联

介绍

广义地说，本发明的一个方面涉及诸如收发器等无线通信模块，其接收路径被修改为防止发射信号(或从发射路径泄露到接收路径的其它信号)通过非线性来调制相对较强的干扰信号(起源于串扰)，从而伪装成来自远程站的相对较弱的接收信号。接收路径的非线性放大器被强制成线性地处理干扰信号，因为已调幅泄露信号被与具有对泄露信号包络进行补足的包络的伪信号进行组合。可任选择地，伪信号、泄露信号和干扰信号(以及因导入伪信号而产生的任何其它产物)可以从放大器的输出中被滤除。

尽管是在这一特定环境中描述，然而本发明还考虑这些技术的更普遍的应用，以防止在接收路径上出现的任何泄露信号(不必要是发射信号)修改接收路径上的干扰或其它强信号。这些概念可以应用于任何泄露信号，只要该泄露信号和/或组合的泄露/干扰信号具有已知的或可测量的信号包络。

图1A描述了无线收发器150的一个示例子。收发器150包括发射信号路径152和接收信号路径159。路径152、159通过双工器154被耦合到天线156，双工器154将所接收到的信号从天线156定向到接收路径159，并在相反方向上将发射信号从发射路径152定向到天线156。双工器154可以用许多不同的众所周知的设计来实现，例如可购买的无线电话中所使用的双工器。在其它可能的环境中，双工器可应用在CDMA系统中，CDMA系统使用不同频率进行发射和接收。如同样由本发明所考虑的，对于使用TDMA或使用相同频率但是不同时隙来发送和接收数据的其它编码可以用开关(未示出)来替代双工器。取决于应用的细节，可以使用各种其它元件来替代双工器或开关，但是这些元件都起与公用天线交换发射和接收信号的作用。可选地，可以使用分立天线进行发射和接收，在这一情况下，双工器154可以被完全省略。

发射信号路径152包括用于编码、调制、放大或对发射到远程通信站的信号进行其它处理的各种电路。例如，发射信号路径152可以用各种已知的电路来实现，例如可购买的无线电话中所使用的电路。

一般而言，接收信号路径159包括用于解码、解调、放大和对通过天线从远程通信站接收的信号(“接收信号”)进行其它处理的元件。这些元件可以用各种已知的电路实现，例如可购买的无线电话中所使用的电路。一个这样的元件是非线性设备162，以用来放大相对较弱的接收信号的放大器作为例子。与部分或全部放大器一样，放大器162是非线性设备，因为它并不对输入信号的所有幅度提供固定的增益。

接收信号路径159也包括常规收发器中没有的许多元件，其新型使用通过本发明的发明人(们)的贡献被单独地呈现。一个这样的元件是线性化电路101，它通过对已调幅的“源”信号(发射信号加干扰信号加接收信号)与伪信号进行组合，以提供被设计成由放大器162线性地处理的组合信号，来强制放大器线性运转。电路101具有耦合到双工器154的输入102(以从天线156得到包括接收信号的源信号)，以及耦合到发射信号路径152的第二输入103(以对通过天线156从路径152发射的发射信号进行采样)。

路径159也包括滤波器116，它可以由通常在无线通信接收路径中使用的现有滤波器、或完全新的滤波器、或旧和新元件的组合来提供。滤波器116从放大器的输出中选择性地提取接收信号。在下文对上述元件进行更详细的论述。

线性化电路-通用

图1B示出了按照一个示例的接收信号路径159的元件116、162、101的额外的细节。在图1B中，描述了各种输入和输出，例如102、103、113、114a、114b、118等。取决于环境，这些标号用来指硬件输入/输出线(“输入”和“输出”)以及在这些输入/输出线上存在的输入信号和输出信号。而且，虽然为了便于引用使用了术语“电路”，但是本发明描述的电路可以离散电子设备、印刷电路板踪迹、集成电路、固件、软件、硬件或其任何组合来实现。参考示例性数字数据处理装置、逻辑电路和信号承载媒介，某些示例性子元件的结构在下文更详细地描述。

常规上，输入信号(如102)被直接输入到放大器162，而放大器对输入信号进行简单处理并提供其输出(在114b)。替代这一已知方法，本发明的一个特征将输入信号102重定向到线性化电路101，后者产生条件信号113，它取代输入信号102作为放大器162的输入。而且，并非考虑将放大器162的输出114b作为最终输出，而是使用滤波器116对这一输出114b进行进一步处理以提供最终的、线性化的输出118。线性化输出118没有放大器162的非线性效果，而如果直接将输入信号提供给放大器162，则在114b就会有非线性效果。

放大器

如上所述，接收信号路径159包括放大器。虽然此处以放大器162作为例子，但本发明的原理也可以被应用到混频器、滤波器、隔离器、射频元件或其它非线性设备。使用放大器162的示例来更具体地论述本发明的一个实施例。

放大器162在输入114a放大信号，并在114b产生结果输出。但是，放大器162是非线性的，这是因为放大的量随着到达114a的信号的幅度变化。作为一个简单的示例，放大器162可能试图加倍其输入信号114a。在这一情况下，如果输入信号是2mV，则放大器162产生4mV的输出。但是，继续这一示例，放大器162的性能对更大幅度的输入信号开始下降。作为对输入信号乘以2的替代，放大器162开始对输入信号乘以1.95，然后对更大幅度输入信号乘以1.9，然后1.85，然后1.80，如此等等。由此，放大器162表现出幅度相关非线性，因为它所应用的函数根据输入信号的幅度变化。

