CN1524345A - 频率和相位捕获设备及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及频率和相位捕获设备，它具有压控振荡器(VCO)(10)和搜索发生器(18)，搜索发生器具有前向路径(16)和反向路径(20)，用于产生具有搜索频率的搜索信号，在频率被锁定时，搜索发生器(18)的前向路径(16)充当环路滤波器，其特征在于提供了使搜索信号自动对称的部件(24)。

Description

频率和相位捕获设备及方法

本发明涉及在锁相环中进行频率和相位捕获的设备，它具有压控振荡器(VCO)和搜索发生器，搜索发生器具有前向路径和反向路径，用于产生具有搜索频率的搜索信号，在实现锁相时，搜索发生器的前向路径充当环路滤波器。

本发明还涉及在锁相环中进行频率和相位捕获的方法，其中，具有前向路径和反向路径的搜索发生器产生具有搜索频率的搜索信号，在实现锁相时，搜索发生器的前向路径充当环路滤波器。

在大量领域中，特别是在属于现代电信技术的装置中，采用了普通类型的设备和普通类型的方法。在单环路PLL(“锁相环”)中使用本发明最初是用于将压控振荡器设置到参考频率，并通过锁相实现随后的稳定。

图1显示了先有技术单环路PLL的基本构造。压控振荡器110产生一个输出频率，该频率的大小根据应用到其控制输入端210的直流电压V_u而变化。线路212上的输出频率耦合到输出端口LO和鉴相器112的第一输入端214。来自参考频率源的参考频率Ref通过线路114馈入鉴相器112的第二输入端。鉴相器112的输出通过线路216馈入第一加法器310，并与线路218上的偏移电压U_PD0相加，在线路220上产生结果信号U_PD。为便于分析，U_PD0和传感器310显示为离散元件。电压U_PD0表示不需要的寄生偏移电压，这将在下面讨论。

信号U_PD馈入第二加法器312的第一输入端，在该加法器中，信号U_PD添加到线路222上的信号。加法器312的输出通过线路224馈入频率依赖网络116的输入端，该网络的输出Uv通过线路236在线路238上馈入VCO 110的输入端210。输出Uv也通过线路240馈入维恩电桥振荡器120的输入端234，该振荡器包括维恩网络1210。

振荡器120的输出 Vum(f)通过线路278馈入第三加法器314的第一输入端。

信号Uv也通过线路232耦合到寄生漏泄路径122。寄生漏泄路径导致线路226上的寄生信号Vup应用到加法器314的第二输入端。线路222上的结果组合信号构成了应用到前面提及的第二加法器的第二输入端的信号。

要注意的是，为便于电路分析，漏泄路径122和加法器314显示为离散组件。

频率依赖网络116和维恩振荡器120形成搜索发生器118。频率依赖网络116构成搜索发生器118的前向路径，而维恩振荡器120构成反向路径。在频率捕获期间，寄生路径122用于将环路滤波器116的输出Uv耦合到输入线路224。

在频率捕获期间，搜索发生器118会振荡，并且VCO 110的频率非常接近参考频率114，从而使环路锁定。VCO 110随后以锁相方式耦合到环路带宽内的参考114。这种捕获操作以及稳态控制行为在下面有更详细的描述。给出此说明专门针对这样的背景：鉴相器输出的偏移U_PD0可对捕获操作和稳态控制行为产生很大程度的影响。此偏移U_PD0一般随温度而变，并由鉴相器112的偏移和环路滤波器相对于相位输出的偏移组成。

首先讨论频率捕获的情况，在此假定负反馈V_u＝0和寄生增益V_up≠0。V_u是PLL锁定状态中“VCO鉴相器”链的频率响应 U _PD(f)/ U _V(f)的直流分量。此讨论将涉及没有偏移的情况，即U_PD0＝0。对于未锁定的环路，搜索发生器118一定振荡。为此，在与搜索发生器118的反向路径120对应的正反馈路径中，配置了调谐到搜索频率f_S的维恩电桥。维恩电桥在f_S下具有电压增益1/3。因此，搜索发生器118的振荡建立条件：

