CN1615667A

CN1615667A - 分时隙系统中进行初始小区搜索的方法和移动台

Info

Publication number: CN1615667A
Application number: CN02827425.3A
Authority: CN
Inventors: 安娜·M·巴达; 恰拉·卡瓦利尔
Original assignee: Siemens Information and Communication Networks SpA
Current assignee: Siemens Information and Communication Networks SpA; Siemens Holding SpA
Priority date: 2002-01-21
Filing date: 2002-01-21
Publication date: 2005-05-11
Also published as: WO2003063538A1; CA2471991A1; US20050075125A1; JP2005525725A; EP1468580A1

Abstract

公开移动台MS在开机时使用的一种方法，以便在UMTS系统，象(1.28)Mcps的TDD(时分复用)模式的3GPP CDMA LCR(低码片速率)选择和等价的TD－SCDMA(时分同步CDMA)，搜索最适宜目标小区。在MS天线处的信号是在指定的频率范围内来自不同载波的不同RF下行链路帧的和。DL同步时隙和BCCH TS0在帧中都以全功率发射，第一个包括根据小区分配的(32)SYNC码之一。按照传统方法，缺乏公共的下行链路导频和没有所使用的频率的先验知识会促使MS对SIM卡中存储的所有信道光栅的频率、将接收的帧与存储于MS的所有(32)SYNC相关，以便检测与功率测量相关联的小区的BSIC。按照本发明的两步方法，在PLMN频带的两步扫描中进行功率测量，而没有交织的相关步骤；一旦选定最终频率，各帧就是唯一相关的。整个(15)MHz带宽的大约(5)ms长的至少一帧持续周期被获得、IF转换、A/D转换，并且存储数字集合。用数字IF乘数字集合进行粗扫描，沿(15)MHz的频带以信道频带(1.6MHz)宽的步长调谐，并用根升余弦低通滤波器对基带信号滤波。(5)ms基带信号细分为半个时隙(337.5μs)的(15)块并测量每个块的功率。最强块的功率指示各频率的优先级。最强功率值和各帧的负载指标一起放入频谱表中。负载指标是帧中几乎与最强块负载相等的时隙的百分比。为连续扫描选择三个最强的频率。第二步搜索象第一步一样执行，但IF步长现在是(200)kHz宽并只覆盖围绕所选择的频率的(1.6)MHz的频谱。为连续的相关步骤选定最终频率。然后MS参考振荡器的频率误差用数据辅助技术和为连续连接存储的校准值进行校正。

Description

分时隙系统中进行初始小区搜索的方法和移动台

技术领域

本发明涉及无线移动系统的领域，并且更准确地说，涉及一种分时隙系统(time slotted system)中进行初始小区搜索的方法和移动台(MS)体系。

背景技术

为找到小区，由MS在开机时执行初始小区搜索，从该小区可以可靠地解码下行链路数据，并且该小区在上行链路具有高的通信可能性。由于接下来的新的第三代PLMN(公共陆地移动网络)的市场化，该PLMN在一定时间向现有的PLMN增加其特征，因为存在很多工作频带和不同同步要求，初始小区搜索对MS(移动台)将是非常棘手的任务。

图1概要地显示移动台MS1面对的、可能的典型射频简化情景。描述的情景包括三个小区：MS1位于其中的小区1和两个邻接的小区：小区2、小区3。可能的干扰MS2位于小区3。各小区由角激发(corner-excited)配置中的各BTS(收发信基站)服务(只可见BTS1和BTS2)。两个不同的PLMN系统，即PLMN1和PLMN2，共享相同的BTS。在MS1天线处的信号是来自属于两个系统的不同载波的不同RF帧的和。PLMN1是基于CDMA(码分多址)技术的3GPP(第三代合作项目)UMTS(通用移动电信系统)系统之一。有关的3GPP的文档是规定用户设备(UE)的UTRA(通用陆地无线接入)接口的文档。UTRA的标准化确立FDD(频分复用)和TDD(时分复用)模式的最小RF特性。3.84Mcps(百万码片每秒)的FDD模式被认为是W-CDMA(宽带)，而TDD模式包括3.84Mcps的HCR(高码片速率)选择和1.28Mcps的LCR(低码片速率)选择。1.28Mcps标准的特征大部分已经由本申请人和CWTS(中国无线通信标准)合作人合作开发。产生的已知为TD-SCDMA(时分-同步CDMA)无线传输技术(RTT)的系统已经由CWTS委员会向3GPP建议，它采用与UTRA-LCR-TDD相同的物理层，不同于后者主要因为相邻小区间BTS的同步。PLMN2会是下面的PLMN之一：GSM 900MHz(移动通信全球系统)、与前者相似的DCS 1800MHz(数字蜂窝系统)、为使GSM能够管理分组数据而添加到GSM的GPRS(通用分组无线服务)和EGPRS(增强的GPRS)。在PLMN2中，f_BEAC1和f_BEAC2是由BTS1和BTS2分别广播的两个标识载波(beacon carrier)。每个标识载波由遵守已知用于频率分配的簇的规则的、那个小区的GSM载波的子集伴随。在PLMN1中，不加限制地考虑每个小区三个CDMA载波。对PLMN1，GSM的簇规则不是强制的，与PLMN2不同，PLMN1依赖于流量规划、在相邻的小区可以使用相同的或不同的频率。在下面的描述部分中，MS和UE是同义词，BTS和BS(基站)也一样是同义词。

为避免重叠和相互的干扰，通常国家电信当局分配频带给不同的PLMN。附录A的表1到4包括用于前述的PLMN的所有标准化的频带。初始小区搜索产生按优先级降低顺序排列的、所选择的PLMN(假设图1的PLMN1)的、可接受的小区的列表。如果列表不是空的，MS选择最高优先级的小区用来表明它对网络的存在和对服务的访问。因为不同的标准间无线接口的不同体系，不管按照接收的标识载波(GSM)或标识信道(CDMA)的任一的功率降低的顺序填写优先级列表的一般准则，由MS执行的初始小区搜索利用所选择的PLMN的某些特性。初始小区搜索的功率测量一般由MS执行，该MS没有系统实际使用哪个载波来广播系统信息的先验知识，所以它将在每个所选择的PLMN的工作频带内搜索所有RF信道。为了加速搜索，MS可以可选地将当它上次活跃时选择的PLMN、所使用的载波(使用的载波是可允许载波的子集)的列表、存入SIM卡(用户身份模块)，该SIM卡是使MS工作的非易失性存储器。为了完整性(completeness)，已经寄宿于小区的MS重复执行替代初始小区搜索的小区选择和重选择过程。

为了恰当地提出本发明解决的技术问题，需要浏览不同的物理层和所涉及的小区搜索过程。图2a和2b涉及GSM，图3涉及UTRA-FDD，图4涉及3.84Mcps的UTRA-TDD，图5涉及1.28Mcps的UTRA-TDD和TD-SCDMA。虽然GSM基于FDMA(频分多址)和TDMA(时分多址)技术，但UTRA系统增加了CDMA，它是执行多址接入的非常不同的方法。如已经知道的，通过在基带将来自K1个用户的K个比特流加起来得到CDMA，用从K的正交集：所谓的OVSF(正交可变扩频因子码)取得的第K2个扩频序列乘(调制)原始信号的每个过采样比特得到每个比特流(K1≤K2和K2≤K，使得单个用户可以处理一个以上代码)。由所述调制产生的原始信道频带被扩大并且信息在更宽的CDMA信道频带中扩展。因为，不同于GSM，相邻的CDMA小区可以使用相同的频率，所以CDMA必须使用在各种小区间进行识别的不同的系统原理(philosophy)。为在相邻小区间进行识别，系统中使用与在小区基础上分配的中间同步码(midamble)和加扰码组所关联的各种导频序列。进而使用中间同步码的循环移位和标记同步序列在服务小区内进行详细的识别。图2a中显示中/小BTS(收发信基站)的可能的GSM信令多帧。信令多帧包括51个如在图2b中显示的4.615ms长的基本帧。字母F、S、B和C按顺序表示下面的由有关标记F0的时隙0携带的控制信道：FCCH(频率校正信道)、SCH(同步信道)、BCCH(广播控制信道)和CCCH(公共控制信道)。图2b中描述FCCH和SCH下行链路信道的物理突发(burst)。FCCH突发包括142个位于逻辑电平“1”的有用比特，以便当FCCH突发被接收到(并且容易被识别)时，允许MS振荡器的时钟频率的校正。SCH突发包括在中间同步码位置的64比特“同步序列”和2×39个加密比特。SCH突发总是由MS接收，比FCCH突发延迟8个时隙(45.6ms)，因此，已经校正了它的时钟频率的移动台能够以预期的精度识别同步序列在接收到的突发中的正确位置，然后是帧和时隙的起始时刻。45.6ms的延迟短得合理，符合第一次接入网络或停留在空闲状态的GSM移动台的同步要求。加密的比特包含：为完成同步过程而重建帧号FN必需的信息；和BSIC(基站身份码)域，它对移动台从相邻小区的BCCH载波识别服务小区的BCCH载波(标识)有用。BCCH信道用于扩散下行链路的一般用途的系统信息，如例如：小区内信道的配置、在其上进行电平测量的相邻小区的BCCH载波的列表、所在位置区域的身份和用于小区选择和重选择活动的一些参数、完整的小区身份、空闲模式的MS的操作的参数和随机接入的参数。CCCH双向信道包括三个子信道：下行链路中第一AGCH(接入允许信道)和第二PCH(寻呼信道)，上行链路中共享的第三RACH(随机接入信道)。至于有关初始小区搜索的测量，MS开始搜索FCCH信道，如果发现这个信道，那么扫描到的频率是标识频率，否则频率N+1被扫描。当检测到FCCH信道时，由FCCH和SCH两个信道实施的概略的频率和帧同步机制检测帧和时隙T0的开始。因此在FCCH、SCH和BCCH上测量功率是可能的。仅仅为了小区搜索、小区选择和重选择以及切换，这些信道以全功率从BTS连续发射。与每个标识频率相关的功率测量进入优先级列表。所选择的小区是其BSIC与优先级列表上第一个载波相关联的小区。