有利的是，本发明可以在不知道放大器162的非线性的范围、行为或其它具体特征的情况下实施。在这一意义下，本发明的一个方面是“盲”线性化。只需要知道放大器162非线性的类别，具体地说，即放大器所呈现出的幅度相关非线性。由此，放大器162产生AM-AM和AM-PM失真，这意味着输入信号的幅度调制(AM)导致输出信号的非线性幅度调制，和/或输入信号的幅度调制导致输出信号的非线性相位调制(PM)。

线性化电路和滤波器-细节

线性化电路101包括输入102和放大器162之间的各种预处理元件。这些元件包括补足发生器104和加法器112。补足发生器104包括包络检测器106、包络补足计算器108和伪信号发生器110。

如上所述，在输入102的信号包括含有发射信号、已调幅接收信号和干扰信号(它可以是已调幅的，也可以不是已调幅的)的已调幅“源”信号。发射信号例示一种类型的“泄露”信号，因为它泄露到接收路径上。线性化电路101也接收复制了来自路径152、双工器154或其它源的发射信号的信号103。包络检测器106测量、量化、估算、计算或确定发射信号103的包络。这被称为“发射包络”。

包络检测器106可以用任何各种众所周知的包络检测器来实现，例如一个或多个二极管、电容器、电阻器等等的电路结构。可选地，如果已经知道包络信息，则源包络描述可以从其它源(未示出)到达补足发生器104，例如以数字形式到达。在这一情况下，包络检测器106可以被省略。例如，由于发射信号是构成了源信号的主要已调幅分量，而接收信号要弱得多，所以描述发射信号的包络的信息可以从发射路径获得，并被用作发射包络。

包络补足计算器108计算作为对发射包络的补足的“伪”包络。广义地说，计算伪包络，使得如果把它添加到发射包络，则结果是一恒量。由此，在一个基本实现中，在任何时刻的伪包络的值可以通过从恒量中减去发射包络来计算。伪包络的计算在下文详细描述。

在一个示例中，补足计算器108可以使用诸如晶体管等离散电路来构造。可选地，补足计算器108可以用软件来实现，特别是在包络检测器106被省略而发射包络描述是以数字形式到达的情况下。

伪信号发生器110对载波信号的幅度进行调制，以提供以伪包络为特征的伪信号。作为一个代表性示例，但没有任何意图的限制，伪信号发生器110可以包括振荡器和乘法器，其中，乘法器计算载波和由108计算出的伪包络的乘积。这可以使用，例如极化调制来完成。在一个不同的示例中，伪信号发生器110可由含有基于所计算的伪包络来计算I和Q分量的电路的正交调制器，以及计算这一I和Q分量的乘积的乘法器组成。不管调制方法如何，伪信号105的一个或多个频率(频率带宽)有意地不同于接收信号的带宽(“接收频率带宽”)，以有助于如下文所详细描述的从最终输出118中除去伪信号。

由此，补足发生器104在105的输出包括其包络由伪包络描述的伪信号。该信号具有由伪信号发生器110确定的频率带宽。加法器112将伪信号105与原始源信号102进行组合，以提供经调节的输出113。该信号被馈送到放大器162，后者对其输入114a进行处理并在114b提供输出。

除线性化电路101之外，接收信号路径可任选地包括放大器162和最终输出118之间的各种后处理元件。即，滤波器116用来除去发射信号、干扰信号和伪频率信号，以及任何“互调产物”，互调产物即具有伪频率带宽的信号以及由发射信号和伪信号与放大器162的非线性联合交互作用而产生的信号。例如，滤波器116可以包括一个或多个带通滤波器。

多个伪信号发生器

上述示例描述了具有一个伪信号发生器，从而使用单个伪信号的示例。单个伪信号的使用对处理交叉调制是有效的，例如可能是由如此处所示的三阶幅度相关(AM/AM和AM/PM)非线性引起的交叉调制。如果涉及更高阶的非线性，则如下文所解释的，需要更多伪信号。

在这一情况下，如图1C所示，考虑不同结构的线性化电路101a，以实现多个伪信号发生器110a、110b。在电路101a(图1C)的元件不同于电路101(图1B)的元件的意义上，它们被给以不同的标号并如下论述。包络检测器106执行图1B中与图1A中相同的功能。即，包络检测器106测量、量化、估算、计算或确定源包络。

虽然包络补足计算器108a以与图1B的计算器108基本相似的方式操作，然而计算器108包括一些额外的功能。即，包络补足计算器108a计算两个伪包络(而非一个)，这些伪包络组合在一起是对发射包络的补足。产生多个伪包络的示例性方法在下文中更详细地论述。

在图1C中，有多个伪信号发生器110a、110b。每一伪信号发生器110a、110b调制不同的载波信号，以提供展现所计算的伪包络的不同的一个的伪信号。与单个伪信号发生器110相似，图1C的实施例中的每一伪信号发生器110a、110b可以使用例如极化或正交调制。

伪信号发生器110a、110b的输出由线105a、105b上的伪信号组成，它们被定向到加法器112。加法器112将伪信号105a、105b与源信号102进行组合。从而，加法器112提供经调节的输出113。这一信号113在114a被馈送到放大器162。放大器162对输入114a进行处理，并在114b提供输出。

与图1B中的滤波器相似，滤波器116a从非线性电路的输出114b中除去伪信号(以及由发射信号和伪信号联合交互所产生的信号)。然而，由于线性化电路101a使用了多个伪信号105a、105b，滤波器116a被配置成除去每个伪频率带宽的信号以及这类信号的任何互调产物。