对于f＝f_D，其中arg( V _S(f_D))＝0因此满足

ε＞ε_min，其中

${\mathrm{\ϵ}}_{\min :}=3\[\frac{1}{\left|V_{\_\mathrm{uf}}\left(f_S\right)\right|}-V_{\mathrm{up}}\]---\left(2\right)$

可以看出，搜索发生器118的寄生反馈V_up在频率捕获期间有影响。在大小和符号方面，V_up取决于用于构建鉴相器的特殊半导体器件的VCO 110参数的功率以及VCO 110的频率。寄生反馈V_up因此可导致负反馈或正反馈。

图2显示了这些条件。在图2的上部分图形中，寄生反馈V_up在频率捕获期间起建设性的作用，因此，正反馈 V _uM增加了值V_up，增加到 V _uRges，k。与此相反，寄生反馈V_up在图2的下部分图形中起破坏性的作用。因此，正反馈 V _uM减少了V_up，减为 V _uRges，d。

如果偏移U_PD0太大，以致搜索发生器118的输出饱和或受限，即|U_v|＝U_limit，则搜索发生器将因为 V _uF(fs)＝0而不建立振荡。为此，除了根据上面的等式(2)的振荡建立条件外，必须满足条件

|U_PD0|＜U_Limit/V_uF0         (3)

在这方面，要注意的是虽然通过搜索发生器118在稳态下振荡也可以(定期)实现限制条件，但它也会因维恩电桥中的充电反向操作而保持重复。

下面将讨论稳态控制行为的情况，即环路处于相位锁定时的行为。到VCO 110的输入端的负反馈V_u不等于零(V_u≠0)。寄生反馈V_up现在等于零(V_up＝0)。如果对于f_VCO＝f_Ref，VCO 110的调谐电压在搜索振荡搜寻的范围内，则环路可锁定。频率依赖网络116现在用作环路滤波器。这种情况下，锁相环的负反馈V_u生效，并停止搜索生成器118的振荡。如果环路滤波器的输出电压范围[-U_limit；+U_limit]允许VCO 110的频率的温度漂移，则在鉴相器112必须确保根据等式(3)的工作点范围。

这些条件可参照图3，图中，相对于相位_PD绘出鉴相器电压U_PD。信号电压U_PDS的瞬时量以偏移U_PD0为中心振荡，振荡幅度为U_PDS。

对于单环路PLL的可靠操作，以下条件也应施加在工作点上：

|_PD0|＜π/4    (4)

由此定义的可允许工作点范围由图3中的轴U_PD上的条带表示。在VCO的整个操作温度范围中，必须符合条件(4)，这样，闭环控制的环路增益不会降低太多。此环路增益与图3的特征曲线的切线斜率成比例。从图3中可得出，鉴相器中要满足以下条件：

|U_PD0|+U_Limit/V_uF0＜π/4·U_PDS    (5)

因此，仅在根据上述等式(2)、(3)和(5)的条件均同时满足时，以上等式(5)意义上的可靠锁定才有可能：

(2)根据等式(2)的动态振荡建立条件：

ε＞ε_min，ε_min根据等式2

(3)根据等式(3)的静态振荡建立条件：

|U_PD0|＜U_limit/V_uF0

(5)根据等式(5)的鉴相器的可靠工作点：

|U_PD0|+U_Limit/V_uF0＜π/4·U_PDS

从根据等式(3)的上述条件可得出，根据等式(5)的条件中的第二加数必须至少与第一加数一样大。换而言之：在VCO 110用于生成所需调谐电压范围[-U_limit；+U_limit]的鉴相器的工作点变化U_limit/V_uF0至少与鉴相器112的偏移误差U_PD0一样大。