图3中显示3GPP UTRA-FDD(W-CDMA)的基本无线同步帧(见3GPPTS 25.221，Version 4.2.0(2001-09)Release 4)。下行链路帧10ms长并且包括属于15个时隙TS0，...，TS14的38,400个码片，每个时隙2560个码片。每个时隙的前256个码片分配给用于小区搜索的下行链路同步信道SCH。SCH信道由两个子信道组成，主和次SCH，它们的数字模式与其它扩频信道不正交，并且甚至在噪声环境中也可以从其它扩频信道识别出来。主SCH包括256个码片的调制码，称作主同步码(PSC)，它对系统中每个小区是相同的。次SCH包括256个码片的调制码，称作次同步码(SSC)，与主PSC并行发射。SSC码表示为C_s ^i，k，其中，i＝0，1，...，63是加扰码组号，k＝0，1，...，14是时隙号。每个SSC码从长度256的16个不同的码的集合选择。在次SCH的这个序列指示小区的下行链路加扰码属于哪个码组。其它重要的下行链路控制信道是主公共导频信道(P-CPICH)和主公共控制物理信道(P-CCPCH)。P-CPICH信道具有如下特征：每个小区有并且只有一个P-CPICH；它在整个小区上广播，并且由在小区基础上分配的主加扰码加扰。P-CPICH信道用于识别小区的加扰码组。P-CCPCH信道是固定速率物理信道(30kbps，SF＝256)，用于携带BCH传输信道。为了初始小区搜索、小区选择和重选择、切换和系统信息的读取，SCH、P-CPICH和P-CCPCH信道在整个小区以全功率连续地发射。至于对每个扫描频率的小区搜索(见3GPP TS 25.214，Version 4.2.0，2001-09，Release 4)，典型地以三个步骤执行小区搜索：

步骤1.时隙同步：在第一步期间，UE利用SCH的主同步码获得对小区的时隙同步。这典型地用单个的与PSC码匹配的匹配滤波器(或任何类似设备)实现，该PSC码对所有小区是共同的。通过检测滤波器输出中的峰值可以获得小区的时隙定时。同时可以调整UE的参考振荡器的频率以满足规范。

步骤2.帧同步和码组识别：在第二步期间，UE利用SCH的次同步码找到帧同步并识别在第一步中找到的小区的码组。这通过将接收到的信号与所有可能的SSC序列相关并识别出最大相关值实现。因为序列的循环移位是唯一的，所以确定码组和帧同步。

步骤3.加扰码识别：在第三且最后的步骤期间，UE确定找到的小区使用的准确的主加扰码。主加扰码典型地通过与在第二步中识别出的所有码组在CPICH上逐码元相关而识别。已经识别主加扰码后，可以检测主CCPCH，并且可以读取系统和小区特有的BCH信息。如果UE已经接收到关于搜索哪些加扰码的信息，可以简化上面的步骤2和3。

与每个扫描的频率相关的功率测量进入优先级列表。所选择的小区是其主加扰码与优先级列表上的第一个载波相关联的小区。在SCH、P-CPICH和P-CCPCH信道上可以有效地进行功率测量。在初始小区搜索中，与唯一的主SCH信道一致的接收到的功率的测量会加速整个频率扫描。

在图4中显示用于3.84Mcps的3GPP UTRA-TDD的基本无线同步帧(3GPP TS 25.211，Version 4.2.0(2001-09)Release 4)。帧长10ms并且包括属于15个时隙TS0，....TS14的38,400个码片，每个时隙2560个码片。SCH信道的目的几乎与图3的UTRA-FDD相同。SCH帧包括一个或两个间隔8个位置的SCH时隙(即TS0和TS8)。一个主和三个次SCH并行。主和次SCH从时隙的开始延迟t_offset。主公共控制物理信道(P-CCPCH)位于从物理同步信道(PSCH)得知的位置(时隙/码)。广播信道(BCH)是映射到P-CCPCH信道的下行链路公共传输信道以广播系统和小区特有的信息。为了测量，在特殊位置(时隙，码)的物理信道将具有特殊的物理特性，称为标识特性。具有标识特性的物理信道称为标识信道并且位于标识位置。标识位置由SCH信道确定。标识信道的全体(ensemble)将提供标识功能，即在标识位置的参考功率水平。因此在每个无线帧中必须存在标识信道。注意，由这个定义P-CCPCH总具有标识特性。关于小区搜索，对每个扫描的频率，初始小区搜索典型地在三个步骤执行，该步骤类似于对前面的UTRA-FDD情形有效的步骤，并且表列(top-list)小区选择标准也是相同的。

在图5中描述基本TD-SCDMA无线帧。该基本帧(见3GPP TS25.221，Version 4.2.0(2001-09)Release 4)具有10ms的持续期并分为两个5ms的子帧。在10ms的帧长度内每个子帧的帧结构是相同的。多帧是模(module)N个帧。每个5ms子帧包含6,400码片(T_c＝0.78125μs)，再分为7个用于数据的864个码片的时隙(TS0，....TS6)，加上三个特殊时隙，称为DwPTS(下行链路导频时隙)、GP(主保护周期)和UpPTS(上行链路导频时隙)。因此通过适当地配置下行链路和上行链路时隙的数目和切换点，TD-SCDMA可以工作于对称和不对称模式。在任何配置中，至少一个时隙(时隙#0)必须分配给下行链路，并且至少一个时隙必须分配给上行链路(时隙#1)。在图的左下方的数据的突发包括中央的中间同步码和两个相同的数据部分。数据部分用信道化码(channelisation code)(OVSF 1、2、4、8或16)和加扰码的结合进行扩频。加扰码和基本中间同步码在小区内是恒定的。通过基本中间同步码的K1个移位形式(version)，共享上行链路时隙的K1个同时的用户在BTS侧是相互可区别的。在图的右下方的DwPTS突发包括保护周期GP和用于下行链路帧同步的64码片SYNC序列。图6概略显示：在不同的小区间共享刻画DwPTS导频特性的、32个可用SYNC序列的TD-SCDMA准则；32个相关联的加扰码组；与码组关联的中间同步码；和K＝16中间同步码移位。从图6的图可以表明：因为SYNC和基本中间同步码组是一对一相关的，UE知道使用了哪四个基本中间同步码。然后通过使用尝试和错误技术，UE可以确定实际使用的基本中间同步码。在整个帧将使用相同的基本中间同步码。在每个基本中间同步码与加扰码相关联时，那时加扰码也已知了。

主公共控制物理信道(P-CCPCH1和P-CCPCH2)以固定的扩频因子16固定地映射到时隙TS0的前两个代码信道。P-CCPCH信道是标识信道(象DwPTS)，它总是使用提供整个小区覆盖的天线模式配置发射。广播信道(BCH)是映射到P-CCPCH1和P-CCPCH2信道的下行链路公共传输信道，以广播系统和小区特有的信息。BCH总是使用通过来自基本的中间同步码的第一时间移位得到的中间同步码，在TS0发射。交织的BCH块在控制多帧的位置由DwPTS导频相对于中间同步码的QPSK[正交相移键控]调制指示。关于初始小区搜索，3GPP规范(TS 25.224，Version 4.2.0，2001-09，Release 4)表述典型地在四个步骤中执行：

步骤1.搜索DwPTS-在初始小区搜索过程的第一步期间，UE使用SYNC(在DwPTS中)获得对小区的DwPTS同步。这典型地使用一个或多个匹配滤波器(或任何类似的设备)实现，该匹配滤波器与从PN序列集合中选择的接收到的SYNC-DL匹配。为这个目的，使用单个或多个匹配滤波器(或任何类似的设备)。在这个过程中，UE需要识别使用了32个可能的SYNC中的哪个。同时可以调整UE参考振荡器的频率以满足规范(0.1ppm)。

步骤2.加扰和基本中间同步码识别-在初始小区搜索过程的第二步期间，UE确定数据的第k个突发的中间同步码和相关联的加扰码。根据搜索正确的中间同步码的结果，UE可以前进到下一步或退回到步骤1.

步骤3.控制多帧同步-在初始小区搜索过程的第三步期间，UE搜索BCH的多帧的MIB(主指示块)。根据结果，UE可以前进到下一步或退回到步骤2.