示例性数字数据处理装置

如上所述，数据处理实体，例如包络检测器、包络补足计算器、伪信号发生器、加法器、滤波器、或任何一个或多个它们的子元件，都可以各种形式来实现。一个示例是数字数据处理装置，如由图2的数字数据处理装置200的硬件元件及互联所例示的。

装置200包括耦合到存储器204的处理器202，例如微处理器、个人计算机、工作站、控制器、微控制器、状态机或其它处理机。在本示例中，存储器204包括快速存取存储器206以及非易失存储器208。快速存取存储器206可以包括随机存取存储器(“RAM”)，并可以用来储存由处理器202执行的编程指令。非易失存储器208可以包括，例如，电池备份RAM、EEPROM、闪存PROM、诸如“硬盘驱动器”等一个或多个磁数据存储盘、磁带驱动器、或任何其它合适的存储设备。装置200也包括输入/输出210，例如线、总线、电缆、电磁链路、或处理器202用于与装置200外部的其它硬件交换数据的其它装置。

不管上文的具体描述如何，本领域内的普通技术人员(从本发明中获益)会认识到，在不脱离本发明的范围的情况下，上述装置可以不同构造的机器实现。作为一个具体的示例，元件206、208之一可以被除去；此外，存储器204、206和/或208可在处理器202板上提供，或者甚至在装置200外部提供。

逻辑电路

与上述数字数据处理装置相反，本发明的一个不同的实施例使用逻辑电路而非计算机执行的指令来实现诸如上文提及的各种处理实体。取决于应用在速度、费用、加工成本等等方面的具体要求，该逻辑可以通过构造具有成千上万的微集成晶体管的应用专用集成电路(ASIC)来实现。这种ASIC可以CMOS、TTL、VLSI或另一合适的构造来实现。其它选择包括数字信号处理器(DSP)、离散电路(例如电阻器、电容器、二极管、电感器和晶体管)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑阵列(PLA)、可编程逻辑器件(PLD)等等。

                              操作

在描述了本发明的结构特征后，现在描述本发明的操作方面。如上所述，本发明的操作方面涉及调节无线通信模块的接收路径以防止泄露到接收路径上的发射信号或其它信号通过放大器或其它非线性设备来调制相对较强干扰(串扰)信号，以及可能将干扰信号扩展到由来自远程站的相对较弱的感兴趣的信号所占有的频段。通过对已调幅的泄露信号与指定的伪信号进行组合，接收路径上的非线性设备被强制以对干扰信号为线性的方式操作，而干扰信号未被调制，或者，至少没有加性调制。可任选地，然后可以从非线性装置的输出中滤除伪信号、泄露信号和干扰信号(或导入伪信号后产生的任何其它信号)。

信号承载媒质

在本发明的任一功能使用一个或多个机器执行的程序序列来实现的任何情况下，这些序列都可以在各种形式的信号承载媒质中实施。在图2的环境中，这类信号承载媒质可以包括，例如，存储器204或另一信号承载媒质，例如磁数据存储盘300(图3)，它可由处理器202直接或间接访问。无论是包含在存储器206、盘300还是别处，指令都可以存储在各种机器可读的数据存储媒质中。一些示例包括直接存取存储器(例如，常规的“硬盘驱动器”、廉价盘冗余阵列(“RAID”)、或另一直接存取存储设备(“DASD”))、诸如磁带或光带等串行存取存储器、电子非易失存储器(例如，ROM、EPROM、闪存PROM或EEPROM)、电池备份RAM、光存储器(例如，CD-ROM、WORM、DVD、数字光带)、纸“穿孔”卡、或包括模拟或数字传输媒质以及模拟和通信链路和无线通信在内的其它合适的信号承载媒质。在本发明的一个示例性实施例中，机器可读指令可以包括从汇编语言、C语言等等语言编译来的软件对象代码。

逻辑电路

与上述信号承载媒质相反，本发明的部分或全部功能可以使用逻辑电路来实现，而非使用处理器来执行指令。因此，这类逻辑电路被配置成完成操作来实现本发明的方法方面。逻辑电路可以使用如上所述的许多不同类型的电路来实现。

总体操作顺序

图4示出说明本发明的操作方面的序列400。为便于解释，但没有任何意图的限制，图4的示例在上述收发器150的环境中用图1B所示的线性化电路101和滤波器116来描述。

在步骤402，线性化电路101接收信号102和103。即，电路101在输入102从双工器接收源信号，并且电路101在103从发射信号路径接收发射信号。在102的信号被称为“源信号”，它包括发射信号、干扰信号和接收信号。发射信号也被称为“泄露”信号，因为它通过无意中从发射信号路径152泄露而到达接收信号路径159。接收信号是来自正和收发器通信的远程站的信号，该信号通过天线156到达。与常规接收信号电路不同，源信号不直接到达放大器162，因为线性化电路被设计成完成某种预处理任务以帮助放大器162以线性方式处理源信号。图5A描述了典型的发射信号502。发射信号502包括组成“发射频率带宽”的一个或多个频率的已调幅信号。

在步骤403，包络检测器106计算表示发射信号103/502的发射包络。图5A描述了在504的发射信号502的包络。包络检测器106通过测量、量化、估算、计算或确定到达输入103的信号的包络来工作。检测器106的输出被称为“发射包络”，并用于以模拟波形、数字信息或任何其它数据描述包络504，这取决于实现检测器106和/或补足计算器108的方式。