本发明寻求提供一种至少改善先有技术缺陷的配置。

本发明通过提供使搜索信号自动对称的部件而建立在一般类型设备上。也就是说，搜索信号的任何直流分量会自动消除，使得搜索信号对称振荡。同时表示搜索发生器前向路径的环路滤波器相对于先有技术环路滤波器改变的方式为：上述的静态振荡建立条件不必再必须满足。环路滤波器的直流电压增益V_uF0现在可允许如需要的一样大。不需进一步的测量，使用此滤波器实现的搜索发生器不会建立振荡，这是因为其输出电压将受到以偏移误差U_PD0的任意高增益控制的方式的限制。因此，搜索发生器的自动对称得以实现，这补偿了频率捕获期间的偏移误差U_PD0，并因此导致对称振荡的搜索信号。本发明的其它优点表现在这样的事实上：上述等式(5)的第二加数现在允许变得如需要的一样小。为获得可靠锁定，假定同样的偏移U_PD0，现在只需要一半的“拍音”U_PDs(见图3)。这意味着环路可以在相同的鉴相器下以相应更高的RF频率操作。此外，值得注意的是，取决于V_uF0的大小，压控振荡器(VCO)的频率变化可以校正到所需的程度。这种校正的结果是不同的调谐电压，例如由于VCO的信道改变或温度响应，实际上不再对鉴相器的工作点有任何影响。依据本发明可生成的VCO调谐电压范围实际上不再受任何限制，因此，可为频率捕获寻求如需要一样大的VCO频率范围。作为示例，通过鉴相器120dB的运算放大器的常规直流电压增益，±10V的调谐电压范围在工作点产生了小于10V/10^(120/20)＝10μV的漂移。虽然商业提供的具有数字鉴频器/鉴相器和电流源输出的合成器IC提供了捕获和稳态控制行为方面的可比属性，但它们当前只适用于最高大约5GHz的RF输入频率。此外，考虑到分频原理，它们会导致高得多的相位噪声，并通常只允许小得多的环路带宽。与上述先有技术设备相比，实现费用在于另外安装几个AF(音频)组件。然而，与本发明提供的优点相比，特别是由于AF组件的可集成化，此额外费用显得无关紧要。

在根据本发明的设备的情况下，可以证明有利的是在频率捕获期间起作用的寄生反馈是有效的。这对于下述实施例特别适用，它确保了在频率捕获期间起作用的寄生反馈在所有环境下对搜索发生器的正反馈起到建设性的作用。

在这一点上，例如，特别有利的是搜索发生器的前向路径在搜索信号生成期间实现大约-90°的相移，并且在搜索信号生成期间，搜索发生器的反向路径实现大约+90°的相移。这使得寄生反馈在频率捕获期间可以复合形式添加到正反馈中。因此，始终会产生其大小大于输出量大小的结果矢量，也就是说与寄生反馈的符号无关。通过相应的搜索频率变化，一致产生的相移由频率依赖搜索发生器正反馈进行了补偿。

搜索发生器的前向路径最好是具有带电容反馈的运算放大器。这是用于在搜索发生器的前向路径中实现大约-90°的相移的一个很简单的电路。

由于自动对称部件具有比较器和低通滤波器的原因，因此设备得到了有利地发展。比较器用于确定是否必需在低通滤波器生成偏移以补偿搜索发生器前向路径输入中的偏移。这样便产生了搜索信号的自动对称。

在这一点上，特别有利的是，如果搜索发生器的前向路径输出电压在预定电压区间外，则比较器可在低通滤波器实现电压升高，这样，在搜索发生器的前向路径输入中的偏移得到补偿，并且搜索发生器前向路径的输出电压假定一个在预定电压区间内的值；以及如果信号发生器的前向路径输出电压在预定电压区间内，则比较器在低通滤波器不实现电压升高。在频率捕获期间，比较器一般会在低通滤波器导致电压升高，这逐步补偿了搜索发生器前向路径输入中的偏移。只要搜索发生器的前向路径输出电压在预定间隔内，比较器便将补偿切换到“保持”，因而不再驱动低通滤波器。