步骤4.读取BCH-读取一个或几个BCH中找到的小区的(完整的)广播信息。根据结果，UE可移回到前面的步骤或结束初始小区搜索。

现有技术的广泛的介绍包括迄今为止已知的大多数数字PLMN。除了3GPP的第三代蜂窝系统具有普遍地与那个标准化有关的特征。

概述的技术问题

初始小区搜索的合理的过程应该考虑最坏的情况：其中移动台在开机时没有系统实际使用哪些载波广播系统信息的先验知识，所以它将扫描所选择的PLMN的工作频带内所有允许的载波。合理的过程必须给出关于扫描的载波的路径损耗的可靠的信息，使得优先级列表可以是有用的装置。移动台因此将执行相应至少一个标识信道的功率测量，同时那应该是必需检测的。标识信道的检测也意味着检测所有的有关的物理实体，遵照所选择的PLMN建立起标识信道。要考虑的第一个物理实体是频率；第二个是基带数字信号时间上细分为离散的时间间隔(突发、时隙、子帧、帧、多帧等)；第三个实体是标识突发中传输的数字模式。物理实体各不相同地刻画了在现有技术的突出的PLMN中使用的标识信道的特征。如下提醒是有用的：

·GSM利用对整个系统共用的FCCH和SCH频率和时间同步模式。此外SCH信道还包括BSIC，用于识别发射接收的FCCH和SCH标识的小区。

·3GPP UTRA-FDD和3GPP UTRA-TDD的3.84Mcps选择在下行链路利用对整个系统共同的主SCH子信道来获得时隙同步，以及利用次SCH和CPICH信道以获得基于小区的加扰码组和单个加扰码。

·3GPP UTRA-TDD的1.28Mcps选择或TD-SCDMA利用所有小区已知的32个DwPTS下行链路同步序列。为了获得各自的加扰码组和单个加扰码，32个DwPTS序列之一分配给单个小区。

初始小区搜索的过程应该包括与允许的载波一样多的扫描步骤。每个扫描步骤包括：载波的选择；传递适当的小区信息的标识信道的检测；在标识信道出现时，在信道频带内功率测量的执行。对所有上面的PLMN，扫描光栅(raster)是200kHz。信道频带非常不同：对GSM的200kHz；对3GPPUTRA-FDD和3GPP UTRA-TDD的3.84Mcps选择的5MHz；对3GPPUTRA-TDD的1.28Mcps选择和TD-SCDMA的1.6MHz。虽然载波的选择是即刻的，但标识序列的检测要花费时间计算接收的序列和已知的标识模式(或各模式)之间的相关。更具体地：

·在GSM的情况下，由指向8个时隙之后的SCH信道的FCCH信道显著地加速标识信道的搜索。FCCH的检测很快。由源于前面的FCCH检测的短的相关窗简化与SCH的相关。SCH模式的检测允许帧同步和随后的BCCH信道的功率测量，相应下一BCCH帧的时隙T0。在GSM系统中，初始小区搜索快且容易。

·在3GPP UTRA-FDD和3GPP UTRA-TDD的3.84Mcps选择的情况下，由于更长的主码(256个码片与64个比特相比)和缺乏直接指向SCH信道的频率校正信道，主SCH的检测比GSM代价更大。尽管这种复杂化，由于在整个系统中SCH模式的单一性，SCH检测可以在相当短的时间完成，其需要只连带与SCH序列在每个时隙(2560个码片)的出现的相关。一旦达到时隙同步，由于短的相关窗，导致获得特定的小区的CPIC和CCPCH标识的其它步骤被显著简化。随之发生的是CPIC和CCPCH上的功率测量，用来进入优先级列表。可以做出结论：相对GSM，初始小区搜索只是中等代价的。

·在1.28Mcps的3GPP UTRA-TDD和TD-SCDMA系统的情况下，对初始小区搜索过程的每个频率，只有步骤“搜索DwPTS”请求UE将帧的整个6400个码片与64个码片长的32个SYNC(同步)序列的每一个相关。这个可怕的任务(N频率×32个这样长的相关)大大超过了UE的计算能力，实际上使相当快的小区搜索不可能。

发明内容

本发明的目的

本发明的主要目的是指明一种能够克服在TD-SCDMA和所有类似系统中遇到的障碍的初始小区搜索方法。

本发明的其它目的是指明一种过程，一旦已经选择了目标载波，就能够校正频率误差。

本发明进一步的目的是指明一种能够执行声称的方法的移动台。

本发明的概述和优点

为实现上述的目的，本发明提出一种初始小区搜索的方法，如在方法权利要求中公开的。本发明的进一步主题是一种执行声称的方法的移动台，如在设备权利要求中公开的。

如在权利要求中公开的，在转到用于小区检测的相关步骤前，本发明的方法完成感兴趣频带内的频率扫描。其中频率扫描是连续执行的而不引入相关步骤，而是只利用从发射功率中产生的谱信息。相对现有技术的蜂窝系统，这似乎是新颖的，在现有技术的蜂窝系统中，频率扫描的步骤与和在整个系统中共同的导频信道相关的步骤交织(象GSM的FCCH和SCH突发，或用于W-CDMA和UTRA-TDD-HCR的P-SCH突发)。在规范中未提及象处理本发明一样的初始频率扫描过程。公开的技术特征在那些系统中是有用的，其中不预见公共导频在下行链路同步移动台，但是唯一的同步工具是与小区一对一关联的同步序列的集合。建议的方法的优势是它不在每个频率步骤交织麻烦的相关。此外，因为只检查所有允许频率的子集，两步频率扫描，先粗后精，显著加速扫描操作。这种方法的普遍性覆盖TDD以外的系统，并且即使对那些存在公共导频的系统，也可以容易地安排它，通过首先完成两步频率扫描，然后执行最终选择的频率的唯一数字集合与对整个系统共同的同步突发SCH之间的相关，从而最终可以加速初始小区搜索。在GSM的情况下，这种操作方式用单一相关步骤导出BSCI和BCCH信道，而在W-CDMA和UTRA-TDD-HCR的情况下，需要与所有可能的次SCH(16)的连续相关步骤。在这两种情况下，相关的总数比传统方法低得多。本发明的大量创新是在信号的一定时间段(通常是一帧)上估计的功率的形状的分析，其必要性在于在系统中连续的导频信道的缺乏。

关于功率测量，在每个频率步长存储基带帧(5ms)。存储的信号细分为持续半个时隙宽度的块，并计算每个块的功率。对P-CCPCH和Dw-PTS占有两个相邻的时隙的TD-SCDMA系统，与半个时隙一样宽的块成为最佳选择，长度可以合理变化以满足其它PLMN。产生的功率包络的形状反映了给出衰落的实际表示的需要和保存时隙的单一(unitary)概念的需要之间的折衷，所以沿时隙的包络不应该变化太大。对除TD-SCDMA之外的PLMN有效的最终准则应该是使块至少为同步序列的持续期的一半长，因为后者通常比服务突发短。这个准则使计算的功率包络的峰值最大化。

根据本发明，对每个扫描的载波，在MS的频谱表中，存储帧中最强的块的功率，并且在粗略扫描时选择那些与最强的块相关联的载波。相同的准则用于使用精细扫描的最终载波的选择。在几乎所有实际的条件下，这个准则简单且可靠。假设位于第一个小区的MS和相邻小区在相同的频率上正在发射(考虑的系统为CDMA-TDD)，相应于公共频率，MS总是测量从两个小区接收到的信号的和的功率，对所有时隙这是真实的。公共载波和最强的块进入MS频谱表，因为它由两个小区的贡献产生。从两个小区接收到的功率的和增大选择公共频率的可能性。即使在这种情况下，由于两个小区的同步码的好的自相关特性和差的互相关，连续相关步骤在所述同步码之间区分。对本发明的方法，相邻小区的下行链路同步不是严格的强制要求，但是它是在TDD系统中特别有用的特征，特别是对那些位于两个小区中间的移动台。在本文中，帧同步允许执行更实际的选择，如稍后将澄清地。

本发明又引入帧的“负载”作为适合初始小区搜索的新的指标。沿所考虑的帧从功率包络的形状计算帧负载指标，它对应于超过计算的功率的阈值的时隙的百分比。帧负载指标已经优选地包括进频谱表，靠近各自的最强的块(见图12的％忙)。在某种假设下，这个指标给出一帧中多少时隙是忙的概念，例如因为忙于通信量操作。“未加载”的帧比“加载”的帧具有更高的可能性包含空闲时隙。如果两个载波的各自的最强的块具有几乎相同的功率，平均起来，具有较低的负载指标的载波的选择将在呼叫建立中增加成功的尝试。指出下面一点很有用：上述的基于最强的块的选择原则允许选择具有低负载的帧，因为至少一个时隙(DwPTS，TS0)总是以最大或接近最大的功率发射。可靠的帧负载指标的条件是相邻的小区的影响小，如在室内或当MS远离小区边界时这种条件自然会产生。在隔离的或近似隔离的小区内，具有相等的负载指标的帧也包括同样数目的忙块，否则，忙指示是使人迷惑的，因为由于相邻小区的显著贡献，块可以超过功率阈值而被认为忙。