然而，步骤403是可任选的，因为在包络信息已知的情况下可以省略包络检测器106。例如，取决于应用，描述包络的数据和/或信号可能已经从计算机、模拟电路或独立于线性化电路的其它来源得到。在所示的实施例中，泄露信号实际上是发射信号，包络信息可从例如发射路径152中得到。在这一情况下，输入103不需要被耦合到补足发生器104，因为发射包络描述直接从另一来源到达补足计算器108。

在步骤404，伪包络计算器108基于由包络检测器106计算(步骤403)的或从另一源点接收的发射包络504来计算伪包络。广义地说，如果源包络504和伪包络在任何时刻要被组合，则计算伪包络以产生一预定的常量。图5B示出了基于源包络504计算出的一个示例性伪包络508。

作为一个更具体的示例，计算伪信号包络，使得在发射包络和伪包络的幅度被预定公式处理并将处理结果相加时总是产生预定的常量。一个这样的预定公式用下面的等式1和2表达：

等式1                K＝A_se ²+^*A_de ²

其中：K＝常数；

A_se＝发射信号包络的幅度；

A_de＝伪包络的幅度。

换言之，这一实施例中的包络补足计算器108计算伪包络的幅度，以满足下面的等式2。

等式2                A_de＝sqrt(K-A_se ²)

在步骤406，伪信号发生器110调制载波信号以提供呈现所计算的伪包络的伪信号。在当前示出的示例中，图5B示出伪信号为506。发生器110可以产生载波信号，例如使用振荡器，或者它可以从别处接收载波信号。载波信号的频率带宽(如果使用某一频率/相位调制，就意味着其单个频率或频率范围)被称为“伪频率带宽”。通过明智地选择伪频率带宽，使后非线性电路产物可以简单地区别于(并从中除去)接收信号，可以进一步简化下游滤波器(下文讨论)的操作。例如，可以选择伪频率带宽不同于接收频率带宽。此外，可以选择伪频率带宽，使接收路径的现有滤波(如果有的话)将除去伪信号和由伪信号引起的多余的互调产物。为了进一步简化后面从放大器162的输出114b中除去伪信号的人为产物的过程，一个方法是避免载波信号的任何频率/相位调制。

步骤406的载波调制可以是正交调制、极化调制或本领域内熟练或普通技术人员所熟悉的许多技术中的另一种。

在步骤408，加法器112把源信号(在输入102上存在)和伪信号506(在伪信号发生器的输出105上存在)相加。加法器112的输出可以被称为“经调节的”信号113，或“组合”信号。在步骤410，加法器112把该信号发送到放大器162。

同样在步骤410，放大器162把在输入114a接收的经调节的信号113放大。然而，由于源信号102已经通过添加伪信号506来调节，放大器162被强制在线性状态处理干扰信号。即，伪信号506的添加防止发射信号通过放大器162的非线性来调制(或进一步调制)干扰信号。在这个意义上，放大器162的输出114b被线性化。

然而，输出114b仍然包含伪信号506的人为产物以及其它不合需要的信号。由此，在步骤412，滤波器116除去输出114b中对应于发生器110的载波信号的信号，即伪频率带宽的信号。滤波器也可以除去任何“互调产物”，例如，由发射信号和伪信号与放大器162的非线性联合交互作用产生的信号。滤波器也可以除去发射信号和干扰信号。这样，在滤波后，在输出118中留下的唯一信号是可归于接收信号102的信号。

多个伪信号实施例

上面的示例描述了有一个伪信号发生器的示例，从而使用单个伪信号。单个伪信号的使用对处理交叉调制是有效的，例如，如本发明所示的由三阶幅度相关(AM/AM和AM/PM)非线性引起的交叉调制。然而，如果涉及更高阶非线性，如后文的解释，需要更多伪信号。

如图1C所示，线性电路101a实现多个伪信号发生器110a、110b。为操作电路101a，许多操作400如上所述地完成。在它们发生和要求描述的意义上，在下文解释其区别。首先，虽然包络补足计算器108a以与图1B的计算器108基本相似的方式完成步骤404，但是计算器108a完成额外任务。即，包络补足计算器108a在步骤404计算两个伪包络(而不是一个)，其中，这些伪包络的组合是发射包络504的补足。这一概念还可以延伸到三个、四个或任何数量的伪包络，它们(的组合)是发射信号103的包络的补足。多个伪包络计算在本发明包括的附录中详细解释，其中示出两个伪包络的例子。

多伪信号实施例的另一个区别在步骤406中。即，每一发生器110a、110b(图1C)调制不同载波信号，以提供呈现所计算的伪包络的不同一个的相应伪信号。发生器110a、110b的载波信号有彼此不同的频率带宽。在公用的频率上，它们的包络将相加，但是本示例的要求提倡两个截然不同的信号(有上述的包络)相加。每一载波信号的频率(或者，如果使用相位调制，多个频率)都不同于发射信号103的频率带宽，以简化对应伪信号的随后的去除。为了进一步简化从放大器162的输出114b中除去伪信号的人为产物，每一载波信号可以在单个频率上出现，即，没有任何相位调制。与单伪信号实施例相似，每一伪信号发生器110a、110b可以使用诸如极化或正交调制等调制。

多伪信号实施例的另一个区别在步骤408中。这里，加法器112将多个不同伪信号发生器110a、110b的输出105a、105b与源信号102进行组合。作为另一个区别，滤波器116在步骤412必须滤出所有伪信号，即，它必须滤出每一伪频率带宽的信号(起于每一发生器110a、110b)。对单伪信号实施例，任何可适用的互调产物也被滤出。