由于以下原因，根据本发明的设备得到了有利地发展：低通滤波器具有电容器；在比较器不实现低通滤波器的电压升高时，电容器用作保持电容器，搜索发生器的前向路径不受限制，因此，搜索发生器可以先建立振荡，并且通过搜索发生器振荡，在相位捕获前，如果低通滤波器的时间常数τ＝RC_H足够大，则通过具有与1稍不等的占空比的充电电流，保持电容器的放电得到了补偿。

设备这样得到了有利的设计：在相位捕获后，保持电容器会放电，并且保持电容器的放电会由工作点的移位进行补偿。在此工作点移位结束后，已用于补偿偏移的自动对称电压为零，并且工作点一般在不等于零的相位上。

由于搜索信号是自动对称的，因此本发明建立在一般类型的方法上。因此可实现的是与先有技术相关的所述静态振荡建立条件不再必需满足。相反，直流电压增益V_uF0现在允许变得和需要的一样大。

如果在频率捕获期间实现寄生反馈，则根据本发明的方法可得到有利地使用。这种寄生反馈在相移方面可以是有利的，特别是与下述实施例相关时，其中它在所有情况下对搜索发生器的正反馈具有建设性的影响。

由于搜索发生器的前向路径在搜索信号生成期间实现了大约-90°的相移，并且在搜索信号生成期间，搜索发生器的反向路径实现了大约+90°的相移的原因，因此根据本发明的方法得到了有利地发展。寄生反馈因此以复合形式添加到正反馈。这样，始终可产生寄生反馈对正反馈的建设性贡献。

搜索发生器前向路径的相移最好由具有电容反馈的运算放大器实现。这样，可以简单的方式在搜索发生器的前向路径中实现大约-90°的相移。

比较器和低通滤波器用于自动对称搜索信号可能同样会有益。由于比较器可确定是否必需在低通滤波器产生偏移以补偿搜索发生器前向路径的输入中的偏移，因而可产生自动对称。

由于以下原因，根据本发明的设备得到了特别有利地发展：如果搜索发生器的前向路径输出电压在预定电压区间外，则比较器可在低通滤波器实现电压升高，这样，在搜索发生器的前向路径输入中的偏移电压得到补偿，并且搜索发生器前向路径的输出电压假定一个在预定电压区间内的值；以及如果搜索发生器的前向路径输出电压在预定电压区间内，则比较器在低通滤波器不实现电压升高。视搜索发生器前向路径的输出电压而定，电容器因此可充当充电电容器或保持电容器。

由于以下原因，本方法同样有利：低通滤波器具有电容器；如果比较器在低通滤波器不实现电压升高，则电容器用作保持电容器；以及通过搜索发生器振荡，在相位捕获前，通过具有与1稍不等的占空比的充电电流补偿了保持电容器的放电。对于许多周期的搜索发生器振荡，电容器在给定低通滤波器的适当时间常数的情况下可维持固定补偿。在稳定状态条件下，保持电容器的放电可以由与1稍不等的占空比的充电电流进行补偿。

由于以下特性，方法同样有益：在相位捕获后，保持电容器放电；以及保持电容器的放电由工作点移位而得到补偿。对称电压在工作点移位结束时为零。工作点一般在不等于零的相位上。

本发明依据的是这样的理解：在频率捕获期间通过搜索发生器的自动对称可补偿偏移误差，自动对称导致了对称振荡的搜索信号。这对单环路PLL的工作量有许多有利的影响，特别是避免了对各个操作参数的限制。

