CN1508796A - 噪声除去电路以及噪声除去方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种噪声除去电路以及噪声除去方法。包括：输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号的180度奇数倍移相装置；输出上述输入信号和上述180度移相信号之差的差分输出装置。又，包括：输出对输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号的360度整数倍移相装置；输出上述输入信号和上述360度移相信号之和的和输出装置。

Description

噪声除去电路以及噪声除去方法

技术领域

本发明涉及一种噪声除去电路以及噪声除去方法。

背景技术

例如，硬盘以及光盘等的信号记录装置以及信号播放装置中，采用了有关信号的噪声除去的现有技术。例如，在利用激光可以进行数据记录的记录型光盘中，存在CD-R或者DVD-R、DVD+R等数据追记型(Write Once)的光盘、和CD-RW或者MD、DVD-RAM、DVD-RW、DVD+RW、MO等可改写型(ReWritable)的光盘。

该光盘的记录播放装置(以下称为光盘装置)，作为一构成例，包括拾光器、WBL(摆动信号)检测部、LPP检测部、写时钟生成部、解码器、主轴电动机、主轴伺服电路、拾光器伺服电路、处理器、接口部、编码器、激光控制部、以及ROM。

其中，抽出上述WBL信号的电路如图11所示。拾光器11，根据激光控制信号将光束照射到光盘1的记录轨迹上。WBL检测部12，由摆动(WBL)信号B.P.F(Band Pass Filter)电路12a以及比较器12b等构成。根据光束B的反射光所检测的光推挽信号SDT被输入到摆动信号B.P.F电路12a中。由摆动信号B.P.F电路12a，试图将光推挽信号SDT中的高频成份除去，抽出WBL信号成份A_WBL(例如参见专利文献1)。

通过在比较器12b中对该WBL信号成份A_WBL(负侧)和基准电压(正侧)进行比较，输出二值化WBL信号。该二值化WBL信号，向上述写时钟生成部和主轴伺服电路17等输出。

【专利文献】

特开2000-293855号公报

发明内容

(发明要解决的课题)

在抽出WBL信号成份A_WBL时，如上所述，由摆动信号B.P.F电路12a试图将光推挽信号SDT中的高频成份除去，但是，即使这样做之后，在通过摆动信号B.P.F电路12a的WBL信号成份A_WBL中仍然存在噪声成份。

如果该噪声成份增大，在光盘记录时或者播放时的时钟中会产生抖动。由于该抖动的产生，光盘的转动速度和时钟之间不能取得同步，存在不能进行合适的记录或者播放的问题。

又，摆动信号，根据光盘和拾光器的状况会关联到振幅调制。如果在摆动中关联到振幅调制，存在不能正确读取摆动信号的情况。

进一步，由于光盘的伤痕等，摆动信号总会在此缺落。其结果，对使用摆动信号的控制系统会带来不良影响。

进一步，由于光盘的保护膜的污斑或者多折射，以及拾光器的状况等的影响，在摆动信号中，存在重叠了光盘的转动周期的交流信号。其结果出现难以正确读取摆动信号的情况。

(解决课题的手段)

在有关本发明的噪声除去电路中，包括：输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号的180度奇数倍移相装置；和输出上述输入信号和上述180度移相信号之差的差分输出装置。

这样，可以有效降低输入信号的噪声成份。

又，在有关本发明的噪声除去电路中，包括：输出对输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号的360度整数倍移相装置；和输出上述输入信号和上述360度移相信号之和的和输出装置。

这样，可以有效降低输入信号的噪声成份。

进一步，在有关本发明的噪声除去电路中，包括：输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号的180度奇数倍移相装置；输出对上述输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号的360度整数倍移相装置；和输出对上述输入信号，计算与上述180度移相信号之差，并且计算与上述360度移相信号之和后的运算结果的运算输出装置。

这样，通过对输入信号计算与180度移相信号之差的同时计算与360度移相信号之和后的运算结果，可以获得更有效的噪声除去效果。

又，也可以包括输出使上述输入信号和上述180度移相信号同步的同步信号的同步信号输出装置，上述差分输出装置，根据上述同步信号输出上述差。

这样，由同步信号输出装置，可以使输入信号和180度移相信号同步。因此，可以更高精度进行移相的动作。

进一步，也可以包括输出使上述输入信号和上述360度移相信号同步的同步信号的同步信号输出装置，上述和输出装置，根据上述同步信号输出上述和。

这样，由同步信号输出装置，可以使输入信号和360度移相信号同步。因此，可以更高精度进行移相的动作。

进一步，上述同步信号输出装置也可以由锁相环电路构成，根据上述输入信号生成上述同步信号。

这样，由锁相环电路，可以使输入信号和移相信号同步。因此，可以更高精度进行移相的动作。

又，上述同步信号输出装置也可以由延迟锁定环电路构成，根据上述输入信号生成上述同步信号。

这样，由延迟锁定环电路，可以使输入信号和移相信号同步。因此，可以更高精度进行移相的动作。又，与采用进行频率引入的锁相环电路的情况相比，可以进行高速的相位调整。

上述输入信号也可以是根据光盘的记录轨迹检测的转动控制用的摆动信号。

这样，可以降低摆动信号的噪声成份，在光盘的记录时和播放时可以防止时钟抖动的发生。因此，可以消除光盘的转动速度与时钟不能获取同步的、摆动信号的噪声成为其原因的问题，可以正确进行记录和播放。