                           其它实施例

本领域的技术人员可以理解，信息和信号可使用多种不同的工艺和技术的任一种来表示。例如，贯穿上文的描述所提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任一组合来表示。

本领域的技术人员也可理解，结合本发明所揭示的实施例所描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可以被实现为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这一可互换性，在上文中一般按照其功能来描述各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。这一功能是被实现为硬件还是软件取决于施加到整个系统的特定的应用和设计约束。技术人员可对每一特定应用以不同的方式实现所描述的功能，但这一实现决策不应当被解释为导致脱离本发明的范围。

结合本发明所揭示的实施例所描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、应用专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件、或被设计成执行本发明所描述的功能的其任一组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但是可选地，处理器也可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或多个微处理器、或任何其它这样的配置。

结合本发明所揭示的实施例所描述的方法或算法的步骤可以直接以硬件、以由处理器执行的软件模块、或以两者的组合来实施。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其它形式的存储媒质中。一种示例性存储媒质被耦合到处理器，使得该处理器可从存储媒质上读取信息并可向其写入信息。可选地，存储媒质也可以和处理器是一体的。处理器和存储媒质可驻留在ASIC中。

提供了所揭示的实施例的如上描述，以使本领域的任何技术人员能够作出或使用本发明。对这些实施例的各种修改对本领域的技术人员是显而易见的，可在不脱离本发明的精神或范围的情况下将本发明所定义的一般原理应用到其它实施例中。由此，本发明并非试图局限于此处所示的各实施例，而是符合与所揭示的原理和新颖性特征相一致的最宽泛的范围。

词语“示例性”在本发明中用于指“作为示例、实例或说明”。本发明描述为“示例性”的任一实施例不必要解释为比其它实施例更为优选或有利。

附录

1.执行摘要

在电路的增益取决于信号的幅度时该电路增加信号的带宽。对输入加上一个幅度相关但相位不相关的线性化信号可以降低此依存性。由于相位不相关，线性化信号可以在任何适宜的频率。线性化信号引起互调产物，但如果信号频率选择得当就可以滤除这些互调产物。除了常规的AM-AM和AM-PM¹假定，没有假定非线性的任何知识，在此意义上，本方法是“盲”的。

2.介绍

设想非线性电路(例如发射放大器)的输入信号，为

               x＝A(t)cos(φ(t)+ω₀t).                          (1)

其中，A(t)是幅度调制，φ(t)是相位调制，ω₀是中心频率。使用复数低通形式，有

$\tilde{x}=A\left(t\right)\mathrm{expi\φ}\left(t\right)\·---\left(2\right)$

输出信号为

               y＝G(A)A(t)cos(φ(t)+ω₀t+γ(A))，               (3)

其中，G(A)决定幅度响应(AM-AM)，而γ(A)决定相位响应(AM-PM)。使用复数低通形式，输出是

$\tilde{y}=G\left(A\right)\exp \left(\mathrm{i\γ}\left(A\right)\right)\tilde{x},---\left(4\right)$

其中复增益是

               CG＝G(A)expiγ(A).                               (5)

复增益可以用简单多项式表示²

$\mathrm{CG}=k_1+k_3{\left|\tilde{x}\right|}^2+k_5{\left|\tilde{x}\right|}^4+\·\·\·+k_N{\left|\tilde{x}\right|}^{N-1}---\left(6\right)$

其中k₁，k₃，k₅和增益G(dB)与输出三阶和五阶截断点(dBW，对x是伏特)

¹AM-AM＝幅度调制到幅度调制，AM-PM＝幅度调制到相位调制。

²基本函数或许应该按照输入信号选择[Blachman79]

|k₁|＝10^G/20，                        (7)

$\left|k_3\right|=\frac{2}{3R_0}{10}^{2G/20-\mathrm{IP}3/10},---\left(8\right)$

$\left|k_5\right|=\frac{2}{5R_0}{10}^{G/4-\mathrm{IP}5/5},---\left(9\right)$

其中R₀是输入/输出阻抗[Ha81]。可以得到更高阶截断点的类似关系。本模型假定增益和非线性不是频率的函数-只要所涉及的频率不是太广泛，这是合理的假定。

3.通过交叉调制线性化

在这一节，我们解释怎样通过在非线性的输入加上一个或多个线性化信号来对所需要的信号T(t)的增益进行线性化。该线性化信号在幅度上和T(t)相关，但在相位上不相关。此外，我们假定所加的一个信号或多个信号都处频率内，使得各种互调产物可以被滤除-而T(t)不受影响。

对这里所考虑的最普遍情况，三个信号的复合信号组成非线性的输入。首先， $\tilde{T}\left(t\right)=A_T\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_T\left(t\right)$ 是我们希望线性放大的信号。第二， $\tilde{L}\left(t\right)=A_L\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_L\left(t\right)$ 是对放大进行线性化的信号-主要降低三阶非线性。最后，可以加上 $\tilde{M}\left(t\right)=A_M\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)$ 以降低三阶和五阶非线性。由此

$\tilde{x}=A_T\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_T\left(t\right)+A_L\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_L\left(t\right)+A_M\left(t\right)\mathrm{expi}{\mathrm{\φ}}_M\left(t\right)---\left(10\right)$