对基于时分复用(TDD)模式的无线接入系统，如TD-SCDMA，帧定时同步是使干扰最小化并使提供的通信量最优化的重要特征。帧定时同步可以意味着：在网络的BTS内，时隙、帧、多帧或超帧同步。时隙同步避免一个时隙上的干扰的无线链路影响相邻小区内的两个时隙上的无线链路。帧同步确保在相同的瞬间，至少对相邻的小区，上行链路和下行链路发射方向被定位；这阻止接收移动台(图1的MS1)被寄宿于相邻小区(小区3)的附近的发射移动台(图1的MS 2)饱和。控制多帧同步确保相同类型的逻辑信道(如PCH，BCCH，...)由相邻的小区在相同的时间帧广播；这允许在MS中加速小区重选择过程，而在检测相关系统信息时不中断。帧定时同步可以以不同的方式或结合实现，即：通过电缆发送同步脉冲；给BTS配备GPS(全球定位系统)接收机用来检测时间参考信号；并且最终使用无线信道通过空中使基站互相同步，如在2000年7月24日以相同申请人名称提交的国际专利申请WO 01/17137中公开的。

附图说明

被认为新颖的本发明的特征在所附权利要求中特别提出。本发明及其进一步的目的和优势可以参考其下面的实施例的详细描述、结合纯粹为非限制的解释性目的而给出的附图来理解，并且其中：

-图1显示可能的情景，其中，本发明的移动台接收由共享两个不同的PLMN的两个相邻小区发射的射频信号；

-图2a显示中/小BTS的可能的GSM信令多帧；

-图2b显示GSM基本信令帧和在时隙TS0上选择发射的FCCH和SCH突发；

-图3显示UTRA-FDD基本同步帧和同步信道SCH的结构；

-图4显示UTRA-TDD-HCR基本同步帧和同步信道SCH的结构；

-图5显示TD-SCDMA基本帧、用于数据的一般时隙的突发结构和DwPTS时隙的突发结构；

-图6概略显示在不同的小区间共享不同的DwPTS的同步序列、加扰码和中间同步码的TD-SCDMA准则；

-图7显示一种已知技术的基站发射机的简化的方块图；

-图8显示适合实现本发明的方法的MS接收机的方块图；

-图9给出本发明的初始小区搜索方法的概述；

-图10a和10b显示使用两个不同频率步长的对频率扫描的两个功率的轮廓：一个步长等于信道带宽，另一个等于信道带宽的一半；

-图11显示沿接收的信号的帧的可能的功率包络，如由移动台在每个频率步长测量的；

-图12显示在本发明的方法中使用的频谱表；

-图13a、13b和13c显示在校准之前和之后以及正常操作期间不同类型的频率误差，如频率误差在本发明的方法结束时产生的。

-附录A：表1A到4A包括用于最流行的PLMN的所有标准化的频带；

-附录B：表1B给出频率扫描方法的迭代次数；

-附录C：表1C到7C包括关于测试环境的背景和对测试本发明的方法有用的仿真结果。

具体实施方式

已经讨论过图1到6。图7没有限制地概略显示已知技术的BTS发射机的可能的窄带体系结构。发射机包括BSC(基站控制器)接口，它向与小区中规划的载波一样多的载波发射机转发相关协议消息。每个载波发射机最少包括下面的块：基带处理器-TX、QPSK调制器、两个相同的具有低通信道频带(1.6MHz)的RRC(根升余弦，Root Raise Cosine)类型的TX滤波器、IF振荡器(数字)、求和器和RF-TX。基带处理器-TX接收协议消息并根据规范处理它们。特别是它根据图5产生在K个信道上扩频的流量和控制传输帧和多帧。QPSK调制器产生同相和正交相I、Q帧，由两个TX滤波器滤波。I、Q滤波后的帧数字转换到中频IF并且由数字加法器SUM加起来。产生的TX帧交给后面的RF-TX块，该RF-TX块执行典型鉴于发射的操作(在块内指定)。射频信号s₁(t)是QPSK调制的载波，它传送微波频谱中的TX帧到1.6MHz宽的信道频带中。最终的RF(射频)信号包括在PLMN频带内分隔开的所有的调制的载波s₁(t)，....，s_P(t)。

图8概略显示适合执行本发明的初始小区搜索的方法的UE接收机。所描述的体系结构是普遍的并且也指第二代MS接收机。接收信号r(t)到达带通RF滤波器，然后依靠由从RF本地振荡器产生的信号引导的模拟混频器，滤波后的信号下变频到IF。模拟IF信号由带通IF滤波器滤波并且传递给模数到数字转换器ADC。根据实现的硬件的选择，在ADC块的输出连接大小可以存储至少一组大约5ms的数字信号的存储器BUFFER。对于两个硬件选择，存储器BUFFER能够确定存储大约5ms的数字信号的大小，存储器的大小也依赖于用来表示每个单个码片的采样的数目(过采样)。在BUFFER块的输出，数字信号分为两部分，它们首先送到两个相同的数字乘法器的输入。然后乘法器输入由从数字IF振荡器产生的两个相位相差τ/2的IF信号引导。在乘法器的输出产生同相位和正交相位的基带成份I、Q。这两个成份由两个相同的、1.6MHz带宽的、RRC类型的、低通RX滤波器进行滤波。这个值对应于滚降系数(roll-off)α＝0.22和1.28Mcps的码片速率的RRC滤波器的信道带宽B：B＝(Chip_rate×(1+α))。I、Q滤波后的成份送到称为基带处理器RX的块，它包含：微处理器、相关RAM、输入/输出设备、存储微处理器固件和系统中预知的32个SYNC序列的ROM。基带处理器RX进而和SIM卡相连，该SIM卡存储感兴趣的频带和频带内所有允许的载波(信道光栅(raster))，并和用于小区搜索的称为“频谱表”的存储器相连。为了完整，指明称为终端设备的块。根据两个硬件选择，依赖于使用的体系结构，通过适宜地改变分别引导到RF和IF本地振荡器的控制信号RF-S和/或FF-S，执行频率扫描。

对用于UE的硬件体系结构一般没有限制，使得下面的硬件选择可以平凡地实现：

1.RF和IF滤波器都是15MHz带宽，并且整个频带在IF转换。模数转换器ADC按照利用至少30MHz的采样频率的Nyquist准则处理整个频带。以30M采样/秒采样的5ms的单个帧(或在由N平均的情况下的N帧)产生要存储到BUFFER存储器中的大约150K采样。为了依次对频率进行基带转换以进行估计，用(粗略或精细)步长变化的数字IF频率乘存储的数字组、执行频率扫描。在这种情况下，RF-S信号是固定的，而FF-S信号逐步变化。数字信号的频率转换在本领域是已知的。更特别的是，从存储取自正弦波(四分之一周期足够)的N2个数字采样组的ROM开始，并且读取用于产生N倍于基本频率的频率的N个顺序采样之一，可以有利地实现数字IF振荡器。N2个不同的采样的全体允许表示小于N2/2的最大整数个正弦信号。数字乘法需要在每个数字乘法器的输入的两个信号速率相同。

2.RF和IF滤波器都是1.6MHz带宽，或者RF滤波器是宽带而IF滤波器是1.6MHz带宽。改变RF本地振荡器的频率以(粗略或精细)步长执行扫描，以便在IF转换频率以进行估计(超外差)。在RF滤波器是1.6MHz带宽的情形，逐步变化的RF-S信号也送到RF滤波器以便在所选择的频率上调谐它。存储于BUFFER存储器中的5ms的单个帧(或在由N平均的情况下的N个帧)只涉及所选择的信道。在这种情况下，采样频率至少是3.2MHz，并且BUFFER存储器存储将近16K采样。用固定的数字IF频率乘存储的数字组以便对所选择的信道进行基带转换。在这种情况下，FF-S信号是固定的。

第一个选择具有更快的扫描的特性，但是需要更大的缓冲器，特别是在为平均过程要存储多组的情形。根据实际实现的硬件选择，UE开机后，固件立即开始频率搜索，并把中间结果写入频谱表。一旦选定最终的频率，微处理器就完成解调并将获得的信号与永久存储于UE中SYNC相关，以便检测目标SYNC、相关码组和中间同步码等，一旦选定目标小区，处理器就执行UE的参考振荡器(未在图中显示)的频率误差校正，它必须具有比大约10ppm好的稳定度。参考振荡器的误差是由于温度漂移和初始的固定误差。例如，使用TCXO(温度补偿晶体振荡器)作为参考振荡器可以达到请求的稳定度。一般的商用的TCXO可以具有在从-30到+75C的温度范围内的大约+/-2.5ppm的温度的稳定性以及大约+/-2ppm的固定的误差。频率误差校正可能只要求200Hz的频率变化。在整个分配的PLMN的频带中、获得从MHz量级直到几百Hz跨度的频率步长的方法，是从基于嵌套的多环路配置中的、PLL(锁相环)的、频率合成网络的技术已知的。在这个光学器件(optics)中，RF和IF本地振荡器都锁相到参考振荡器，并且所有的UE的振荡器属于频率合成网，它从微处理器接收控制信号RF-S和FF-S并把它们转化为适合的频率步长。因为UE中的所有的振荡器锁定到参考振荡器，由振荡器引入的总的误差必须满足前面指示的误差容限并利用校准(随后描述)。

参考图9，初始小区搜索方法包括下面的步骤：

步骤1获得大约5ms的数据集。在UE天线处的数据是表示工作(调制)于不同的载波频率的、一定数目的不同的TD-SCDMA帧的几个信号的和。每个调制的载波频率的信道频带是1.6MHz宽。表4A指示了所有可能的TD-SCDMA频带。同一表格在标题为Freq(RFN)的右边的列指示各种频带的占据的特征。从规范得出：标称信道间隔是1.6MHz并且信道光栅是200kHz，这意味着载波频率必须是200kHz的倍数。