现在将参照附图，通过使用优选实施例的示例说明本发明。

在图中：

图1是先有技术设备的方框图；

图2是说明先有技术设备操作的图；

图3是用于解释先有技术设备操作带工作点的鉴相器特征曲线；

图4是本发明一个实施例的方框图；

图5是用于解释图4外形的电压相位图；以及

图6是用于解释图4的操作带工作点的鉴相器特征曲线。

图4显示了根据本发明的设备实施例方框图。与图1装置相同的那些项被指定了相同的标号。图中的单环路PLL包括用于生成本机振荡器信号(LO)的压控振荡器(VCO)10。VCO 10的输出耦合到鉴相器12。此鉴相器12还接收参考信号14。鉴相器的输出电压U_PD馈入频率响应网络16的输入端，而该网络在频率捕获期间用作搜索发生器18的前向路径，并在锁定一旦实现后用作锁相环的环路滤波器。搜索发生器18的前向路径16输出电压U_V返回到VCO 10的输入端。此外，搜索发生器18前向路径16的输出电压U_V馈入到搜索发生器的反向路径20。搜索发生器18反向路径20的输出电压U_M传递到搜索发生器18的前向路径16的输入端。此外，还提供了用于自动对称搜索信号的部件24。自动对称部件24包括比较器26和低通滤波器28。搜索发生器18的前向路径16的输出电压传递到比较器26的输入端。比较器26的输出信号驱动低通滤波器28。低通滤波器28包括电阻R和保持电容器C_H。自动对称电压U_A在低通滤波器的输出端上获得并返回到搜索发生器18的前向路径16输入端。此外，显示了寄生反馈22，该反馈在频率捕获期间有效。

所示环路滤波器的尺寸设计使得：搜索发生器18的前向路径16在搜索频率f＝f_S时实现了大约-90°的相移。为此，最好使用具有运算放大器30和电容器32的简单电路。运算放大器30在其输出端与其倒相输入端之间连接有纯电容反馈。这样，同时获得了所需的高值V_uF0。搜索发生器18的反向路径120以这种方式设计，使得在搜索频率f＝f_S时满足了根据等式(1)的振荡建立条件。其相移因而为+90°。

下面参照频率和相位捕获的时间顺序描述配置的功能原理。为简化操作说明，VCO将描述为在对称操作完成后接通，实际上，VCO在向其提供电源后立即会产生输出信号。技术人员将理解，在检测到VCO频率不是参考频率时，鉴相器112输出的直流分量将很大程度上独立于VCO输出频率的绝对值。这种情况下将假定很不利的边界条件。实际的捕获操作会以更简单的方式进行，并且它一般在一半的搜索发生器振荡周期内发生。

首先，假定在相位捕获后充当环路滤波器的搜索发生器18的输出电压U_V(t)限制为|U_V(t)|＝U_limit。此外，VCO 10最初仍是关闭状态。因此， V _uF0(f)＝0为真，并且由于缺少环路增益，搜索发生器18不会建立振荡。

这种情况下，比较器26将在低通滤波器28导致电压升高。该电压升高逐渐补偿搜索发生器18的输入端上的偏移U_PD0。一旦输出电压满足条件|U_V(t)|＜U_sig，则比较器将补偿切换为“保持”(I＝0)。如果低通滤波器满足条件：

τ：＝R.C_H＞＞1/(2πf_S)    (8)

则保持电容器C_H会将这种补偿维持许多个周期的搜索发生器振荡。假定具有适当的尺寸，则下面所述为真：

-在T_S＝1/f_S上平均的自动对称电压U_A(t)将会改变，直至搜索发生器18几乎对称振荡，也就是说即使出现很大的偏移也不具有直流电压分量。在这种稳态条件下，C_H的放电通过占空比与1稍不等的充电电流得到了补偿。

-这导致了频率为f＝f_S的交流分量的稳态控制移动U_A(t)。所述分量相对于输出信号U_M(t)，实际的搜索发生器正反馈 V _uM(f)仍很小。因此，它对搜索操作的影响很小。只要搜索发生器振荡，对于自动对称电压的直流分量而言，U_A，DC＝-U_PD0便为真。