使用等式(6)，三阶输出项(忽略系数k₃)是

影响T(t)放大的项是exp(iφ_γ)的系数-既没有exp(iφ_L)也没有exp(iφ_M)。我们暂时设A_M＝0，这样T(t)的复增益是

${\mathrm{CG}}_T=k_1+k_3(A_T^2+2A_L^2)\·---\left(12\right)$

来自A_L(t)的影响归于交叉调制。为了对T(t)的增益进行线性化，我们设

不需要任何三阶非线性数k₃的知识，在这个意义上这个过程是“盲”的。

在等式(13)除去k₃对三阶非线性输出的影响的同时，它也扩展了其它系数的影响，这样T(t)新的复增益是(例如，对N＝7)

${\mathrm{CG}}_T=k_1^{\′}+k_3^{\′}{A}_T^2+k_3^{\′}{A}_T^4+k_7^{\′}{A}_T^6,---\left(14\right)$

其中

$k_1^{\′}=k_1+K_1{k}_3+\frac{3}{4}{K}_1^2{k}_5+\frac{1}{2}{K}_1^3{k}_7,---\left(15\right)$

$k_3^{\′}=\frac{3}{2}{K}_1{k}_5+3K_1^2{k}_7,---\left(16\right)$

$k_5^{\′}=\frac{-5}{4}{k}_5-\frac{3}{2}{K}_1{k}_7,---\left(17\right)$

                           k₇′＝-k₇.            (18)

新的线性增益，即等式(15)中的k₁′的被所有初始系数k₁、k₃、k₅和k₇影响。新的三阶系数k₃′不受初始三阶系数k₃影响但被k₅和k₇影响。同样，k₅′现在被k₇影响。新的七阶系数k₇′，除了其符号外不受影响。

对提高线性的方法来说，不管较高阶系数的增加的影响，k₁必须尽可能的小，而非线性应该主要是三阶。

作为例子，我们考虑如下广泛被引用的非线性[Saleh81]

$\mathrm{CG}=\frac{k_1}{1+A_T^2}\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{3}\frac{A_T^2}{1+A_T^2}\right)\·---\left(19\right)$

CG的增益和相位在图1(a)和2(a)中示出。以A_τ＝0、15dB线性增益的泰勒级数展开，我们有

                           k₁＝5.623

                           k₃＝-5.623+j5.888

                                                (20)

                           k₅＝2.540-j11.777

                           k₇＝3.627+j16.589

这里我们假定K₁＝0.2，它对应A_τ的最大峰值幅度0.447伏特。

             图1复增益量值：(a)等式(19)，

                            (b)5阶非线性。

从等式(15)到(18)中，我们得到非线性的调整后系数是

                        k₁′＝4.589+j0.891

                        k₃′＝1.197-j1.542

                                                    (21)

                        k₅′＝-4.263+j9.744

                        k₇′＝-3.627-j16.589

对有增益压缩的非线性，所加上的线性化信号的功率降低总体增益。因此，|k₁′|略小于|k₁|。直接了当地，计算出三阶截断6.2dB的提高。为了确保这点，在提高三阶非线性时，其它项并没有被过度加重。我们用IS-95 CDMA波形仿真等式(19)的非线性。

              图2复增益相移：(a)等式(19)，(b)线性相位。

我们考虑典型的数字无线发射器体系结构。随机二进制数据被映射到码元、被滤波并被转换成模拟信号。虽然发射器信号使用OQPSK，但是本技术可以应用到任何信号格式。长度为2¹⁹-1的独立“m”序列提供原始的同相和正交二进制数据。这些数据被映象到OQPSK星座图，然后由“脉冲整形”滤波器³以输入速率的四倍内插。之后为每“保持”128个样点的0阶保持(ZOH)，来表示模拟波形。ZOH的输出被传输到重构滤波器⁴。重构滤波器的输出驱动等式(19)的复增益。

图3示出输出功率谱密度(PSD)。使用样点长度2¹⁵(汉宁)的加窗周期图[Oppenheim89]的韦尔奇(Welch)方法估算PSD。由于期望在CDMA系统中应用，

³为了方便，采用自TIA/EIA IS-95，“双模宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”(“Mobile Station-Base StationCompatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread-Spectrum Cellular Systems”)，电信工业协会，1993年7月。

⁴Chebyshev，II类，5阶，在3/256抽样频率80dB终止带。以扩展、或“码片”为单位给出频率f_CHIP，频率f_CHIP。

非线性的线性化和未线性化输出都被示出。这两种情况中输出功率都是11dBm。由于线性化信号降低非线性的增益，对线性化情况，输入功率被提高了1dB。线性化信号的输出功率是15.2dBm。第一相邻信道的功率被提高10-15dB，而第二相邻信道的功率被降低4-5dB。在实践中，这是否有益将取决于非线性和相邻信道中的要求。

图4示出功率谱密度的扩展视图。线性化信号(“L”)被放在相对靠近所需信号(“T”)处，以使该仿真的采样要求最小。在实践中，线性化信号的频率应该被选择为使滤波要求简单。

               图3有和没有被加上的线性化信号的

                  非线性输出的功率谱密度。

                   图4非线性输出的功率谱密度：

                      扩展视图示出所需信号(T)

                      和线性化信号(L)。

有了第二线性化信号M(t)＝A_M(t)expiφ_M(t)的帮助，进一步提高线性成为可能。正如第一所加信号除去三阶系数的影响一样，可以加上第二所加信号以除去五阶系数的影响。

等式(13)成为A_L和A_M的约束

$A_T^2+2(A_L^2+A_M^2)=K_1\·---\left(22\right)$

为了除去五阶系数k₅的影响，我们要求

$A_T^4+6A_T^2(A_L^2+A_M^2)+3{(A_L^2+A_M^2)}^2+6A_L^2{A}_M^2=K_2\·---\left(23\right)$