步骤2进行感兴趣频带内的粗略搜索。选择1.6MHz的搜索的频率步长，但也可以是它的分数，并且信道滤波器是1.6MHz。对每个频率，用功率计算的过程(下面描述)估计数据功率。图12的频谱表包含所分析的PLMN频带的谱功率。从频谱表为进一步的细化选择“更可能的频率”的子集。“更可能的频率”定义为与表中最大功率相联系的频率。更可能的频率的数目已经设置为3。对15MHz的频带，迭代的次数是8(或9，依赖于扫描过程开始的频率)(表1B)。

步骤3围绕在前一步找到的“更可能的频率”进行第二轮搜索。对功率计算使用相同的过程。步长是200kHz，而信道滤波器总是1.6MHz.。更新频谱表。迭代的次数是4×2×3并且到目前为止迭代的总次数是32(表1B)。第二轮搜索的结果是候选频率。这两个扫描用作1.6MHz(作为信道频带)大的分析窗，该分析窗首先在整个RF频谱上，然后在更窄的区域内逐步移动以测量落在窗内的频谱功率。如果窗口与信道的整个频谱完全重叠(见图10a)，测量到绝对的最大的功率。在信道光栅上实现的双重扫描机制能够用比光栅的整个频率少的搜索步骤检测目标频率。

步骤4基于前面的频率扫描的结果，通过“SYNC检测算法”选择目标小区。一旦检测到SYNC，它指向TS0上的BCH信道、中间同步码、加扰码组和所有关于目标小区的相关信息。

步骤5因为在双重扫描结束时确定的目标频率的值预期有大约20kHz大的误差，所以校正UE内部的参考振荡器的频率误差。这个频率偏移，如果不校正，在下行链路接收和上行链路发射中会导致很大的性能损失。下行链路问题在差的信息突发的解码过程中产生。参考振荡器的校准是包含在开机后执行的同步过程中的基本过程。利用SYNC码的返回信息，可以最佳地逼近目标频率。

下面详述前面的步骤：

步骤1获得6400+80＝6480的码片的集合；比帧长多80码片以便细分获得的集合为整数个大小为半个时隙的块，简化随后的功率计算。

步骤2在表1B中有在对分析的15和20MHz频带、粗略频率步长等于1.6MHz和0.8MHz的情形的、执行的迭代的总数的对比。选择粗略频率步长以便与光栅频率相符。参照图10a和10b，假定理想接收的情况下，已经比较两个粗略频率步长。从比较可以注意到：在最坏的情况下，利用0.8MHz的粗略步长得到的功率大约是理想信号功率的3/4，而在1.6MHz粗略步长的情况下大约是1/2，但是0.8MHz的步数加倍。参照图11，考虑用于粗略和精细扫描的功率计算的过程。获得的数据的集合分为432序列码片的15块，象半个TD-SCDMA时隙。在当前频率f_i的每个块中，从下面的公式计算收集的数据的功率P(f_i)：

P (f_{i}) = Σ_{k = 1}^{Bw} {VI}_{k}^{2} + {VQ}_{k}^{2},

其中，Bw是432个码片的块窗口。VI_k和VQ_k是第k个码片的同相和正交相基带成分的有效值。在当前的搜索频率f_i，最强的块的功率被确定。如随后说到仿真时将指出的，差的无线传播可能不适宜地结束频率粗略扫描，使得没有找到BTS的工作的频率，并且更精细的扫描这时没有用。说没找到频率意味着：对所考虑的帧，最强块的功率与噪声阈是可比的。在这样的情况下，在更多的帧上平均可能改善结果。平均可以以两种方式进行：

-第一种方法是执行N次粗略扫描，每次一帧，并且取结果的平均；

-第二种方法是获得N个连续的帧，在每个新帧累加相应块的功率并在N帧上取平均。

尽管有平均过程，一定次数的尝试后，在为操作者指定的范围内，未找到工作频率的残余的可能性仍然存在。在这种情况下，另外的机会是：微处理器在UE可以进行漫游的其它的频率范围开始扫描。

现在考虑一种情景，其中，相邻的小区施加差的干扰，沿帧的功率分布的包络真实地反映各种时隙的负载和它们的下行链路/上行链路目的地(图11中向下/向上箭头)。在这种情况下，功率测量可以用来给出所分析的频率的负载的指示。假设具有相等功率的块具有相等负载。过程包括下面的步骤：

-存储获得窗的15个块的功率值P_i；

-选择最大值P_max；

-选择阈值S，例如3/4P_max；

-每次P_i＞S×P_max，增大计数器n；其中n指示多少个块具有与P_max几乎相同的功率，即P_max的相同负载；

-根据下面的公式计算帧中满负载的时隙的百分比：

% Busy = \frac{n \times Bw \times 100}{846 \times 7.5},

值7.5来自于获得窗(6480码片)和时隙的长度(864码片)的比率。在图11所示的情况下，帧负载指标％Busy取值40％。可以对K(K≥1)个最强的频率估计这个指标并放入频谱表中靠近最强块的功率。这样得到的频率负载指标在两种情况下可能是不可靠的：

-第一，当信噪比(SNR)低时(例如≤0)，由于噪声，具有低负载的频率可能看上去似乎是满负载；

-第二，在快速变化如车辆(速度120Km/h或250Km/h)的信道，由于衰落的空洞，具有满负载的帧可能看上去几乎没有负载。在这两种情况下，在更多的帧上平均使指标％Busy更可靠。

参照图12，可以注意到，频谱表包含两个表：第一个用于粗略扫描，第二个用于精细扫描。为了简单，在图中，只为粗略扫描表指出P_max和％Busy的可能的数值，其中列出8个频率。一旦完成这个表，分配较高的优先级给具有较强块的频率的选择准则就驱使以优先级降低的顺序选择频率f7、f4和f2。对由这个选择提供的有效的好处的洞察使人对f2产生怀疑，并且使频率负载指标参与到判决中。频率f2和f3只相差0.2dB，但是当f2忙时，f3未负载。在这种情况下，最好选择f3，并且它的优先级增加从而超过f2。

步骤3用于第二轮搜索的功率计算过程与第一次扫描相同。选择精细频率步长以便与光栅频率一致。在这个步骤的结尾，完成频谱表并在各频率中执行候选频率fcell的选择，进入精细扫描表。

步骤4假定大约10ppm的误差是由“SYNC检测算法”可接收的。通过分析接收的信号和32个SYNC码之间的相关确定DwPTS的位置。由于干扰、AWGN(加性白高斯噪声)和信道衰落，平均在一定数的帧上的分析是必要的。如果在平均窗内观察大量的帧，那么算法的性能改善，但是过程的持续期明显增大。就计算复杂度来说，DwPTS的位置未知这个事实起到关键的作用，所以MS被迫在整个帧长度上计算相关。两个已知的机会是公开的：用FIR滤波器(有限冲击响应)的相关和用FFT(快速付立叶变换)的相关。因为较小的复杂度，第二个更好。首先考虑用FIR滤波器相关，如果SYNC码的复数符号由s_i(i＝1，...，64)表示，FIR滤波器的系数产生

a_{i} = s_{64 - i}^{*} (i = 1, . . ., 64),

其中*是共轭符号。将存在32个不同的SYNC_k序列，(k＝1，...，32)和同样多的a_k匹配滤波器。32个相关c₁，...，c₃₂是：

c_{k} = Σ_{n = 1}^{6400} Σ_{i = 1}^{64} r (n - i) a_{k, i}, (k = 1, . . ., 32),

其中r(n)是接收的突发。峰值分析必须在每个相关信号c_k的模上进行，所以对32个相关信号的每6400个值，求得平方值c_k ²是必要的。最强的峰值c_k ²，(k＝1，...，32)将指向：DwPTS在帧从而BCH TS0中的位置；从32个SYNC中选择的SYNC码；相应的小区码组；基本中间同步码。用匹配滤波器的相关涉及很多乘法和长的初始延迟。现在考虑用FFT的相关。如公知的，两个复信号之间的相关可以通过付立叶变换

得到。如果a(t)和r(t)是具有前面的含义的两个复信号，它们的相关信号c(T)可以如下得到：

a(t)≡S*(-t)

利用DFT(离散付立叶变换)算法，相同的操作可以用于时间离散信号I、Q。如果每信号采样数目是2的幂(N＝2^k)，那么利用FFT算法，得到信号的付立叶变换的计算要求大大降低，结果复乘法的数目是

\frac{N}{2} \log_{2} \frac{N}{2} .