如果VCO 10现在接通，则环路将以上述与先有技术相同的方式锁定。因此，此操作不再进一步描述。

紧跟在大约PLL带宽倒数内进行的相位捕获后，对于鉴相器的工作点，以下所述为真：_PD＝0，即U_PD＝U_PD0。VCO 10的调谐电压现在满足条件|U_V(t)|＜U_sig，并且在比较器26的输出端处的电流源因此永久性断开。因此，低通滤波器28的保持电容器C_H使用上述等式(8)中的时间常数τ逐渐放电，而鉴相器12通过相应的工作点移位进行补偿。

图5显示了上述操作后出现的状态。以下所述为真：

-U_A(t)＝0

-U_PD＝0，即_PD具有的值使得以下所述为真：

U_PD0+U_PDS·sin(_PD0)＝0。

利用锁定环路，搜索发生器18的前向路径16成了积分环路滤波器。只要调谐电压保持在允许范围[-U_sig；+U_sig]内，则自动对称保持I有效。如果调谐电压不在允许的范围内，则搜索操作重新开始。

图6显示在频率捕获期间寄生反馈22(见图4)的影响。不同于先有技术设备(见图1和图2)，在频率捕获期间，寄生V_up实现了与其符号无关的搜索发生器18的正反馈。从图6中可以看到，以下所述为真，与V_up的符号无关：

| V _uRges|＞| V _uM(f_S)|    (9)

这意味着搜索振荡器进一步被激励。在此情况下，通过搜索频率相应的变化，由频率依赖的搜索发生器正反馈 V _uM(f)补偿结果相移Δ。

根据本发明的上述示范实施说明只是为了说明，并不是限制本发明。在本发明的环境中，在不脱离本发明及等同物范围的情况下，可进行不同的改变和修改。

Claims (7)

1.频率和相位捕获设备，它具有压控振荡器(VCO)(110)和搜索发生器(18)，所述搜索发生器具有前向路径(16)和反向路径(120)，用于产生具有搜索频率的搜索信号，在实现频率锁定时，所述搜索发生器(18)的所述前向路径(16)充当环路滤波器，其特征在于提供了自动使所述搜索信号对称的部件(24)。

2.如权利要求1所述的设备，其特征在于所述搜索发生器的所述前向路径(16)包括在所述搜索信号生成期间实现大约-90°相移的部件；以及其中所述搜索发生器(18)的所述反向路径(120)包括在所述搜索信号生成期间实现大约+90°相移的部件。

3.如前面任一权利要求所述的设备，其特征在于所述实现所述搜索发生器的所述前向路径(16)的部件包括具有电容性(32)负反馈的运算放大器(30)。

4.如前面任一权利要求所述的设备，其特征在于所述用于自动对称的部件(24)包括比较器(26)和低通滤波器(28)。

5.如前面任一权利要求所述的设备，其特征在于所述比较器(26)被配置为在所述搜索发生器(18)的所述前向路径(16)的输出电压在预定电压区间外的情况下，在所述低通滤波器(28)实现电压升高，从而使所述搜索发生器(18)的所述前向路径(16)输入端的偏移电压得到补偿，并且所述搜索发生器(18)的所述前向路径(16)的输出电压假定一个在所述预定电压区间内的值；以及其中如果所述搜索发生器(18)的所述前向路径(16)的输出电压在所述预定电压区间内，则所述比较器(26)在所述低通滤波器(28)不实现电压升高。

6.如前面任一权利要求所述的设备，其特征在于所述低通滤波器(28)具有电容器C_H，其中所述电容器C_H被配置为在所述比较器(26)不在所述低通滤波器(28)实现电压升高的情况下用作保持电容器；以及其中在所述相位捕获前，提供了充电电流部件，用于补偿所述保持电容器(C_H)的放电，所述充电电流部件包括交流电流源，所述交流电流源具有与1稍不同的占空比。

7.如前面任一权利要求所述的设备，其特征在于提供了放电部件，用于在相位捕获后将所述电容器(C_H)至少部分放电。

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