等式(22)和(23)必须同时吻合。为此，方便定义

$P_1=A_L^2+A_M^2=\frac{1}{2}(K_1-A_T^2),---\left(24\right)$

$P_2=A_L^2{A}_M^2=\frac{1}{6}(-A_T^4-6A_T^2{P}_1-3P_1^2+K_2),---\left(25\right)$

从中我们可以求出两个线性化信号

$A_L^2=\frac{P_1}{2}\±\sqrt{\frac{P_1^2}{4}-P_2},---\left(26\right)$

$A_M^2=P_1-A_L^2\·---\left(27\right)$

由于A_L和A_M在任何时候都必须大于或等于0，我们也要求

$\frac{P_1^2}{4}>P_2---\left(28\right)$

以及

                  P₂＞0                    (29)

从中我们推出

$A_T^4-\frac{6}{7}{K}_1{A}_T^2-\frac{9}{7}{K}_1^2+\frac{8}{7}{K}_2<0---\left(30\right)$

以及

$A_T^4-\frac{6}{5}{K}_1{A}_T^2-\frac{3}{5}{K}_1^2+\frac{4}{5}{K}_2>0---\left(31\right)$

它们对所有A_τ的值都必须满足。满足等式(30)和(31)的k₁和k₂的解是

$K_1=\frac{\max \left(A_J^2\right)}{\frac{3}{5}-\sqrt{\frac{21}{350}}}---\left(32\right)$

$K_2=\frac{63}{56}{K}_1^2---\left(33\right)$

本方法适合于有增益扩展或有增益压缩的非线性，L(t)和M(t)的功率(由k₁和k₂确定)降低总体增益并降低输出功率。如果输入功率被提高以作补偿，则增益可以进一步降低。

                图5具有两个添加的线性化信号的非线性输出

                     的功率谱密度：接近需要的信号

图5示出L(t)和M(t)都被加到输入的非线性的输出的功率谱密度。所需信号的功率是12dBm。线性化信号L(t)和M(t)没有示出，但分别有16.6dBm和20.6dBm的输出功率。在这一情况下中，非线性(在图1(b)和图2(b)中示出)只有一、三和五阶项-所以线性化谱接近理想。没有使用等式(19)的复增益，就象高阶非线性和在三个频率的输入信号一样；互调产物是广泛的，并难以在有限的仿真带宽内管理。所以，图5是优化的，因为它没有包括七阶和更高阶项的影响。

在原理上，可以加上更多信号以达到更高阶补偿。但是，益处会快速减少，因为线性化信号所要求的功率增加了。

4.结论

介绍了通过加上一个或多个信号对电路进行线性化的一种方法。本方法没有假定非线性的强度的任何知识。但是在实践中会要求一些适度的非线性(例如主要是三阶)的约束。

5.参考文献

[Blachman79]Blachman，N.M.，“The Output Signals and Noise from aNonlinearity with Amplitude-Dependent Phase Shift”，IEEE Transactions onInformation Theory，Vol.IT-25，No.1，January 1979，77-79.

[Ha81]Ha，T.T.，“Solid State Microwave Amplifier Design”，John Wiley andSons，1981.

[Oppenheim89]，Oppenheim，A.V.and Schafer，R.W.，“Discrete-Time Signalprocessing”，Prentice-Hall，1989.

[Saleh81]Saleh，A.A.M，“Frequency Independent and frequency-dependentmodels of TWT amplifiers，”IEEE.

Claims (29)

1.一种在包括接收路径的无线通信模块中消除交叉调制的方法，其特征在于，所述方法包括以下操作：

在所述接收路径中，接收包括已调幅泄露信号、干扰信号和具有接收频率带宽的接收信号的源信号；

计算一伪包络，如果要将所述泄露信号的包络与所述伪包络进行组合，则将产生一预定常数；

创建一呈现所述伪包络并占有与所述接收频率带宽不同的伪频率带宽的已调幅伪信号；

将所述源信号和所述伪信号相加，以形成一组合信号；

将所述组合信号定向到所述接收路径中的一非线性设备。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述操作还包括：

传感所述泄露信号的包络。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述操作还包括：

从所述非线性设备的输出滤除包括所述泄露信号、干扰信号和伪信号的带宽的信号，同时准许所述接收频率带宽的信号通过。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算操作包括计算一伪包络，如果要将所述伪包络加到所述泄露包络，将产生一预定常数。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算操作包括计算一伪包络，如果要由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述预定公式包括：

对所述泄露包络求平方；

对所述伪包络求平方。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

计算伪包络的所述操作包括计算多个伪包络，如果要将所述泄露包络和所述多个伪包络进行组合，将产生一预定常数；

创建已调幅伪信号的所述操作包括创建呈现所述多个伪包络的对应的几个的多个已调幅伪信号；

所述相加操作包括将所述源信号和所述多个伪信号相加，以形成所述组合信号。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述操作还包括：

从所述非线性设备的输出滤除包括所述泄露信号、干扰信号和多个伪信号的带宽的信号，同时准许所述接收频率带宽的信号通过。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述计算操作包括计算多个伪包络，如果要由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

10.一种在包括含非线性设备的接收路径的无线通信模块中执行的信号处理方法，所述信号处理方法防止所述接收路径上的已调幅泄露信号在由所述非线性设备对所述泄露信号和干扰信号进行处理期间对所述接收路径上的干扰信号进行调制，其特征在于，所述方法包括以下操作：