下表给出

在同步算法中，要分析的信号由6464个复采样构成(一帧加上得到正确相关需要的64个采样，如果DwPTS位于接收的突发的末尾)。一个好的折衷是设置N为512，产生在帧上的15个窗。DFT的细节是已知的。如前面的情况那样进行峰值分析。通过另外的复杂度降低步骤可以减小乘法数。

步骤5目标是相对于BTS的工作频率，以至少0.1ppm的精度设置UE的工作频率。对这个估计，考虑用于窄带TDD选择的3GPP规范，可以这样做是因为从关于本发明的无线接入的观点来看，UTRA窄带TDD和TD-SCDMA之间没有区别。3GPP规范预见：

-对UE：与从BS(基站)接收的载波频率相比，在一个时隙的周期上观察，UE调制的载波频率将精确到±0.1ppm以内。由于BS频率误差和多普勒频移，这些信号将具有明显的误差。在后一种情况，来自BS的信号必须在足够时间上平均，从而由于噪声或干扰的误差在上面的±0.1ppm数字以内留出。UE将使用相同的频率源用于RF频率产生和码片时钟。

-对BS：对RF频率产生，在一个时隙的周期上观察，BS的调制的载波频率将精确到±0.05ppm以内。

两步频率扫描呈现的误差主要与UE的参考振荡器的误差有关，因为发射的载波的频率误差已经由BS保持在规范的限制内。区分UE第一次连接BS和正常的操作是必要的，因为正常的操作可以利用存储的第一次确定的校准值。需要确定最坏情况的频率误差，然后是对UE的参考振荡器的频率偏离的限制。就有关BS的偏离而言，在最坏的情况下，允许与理想的中心频率(2.2GHz以上频率)有±110Hz的误差；由于多普勒频移可能产生额外的误差，对以250km/h移动的UE大约是460Hz。假定大约10ppm的误差对连续的“SYNC检测算法”是可接受的，这对应于22,000Hz。图13a显示UE振荡器最坏情况下的偏离，其发生在多普勒频移和±110Hz误差同时发生(相对BS的理想频率f_ideal在同一侧)时。参照图13a，f_BS是受-110Hz误差影响的BS的振荡器的频率；f_Doppler是进一步受-460Hz多普勒频移影响的BS的振荡器的频率；f_UE是UE的振荡器的频率。在最坏的情况下，对f_UE允许的最大偏离是：22000-110-460＝21430Hz，对应于±9.7ppm。这个要求从UE的TCXO可以达到。

相对于BS的频率，为达到±0.1ppm(±220Hz)的精度，依靠利用接收的信号中的训练序列的知识的适合的“数据辅助”技术，校正UE的频率误差。起始点是：在步骤4的结尾，帧对准已经达到1/2码片的精度。揭示两个频率校正的时机，都使用RF-S和/或FF-S控制信号，以便用希求的值改变本地振荡器频率。由下面的迭代方法提供第一个时机：

-扫描射频区间，该区间以步骤3选择的最终载波fcell为中心，大小与UE的参考振荡器的最大频率偏离相同，使用至多为所述区间的十分之一大小的第三频率步长，用来在扫描的频率的信道频带中获得第三基带数字集合，长度至少为一帧持续期；

-对每个第三频率步长，将步骤4检测到的目标SYNC与第三基带数字集合相关，并存储新的最大相关峰值的位置和幅度；

-选择给出绝对最大峰值的频率；

-扫描射频区间，该区间以前面选择的频率为中心，大小与第三频率步长相同，使用大小至多为所需精度的第四频率步长，用来在扫描的频率的信道频带中获得第四基带数字集合，长度至少为一帧持续期；

-对每个第四频率步长，将步骤4检测到的SYNC与第四基带数字集合相关，并存储最大相关峰值的位置和幅度；

-选择给出绝对最大峰值的最终频率；

-存储RF-S和/或FF-S控制信号用来校准在连续的连接的、UE的本地参考振荡器。

减小频率误差的第二个时机由开环方法提供，该方法以帧对准和频率偏离大小为10ppm为前提。由于误差的频率偏移估计利用在下面文章中提出的关系：“Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modem for Burst-ModeTransmissions(用于突发模式传输的全数字调制解调器中的载波频率恢复)”，作者：M.Luise，R.Reggiani，出版于IEEE Transaction On Communications，Vo1.43，No.2/3/4/，1995年2月。参考该文章，让r(t)为接收的N＝64个码片长的SYNC码，频率校正的估计为：

Δ \hat{f} = \frac{1}{π T_{c} (M + 1)} \arg [Σ_{k = 1}^{M} R (k)],

其中k是r(t)的第k个码片；M是整数，其最佳值对N＞＞1大约是N/2；并且

R (k) = \frac{1}{N - k} Σ_{k = 1}^{N - 1} y_{i} y_{i - k}^{*} - - - 1 \leq k \leq N - 1; y_{i} = r_{i - Δ} a_{i}^{*}, 1 \leq i \leq N;

Δ是将接收的数据与训练序列对准的(码片)延迟，并且

a_{i} (a_{i} a_{i}^{*} = 1)

是SYNC码的训练码元。在多帧上平均估计的值改善开环配置中的准确性。除了对连续连接存储，以这种方式找到的

值用于校正UE的参考振荡器。

一旦已知UE的参考振荡器的频率具有希望的精度(0.1ppm)，查询表(SIM卡)中的理想值f_ideal和设置到TCXO的值之间的偏差值构成存储于非易失存储器中的校准值。它代表用于随后的同步过程的校正值。校准值相对理想频率可有三个误差贮藏：BS的以前的误差(最大110Hz)，由于多普勒修正的可能的误差(最大460Hz)，和UE的精度(最大220Hz)。如图13b中所示，当三个误差同时产生并且相互加起来达到790Hz时，最坏的情况发生。每次锁定频率时可以更新校准值，以这种方式避免振荡器的老化问题。

下次UE搜索频率时，如图13c中所示，当新的BS频率误差和多普勒频移相对于前面的情形都具有相反的符号的时候，最坏的情况可能发生。在这种情况下的绝对误差是前面的同步误差(790Hz)和现在的情形的误差的和，即：绝对误差＝1360+Δε。在公式中Δε代表与温度和频率变化相关的误差。

用于本发明的初始小区搜索方法的两步频率扫描已经由计算机仿真测试。仿真中考虑的传播条件是：

·噪声

·路径损耗

·有多普勒效应的多径

噪声是加性白高斯噪声(AWGN)，具有按照UE中的RX滤波器的输出的SNR而变化的功率，是仿真中设置的SNR。路径损耗在多BTS情景增加，并且相对于作为0dB的、与UE最近的BTS的路径损耗进行归一化(scale)。利用离散广义传感静态不相关散射(discrete Wide Sense Stationary UncorrelatedScattering，WSSUS)模型，仿真由于多径和多普勒效应导致的信号的快速变化。在这个模型中，接收的信号由输入信号的延迟的复本的和表示，由独立的零均值的复高斯时变过程加权。根据TR 101 112，在表1C中报告仿真中考虑的多径衰落环境和仿真中使用的相关值。仿真的帧总包含时隙TS0中的具有最大功率的BCH信道(图11)和具有相等功率的DwPTS导频。在其它时隙TS，根据仿真任务，对忙TS有随机数据和中间同步码，对空TS有零。帧在载波上是QPSK调制的，并且用如图7中所示的象RX滤波器的RRC滤波器进行滤波。表2C中报告仿真假设，其中，对BTS和UE选择频率误差最坏情况下的值。首先用单个BTS然后用两个BTS进行仿真。在第一种情况，BTS工作于不同的环境中并具有不同SNR的单个载波上。仿真结果在表3C、4C和5C中分组。估计下列参数：

·Pe＝未找到BTS的工作频率的概率

·Pe_5＝在连续的5帧上平均的误差的概率

·Pe_9＝在连续的9帧上平均的误差的概率

对单个BTS得到的结果提出一些评论，有关：帧负载、室内/车载环境、、平均深度；采样率。

·帧负载：最坏的情况是当BS发送低负载帧时，例如以全功率只发射BCH和DwPTS信道。最好的情况是当以全功率发射整个帧时。

·环境：在低帧负载时室内和车载信道具有非常一致的性能。对高帧负载仿真结果中总是有改善。特别是当MS速度增大时改善变得显著，因为受深衰落影响的区域被快速越过。

·平均：平均几帧上的结果，频率扫描过程的性能改善，并且在车载环境中，几乎在零甚至在负的SNR，120km/h的速度足够降低误差概率。在使用0.8MHz的粗略频率步长而不是1.6MHz的结果中，仿真指示出一点改善，特别是在多普勒频谱不平坦的车载环境中。

·采样率：采样率从16/Tc降低到8/Tc，没有相关的频率扫描的恶化；在车载和室内环境，这都是正确的，即使表4C中只报告了120km/h的车载情况的结果。

现在考虑多BTS的情景，仿真两个BTS的存在。每个BTS工作在单个频率上(对BTS₁为F₁，对BTS₂为F₂)。估计下面的参数：

·P1＝作为最强频率的发现的F₁的概率；

·Pe1＝1-P1＝不选择F₁作为最强的频率的概率；

·P2＝作为最强频率的发现的F₂的概率；

·Pe2＝1-P2＝不选择F₂作为最强的频率的概率；

·Ptot＝发现的F₁或F₂的概率；

·Pe＝1-Ptot＝均未发现F₁和F₁的概率；

在表6C和7C中，分别总结室内和车载信道的仿真。得到的结果提示：相对于具有一个工作频率的一个BTS的情况，使用两个BTS未发现至少一个可工作的频率的概率降低。

附录A

表1A：GSM-GPRS(TDMA-FDD)的频带

系统	FBN	MS→BTS	BTS→MS	RFN
系统	FBN	MS→BTS	BTS→MS	RFN	P-GSM 900	0000	890-915	935-960	131≤RFN≤255
E-GSM 900	0001	880-915	925-960	81≤RFN≤255	P-GSM 900	0000	890-915	935-960	131≤RFN≤255
E-GSM 900	0001	880-915	925-960	81≤RFN≤255	R-GSM 900	0010	876-915	921-960	61≤RFN≤255
DCS 1800部分a	0011	1710-1785	1805-1880	1≤RFN≤255	R-GSM 900	0010	876-915	921-960	61≤RFN≤255
DCS 1800部分a	0011	1710-1785	1805-1880	1≤RFN≤255	DCS 1800部分b	0100	1710-1785	1805-1880	0≤RFN≤118
DCS 1900部分a	0101	1850-1910	1930-1990	1≤RFN≤255	DCS 1800部分b	0100	1710-1785	1805-1880	0≤RFN≤118
DCS 1900部分a	0101	1850-1910	1930-1990	1≤RFN≤255	DCS 1900部分b	0110	1850-1910	1930-1990	0≤RFN≤43