将一已调幅伪信号作为输入添加到所述非线性设备，所述伪信号具有补足所述泄露信号的包络的包络，其中，所述伪信号具有与所需要的接收信号的接收频率带宽不同的频率带宽。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述操作还包括：

通过除去具有所述伪信号、泄露信号和干扰信号的带宽的信号，同时准许所述接收频率带宽的信号通过，对所述非线性设备的输出进行滤波。

12.一种包括被配置成执行在具有接收路径的无线通信模块中消除交叉调制的操作的多个互连电导元件的电路的装置，所述接收路径接收包括已调幅泄露信号、干扰信号和具有接收频率带宽的接收信号的源信号，其特征在于，所述操作包括；

计算一伪包络，如果要将所述泄露信号的包络和所述伪包络进行组合，将产生一预定常数；

创建一呈现所述伪包络并占有与所述接收频率带宽不同的伪频率带宽的已调幅伪信号；

将所述源信号和所述伪信号相加，以形成一组合信号；

将所述组合信号定向到所述接收路径中的一非线性设备。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述操作还包括：

传感所述泄露信号的包络。

14.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述计算操作包括计算一伪包络，如果要将所述伪包络和所述泄露包络相加，将产生一预定常数。

15.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述计算操作包括计算一伪包络，如果由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述预定公式包括：

对所述泄露包络求平方；

对所述伪包络求平方。

17.如权利要求12所述的装置，其特征在于：

计算伪包络的所述操作包括计算多个伪包络，如果要将所述泄露包络与所述多个伪包络进行组合，将产生一预定常数；

创建已调幅伪信号的所述操作包括创建呈现所述多个伪包络的对应的几个的多个调幅伪信号；

所述相加操作包括将所述源信号和所述多个伪信号相加，以形成所述组合信号。

18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述计算操作包括计算多个伪包络，如果要由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

19.一种包括被配置成完成在包括含非线性设备的接收路径的无线通信模块中完成信号处理操作的多个互连电导元件的电路的装置，所述信号处理方法防止所述接收路径上的已调幅泄露信号在所述非线性设备对所述泄露信号和干扰信号进行处理期间对所述接收路径上的干扰信号进行调制，其特征在于，所述操作包括：

将一已调幅伪信号作为输入添加到所述非线性设备，所述伪信号具有补足所述泄露信号的包络的包络，其中，所述伪信号具有和所需要的接收信号的接收频率带宽不同的频率带宽。

20.一种无线通信装置中的接收路径电路，其特征在于，它包括：

一接收输入端，它接收包括已调幅泄露信号、干扰信号和具有接收频率带宽的接收信号的源信号；

一计算伪包络的包络计算机，如果要将所述泄露信号的包络与所述伪包络进行组合，将产生一预定常数；

一伪信号发生器，它使用所述伪包络，以提供一呈现所述伪包络并占有与所述接收频率带宽不同的伪频率带宽的已调幅伪信号；

一加法器，它耦合到所述接收输入和所述伪信号发生器，以将所述源信号与所述伪信号相加，以形成一组合信号。

21.如权利要求20所述的电路，其特征在于，它还包括：

一传感所述泄露信号的包络的包络检测器。

22.如权利要求20所述的电路，其特征在于，它还包括：

至少一个滤波器，它从一具有所述组合信号作为输入的非线性设备的输出滤去包括具有所述发射信号、干扰信号和伪信号的带宽的信号的信号，而同时准许所述接收频率带宽的信号通过。

23.如权利要求20所述的电路，其特征在于，配置所述包络计算机，使得所述计算操作包括计算一伪包络，如果要将所述伪包络加到所述泄露包络，将产生一预定常数。

24.如权利要求20所述的电路，其特征在于，配置所述包络计算机，使得所述计算操作包括计算一伪包络，如果要由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

25.如权利要求24所述的电路，其特征在于，配置所述包络计算机，使得所述预定公式包括：

对所述泄露包络求平方；

对所述伪包络求平方。

26.如权利要求20所述的电路，其特征在于：

所述包络计算机被配置成计算多个伪包络，如果要将所述泄露包络与所述多个伪包络进行组合，将产生一预定常数；

所述伪信号发生器包括多个伪信号发生器，所述伪信号发生器创建呈现对应于所述多个伪包络中诸个的多个已调幅伪信号；

所述加法器被耦合到多个伪信号发生器的每一个。

27.如权利要求26所述的电路，其特征在于，它还包括至少一个滤波器，以从所述非线性设备的输出滤去包括具有所述发射信号、干扰信号和伪信号的带宽的信号的信号，而同时准许所述接收频率带宽的信号通过。

28.如权利要求26所述的电路，其特征在于，配置所述包络计算机，使得所述计算操作包括计算多个伪包络，如果要由预定公式对所述泄露包络和所述伪包络进行处理，并将所处理的包络相加，将产生一预定常数。

29.一种无线通信装置中的接收路径电路，其特征在于，它包括：

接收输入装置，用于接收包括已调幅泄露信号、干扰信号和具有接收频率带宽的接收信号的源信号；

用于计算伪包络的包络计算装置，如果要将所述泄露信号的包络和所述伪包络进行组合，将产生一预定常数；

伪信号发生器装置，用于使用所述伪包络以提供一呈现所述伪包络并占有与所述接收频率带宽不同的伪频率带宽的已调幅伪信号；

加法器装置，用于将所述源信号与所述伪信号相加，以形成一组合信号。

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