载波间隔是200kHz。FBN＝频带数目；RFN＝射频数。部分a和部分b频带分割允许只使用1字节用于RFN描述。

表2A：3GPP UTRA-FDD(W-CDMA 3.84Mcps)的频带

TX-RX频率分离	UE→结点B	结点B→UE
TX-RX频率分离	UE→结点B	结点B→UE	190MHz	1920-1980	2110-2170
80MHz	1850-1910	1930-1990	190MHz	1920-1980	2110-2170

载波间隔是5MHz，而载波光栅是200kHz。

表3A：3GPP UTRA-TDD(HCR 3.84Mcps或LCR 1.28Mcps)的频带

上行链路和下行链路发射的频率范围
上行链路和下行链路发射的频率范围	1900-1920MHz2010-2025MHz
1850-1910MHz1930-1990MHz	1900-1920MHz2010-2025MHz
1850-1910MHz1930-1990MHz	1910-1930MHz

LCR的载波间隔是1.6MHz，HCR的是5MHz，而载波光栅在两种情况都是200kHz。

表4A：3GPP UTRA-TDD(TD-SCDMA1.28Mcps)的频带和频带的占用

FBN	BAND	RFN	Freq(RFN)
FBN	BAND	RFN	Freq(RFN)	0000	1785-1805	0≤RFN≤92	1785.2+0.2×(RFN-1)
0001	1900-1920	0≤RFN≤92	1900.8+0.2×(RFN-1)	0000	1785-1805	0≤RFN≤92	1785.2+0.2×(RFN-1)
0001	1900-1920	0≤RFN≤92	1900.8+0.2×(RFN-1)	0010	1920-1980部分a	0≤RFN≤255	1920.8+0.2×(RFN-1)
0011	1920-1980部分b	0≤RFN≤36	1971.8+0.2×RFN	0010	1920-1980部分a	0≤RFN≤255	1920.8+0.2×(RFN-1)
0011	1920-1980部分b	0≤RFN≤36	1971.8+0.2×RFN	0100	1980-2010	0≤RFN≤142	1980.8+0.2×(RFN-1)
0101	2010-2025	0≤RFN≤67	2010.8+0.2×(RFN-1)	0100	1980-2010	0≤RFN≤142	1980.8+0.2×(RFN-1)
0101	2010-2025	0≤RFN≤67	2010.8+0.2×(RFN-1)	0110	2110-2170部分a	0≤RFN≤255	2110.8+0.2×(RFN-1)
0111	2110-2170部分b	0≤RFN≤36	2161.8+0.2×RFN	0110	2110-2170部分a	0≤RFN≤255	2110.8+0.2×(RFN-1)
0111	2110-2170部分b	0≤RFN≤36	2161.8+0.2×RFN	1000	2170-2220	0≤RFN≤242	2170.8+0.2×(RFN-1)

载波间隔是1.6MHz，而载波光栅是200kHz。

附录B

表1B：用于两步频率扫描的迭代

	15MHz频带		20MHz频带
	15MHz频带		20MHz频带		粗略频率步长[MHz]	1.6	0.8	1.6	0.8
粗略搜索迭代的频率数	8	17	11	23	粗略频率步长[MHz]	1.6	0.8	1.6	0.8
粗略搜索迭代的频率数	8	17	11	23	精细频率步长[MHz]	0.2	0.2	0.2	0.2
精细搜索迭代的频率数	8	4	8	4	精细频率步长[MHz]	0.2	0.2	0.2	0.2
精细搜索迭代的频率数	8	4	8	4	围绕3个最强频率的精细搜索的总迭代数	8+3×8＝32	17+3×4＝29	11+3×8＝35	23+3×4＝35

附录C

表1C：根据TR 101 112的多径衰落描述

室内信道A(速度3Km/h)			车载信道A(速度120Km/h和250Km/h)
室内信道A(速度3Km/h)			车载信道A(速度120Km/h和250Km/h)			相对延迟[ns]	平均功率[dB]	多普勒频谱	相对延迟[ns]	平均功率[dB]	多普勒频谱
0.0	0.0	平坦	0.0	0.0	经典	相对延迟[ns]	平均功率[dB]	多普勒频谱	相对延迟[ns]	平均功率[dB]	多普勒频谱
0.0	0.0	平坦	0.0	0.0	经典	50	-3.0	平坦	310	-1.0	经典
110	-10.0	平坦	710	-9.0	经典	50	-3.0	平坦	310	-1.0	经典
110	-10.0	平坦	710	-9.0	经典	170	-18.0	平坦	1090	-10.0	经典
290	-26.0	平坦	1730	-15.0	经典	170	-18.0	平坦	1090	-10.0	经典
290	-26.0	平坦	1730	-15.0	经典	310	-32.0	平坦	2510	-20.0	经典

表2C：仿真假设

仿真器	Matlab
仿真器	Matlab	比特率	1.28Mbps
每个码片的采样	16	比特率	1.28Mbps
每个码片的采样	16	码片上最坏情况的未对准	1/2Tc(Tc＝0.78125μs)
捕获长度	6400+80码片	码片上最坏情况的未对准	1/2Tc(Tc＝0.78125μs)
捕获长度	6400+80码片	块长度	432码片
滚降因子	0.22	块长度	432码片
滚降因子	0.22	分析频带	8MHz
IF滤波器带宽	1.6MHz	分析频带	8MHz
IF滤波器带宽	1.6MHz	粗略频率步长	0.8MHz
精细频率步长	200kHz	粗略频率步长	0.8MHz
精细频率步长	200kHz	BTS频率误差	800Hz
UE频率误差	220Hz	BTS频率误差	800Hz
UE频率误差	220Hz	信道模型	AWGN+路径损耗+WSSUS

表3C：室内信道A，移动速度3Km/h

帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％] Pe_9[％]			仿真的帧数
帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％] Pe_9[％]			仿真的帧数	只有BCCH+DwPTS	3	3	1.3	0.6	2800
2	4.4	2.3	1.6	2800			3	3	1.3	0.6	2800
2	4.4	2.3	1.6	2800	1		5.7	3.1	2.4	2800
0	8.1	5.4	3.9	2800	1		5.7	3.1	2.4	2800
0	8.1	5.4	3.9	2800	-1		11.4	7.7	5.6	2800
满负载	3	2	0.7	0.1	-1		11.4	7.7	5.6	2800	2800
	3	2	0.7	0.1	2	3.1	1.2	0.3	2800		2800
	1	4.5	1.8	1	2	3.1	1.2	0.3	2800	2800
	1	4.5	1.8	1	0	7	3.5	2.5	2800	2800
	-1	8.4	5.2	3.5	0	7	3.5	2.5	2800	2800

表4C：车载信道A，移动速度120km/h，性能对采样率(SR)

帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％]SR＝16/Tc		Pe[％] Pe_5[％]SR＝8/Tc		仿真的帧数
帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％]SR＝16/Tc		Pe[％] Pe_5[％]SR＝8/Tc		仿真的帧数	只有BCCH+DwPTS	3	4	0	4.4	0.05	1920
2	5.7	0	5.7	0.25	1920			3	4	0	4.4	0.05	1920
2	5.7	0	5.7	0.25	1920	1		6	0.2	7	0.35	1920
0	8.2	1.1	8.75	1	1920	1		6	0.2	7	0.35	1920
0	8.2	1.1	8.75	1	1920	-1		11.75	1.6	11.55	1.6	1920
-2	15.2	3	16.6	7	1920	-1		11.75	1.6	11.55	1.6	1920
-2	15.2	3	16.6	7	1920	满负载		3	0.7	0	0.6	0	1920
2	1.3	0.05	0.85	0	1920			3	0.7	0	0.6	0	1920
2	1.3	0.05	0.85	0	1920		1	1.30	0.05	1.5	0	1920
0	1.4	0	2	0	1920		1	1.30	0.05	1.5	0	1920
0	1.4	0	2	0	1920		-1	2.15	0	2.35	0	1920
-2	3.6	0	2.8	0.1	1920		-1	2.15	0	2.35	0	1920

表5C：车载信道A，移动速度250km/h

帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％] Pe_9[％]			仿真的帧数
帧负载	SNR	Pe[％] Pe_5[％] Pe_9[％]			仿真的帧数	只有BCCH+DwPTS	3	3.6	0	0	1920
2	3.8	0.2	0	1920			3	3.6	0	0	1920
2	3.8	0.2	0	1920	1		5.2	0.2	0	1920
0	6	0.4	0.05	1920	1		5.2	0.2	0	1920
0	6	0.4	0.05	1920	-1		9.65	0.5	0.05	1920
-2	13.3	1.6	0.3	1920	-1		9.65	0.5	0.05	1920
-2	13.3	1.6	0.3	1920	满负载		3	0.15	0	0	1920
2	0.2	0	0	1920			3	0.15	0	0	1920
2	0.2	0	0	1920		1	0.1	0	0	1920
0	0.35	0	0	1920		1	0.1	0	0	1920
0	0.35	0	0	1920		-1	0.9	0	0	1920
-2	1.1	0	0	1920		-1	0.9	0	0	1920

表6C：室内信道A，移动速度3Km/h

帧负载	相对衰减[dB]	SNR[dB]	P1[％] Pe1[％]	P2[％] Pe2[％]	Ptot[％] Pe[％]	仿真的帧数
帧负载	相对衰减[dB]	SNR[dB]	P1[％] Pe1[％]	P2[％] Pe2[％]	Ptot[％] Pe[％]	仿真的帧数	F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	3	60.1 39.9	39.8 60.2	9.9 0.1	960
F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	1	60.83 39.17	38.24 61.77	99.06 0.94	960	F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	3	60.1 39.9	39.8 60.2	9.9 0.1	960
F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	1	60.83 39.17	38.24 61.77	99.06 0.94	960	F₁：满负载F₂：满负载	0-3	3	78.96 21.04	20.63 79.37	99.59 0.41	960
F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	3	76.35 23.65	22.9 77.1	99.3 0.75	960	F₁：满负载F₂：满负载	0-3	3	78.96 21.04	20.63 79.37	99.59 0.41	960
F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	3	76.35 23.65	22.9 77.1	99.3 0.75	960	F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	1	74.8 25.2	23.4 76.6	98.2 1.8	960

表7C：车载信道A，移动速度120km/h

帧负载	相对衰减[dB]	SNR[dB]	P1[％] Pe1[％]	P2[％] Pe2[％]	Ptot[％]Pe[％]	仿真的帧数
帧负载	相对衰减[dB]	SNR[dB]	P1[％] Pe1[％]	P2[％] Pe2[％]	Ptot[％]Pe[％]	仿真的帧数	F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	1	73.6 26.4	26.1 73.9	99.7 0.3	960
F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	3	43.4 56.6	55.8 44.2	99.2 0.8	960	F₁：满负载F₂：BCCH+DwPTS	00	1	73.6 26.4	26.1 73.9	99.7 0.3	960
F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	3	43.4 56.6	55.8 44.2	99.2 0.8	960	F₁：BCCH+DwPTSF₂：满负载	0-3	1	43.2 56.8	55.5 44.5	98.7 1.3	960

Claims

1.用于蜂窝电话网络中的初始小区搜索的方法，在该网络中，象多个调制载波的无线信号，在指定的频带内从一个或更多的收发信基站(BTS1，BTS2)沿下行链路发射到至少一个移动台(MS1)，发射的信号细分为具有预定持续期的帧，并且各帧细分为预定数目的时隙，这些时隙包括同步时隙(DwPTS)和与传递有关发射小区的信息的服务信道(P-CCPCH1，2)相关联的时隙(TS0)，两个都用最大或近似最大的允许功率发射，并且同步时隙(DwPTS)包括指向用来接收发射小区的身份的服务信道的同步序列(SYNC)，其特征在于：移动台(MS)在开机时执行步骤：

a)用第一频率步长扫描指定的频带，该步长最多与所述调制载波的信道频带(1.6MHz)同样大；并且与移动台已知的信道光栅的位置符合，用来将扫描的频率的信道频带转换到基带，以在其中获得长度至少为一帧持续期的第一数字集合；

b)对每个第一频率步长(1.6MHz)，细分第一数字集合为固定持续期的序列块，计算每个块的功率并且将相应于最强的块的功率的优先级分配给扫描的频率，然后选择至少一个具有最高优先级的扫描频率；

c)用第二频率步长围绕所选择的频率扫描信道频带，该步长与相邻的光栅位置同样大(200kHz)，用来将扫描的频率的信道频带转换到基带，以在其中获得长度至少为一帧持续期的第二数字集合；

d)对每个第二频率步长(200kHz)，细分第二数字集合为固定持续期的序列块，计算每个块的功率并且相应于将最强的块的功率的优先级分配给扫描的频率，然后选择具有最高优先级的扫描频率；

e)在步骤b)和d)选择的频率中选择具有绝对最高优先级的最终频率；

f)从最终频率的第二数字集合识别所述同步序列以得到发射小区的身份。

2.根据权利要求1的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在步骤a)：

-转换整个指定的射频频带为中间频率IF；

-IF信号从模拟转换到数字，并且存储长度至少为一帧持续期的整个指定频带的数字集合(缓冲器)；

-扫描存储的数字集合，将它乘以随第一频率步长(1.6MHz)变化的数字中间频率IF，在具有信道带宽的基带滤波器(RX滤波器)的输出得到所述第一数字集合。

3.根据权利要求2的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在步骤c)：

-扫描存储的数字集合，将它乘以在围绕选择的频率的信道频带中随第二频率步长(200kHz)变化的数字中间频率IF，在所述基带滤波器(RX滤波器)的输出得到所述第二数字集合。

4.根据权利要求1的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在步骤a)：

-转换用第一频率步长(1.6MHz)扫描的频率的信道频带到中间频率IF；

-IF信号从模拟转换到数字，并且存储长度至少为一帧持续期的数字集合(缓冲器)；

-用固定的数字中间频率IF乘存储的数字集合，在具有信道带宽的基带滤波器(RX滤波器)的输出得到所述第一数字集合。

5.根据权利要求4的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在步骤c)：

-转换用第二频率步长(200kHz)扫描的频率的信道频带到中间频率IF；

-用固定的数字中间频率IF乘存储的数字集合，在所述基带滤波器(RX滤波器)的输出得到所述第二数字集合。

6.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于第一频率步长与信道频带的一半同样大。

7.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于对扫描的频率的至少一个子集，计算帧负载指标(％Busy)作为时隙(TS0，...，TS6)的百分比，所述时隙的功率超过最强的块的功率的预先建立的部分(S)，最高的帧负载指标降低几乎具有相等优先级的所选择的频率的优先级。

8.根据前述权利要求的用于初始小区搜索的方法，其特征在于所述预定的部分(S)是最强的块的功率的3/4。

9.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于所述数字集合跨越多个帧持续期，并且每个序列块的功率是在多个块上计算的平均。

10.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于相邻收发信基站(BTS1，BTS2)的帧互相同步。

11.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于每个块的持续期跨越半个时隙。

12.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在同步时隙(DwPTS)发射的同步序列(SYNC)是与小区一对一相关联的N个同步序列之一，并且通过将与最终频率相关联的第二数字集合与存储于移动台(MS1)的N个同步序列相关，并选择产生最大相关峰值的一个，从而识别所述发射小区的同步序列(SYNC)。

13.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于在步骤b)选择具有最高优先级的三个扫描频率。

14.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于各时隙通过码分共享。

15.根据前述权利要求之一的用于初始小区搜索的方法，其特征在于帧的时隙分为两组，第一个用于在下行链路接收信号，第二个用于在上行链路发射信号。

16.一种适合用于蜂窝电话网络的移动台，在该网络中，象多个调制载波的无线信号，在指定的频带内从一个或更多的收发信基站(BTS1，BTS2)沿下行链路发射到至少一个移动台(MS1)，发射的信号细分为具有预定持续期的帧，并且各帧细分为预定数目的时隙，这些时隙包括同步时隙(DwPTS)和与传递有关发射小区的信息的服务信道(P-CCPCH1，2)相关联的时隙(TS0)，两个都用最大或近似最大的允许功率发射，并且同步时隙(DwPTS)包括指向用来识别下行链路信号和发射小区的身份的服务信道的同步序列(SYNC)；移动台包括频率转换装置(RX滤波器、RF本地振荡器、IF滤波器、IF本地振荡器)，模数转换装置(ADC)和连接到SIM卡的基带处理器(BASEBANDPROCESSOR-RX)，该SIM卡存储指定频带内允许的频率的信道光栅，其特征在于进一步包括：存储缓冲器(BUFFER)，用来存储解调数据的一个或更多帧持续期；以及固件，它控制基带处理器以执行权利要求1所述的初始小区搜索方法的各步骤。

17.根据前述权利要求的移动台，其特征在于：

-所述频率转换装置包括：射频本地振荡器(RF本地振荡器)和模拟混频器，它用来转换整个指定的射频频带为模拟的带通中频滤波器(IF滤波器)的频带；

-所述模数转换装置(ADC)放置在所述中频滤波器(IF滤波器)的下游，用来对整个指定频带进行数字转换；

-所述存储缓冲器(BUFFER)放置在模数转换装置(ADC)的下游，用来存储整个指定频带的数字集合。

18.根据前述权利要求的移动台，其特征在于：

-所述频率转换装置进一步包括数字中频振荡器(IF本地振荡器)，依照所述第一或第二频率步长能调谐，用来扫描所存储的数字集合；以及

-数字乘法器，用来在基带滤波器(RX滤波器)的信道频带内转换扫描频率的频带。