在有关本发明的噪声除去方法中，输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号，输出上述输入信号与上述180度移相信号之差。

这样，可以有效降低输入信号的噪声成份。

在有关本发明的噪声除去方法中，输出对输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号，输出上述输入信号与上述360度移相信号之和。

这样，可以有效降低输入信号的噪声成份。

进一步，在有关本发明的噪声除去方法中，输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号，输出对上述输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号，输出对上述输入信号，计算与上述180度移相信号之差，并且计算与上述360度移相信号之和后的运算结果。

这样，通过对输入信号计算与180度移相信号之差的同时计算与360度移相信号之和后的运算结果，可以获得更有效的噪声除去效果。

上述输入信号也可以是根据光盘的记录轨迹检测的转动控制用的摆动信号。

这样，可以降低摆动信号的噪声成份，在光盘的记录时和播放时可以防止时钟抖动的发生。因此，可以消除光盘的转动速度与时钟不能获取同步的、摆动信号的噪声成为其原因的问题，可以正确进行记录和播放。

附图说明

图1表示有关本发明的第1实施例的噪声除去的原理的方框图。

图2表示有关本发明的第1实施例的图1所示移相电路的具体电路图。

图3表示有关本发明第1实施例的变形例1的噪声除去电路的电路图。

图4表示有关本发明第1实施例的变形例1的图3的频控型移相电路的具体电路图。

图5表示有关本发明第1实施例的变形例1的图3的相位比较器的电路构成的电路图。

图6表示有关本发明的变形例2的噪声除去电路的电路图。

图7表示有关本发明的变形方案的VCO电路的电路图。

图8表示有关本发明的第2实施例的噪声除去的原理的方框图。

图9表示有关本发明的第2实施例的噪声除去电路的具体电路图。

图10表示有关本发明的第3实施例的噪声除去的原理的方框图。

图11表示光盘的记录播放装置中以WBL检测部12以及LPP检测部13为主的功能方框图。

符号说明：

1-光盘、11-拾光器、12a-摆动(WBL)信号B.P.F(Band PassFilter)电路、12b-比较器、13-LPP检测部、13a-电平切换电路、13b-振幅调整电路、13c-差分运算器、13d-LPP检测限幅·电平调整用DAC、13e-比较器、19-处理器、100-(2n-1)*180度移相电路(180度奇数倍移相装置)、200-n*360度移相电路(360度移相装置)、OP10-运算放大器(差分输出装置)、OP20-运算放大器(和输出装置)、OP30-运算放大器(运算输出装置)。

具体实施方式

(第1实施例)

参照图1至图7说明第1实施例。首先如表示噪声除去的原理的图1的方框图所示，(2n-1)*180度移相电路(180度奇数倍移相装置)100，对于输入信号I的信号成份，生成进行(2n-1)*180度移相后的信号(以下称为“180度移相信号”)，向运算放大器OP10的非反相输入端子(+)输出。此外，“n”为整数。又，将输入信号I输入到该运算放大器(差分输出装置)OP10的反相输入端子(-)上。

因此，运算放大器OP10的输出O，为输入信号I和180度移相信号之差。这样，构成输入信号I的噪声除去电路。

对于除去该输入信号I的噪声的原理，采用数学式进行说明。

假定单纯的摆动信号为WO＝A*sin(ωt)，而噪声成份为N(t)，则输入信号I(t)由I(t)＝A*sin(ωt)+N(t)表示。在本实施例的噪声除去原理中，对于输入信号I(t)，计算与将该输入信号成份进行(2n-1)*180度(n为整数)移相后的信号之间的差。

即，将该输入信号成份进行(2n-1)*180度(n为整数)移相后的信号，即，I(t-(2n-1)*π)由A*sin(ωt-(2n-1)*π)+N(t)表示。如果对于输入信号I(t)，计算与将该输入信号成份进行(2n-1)*180度移相后的信号之间的差，则由I(t)-I(t-(2n-1)*π)＝A*(sin(ωt)-sin(ωt-(2n-1)*π))+√(2*N(t)^2)＝2*A*sin(ωt)+√2*N(t)表示。

即，本来，输入信号I(t)的S/N比为A/N(t)，除去噪声后的S/N比则为√2*A/N(t)，获得了S/N比提高了√2倍的结果。

对于实现由这些数式表现的噪声除去的动作的具体电路，采用图2到图7进行说明。上述图1所示移相电路的具体电路构成如图2所示。输入信号I(t)经过电阻R1、通过电容C1、C2以及电阻R3，被输入到运算放大器OP1的反相输入端子(-)上。并且将运算放大器OP1的非反相输入端子(+)接地。然后，该运算放大器OP1的输出，经过电容C1、C2以及电阻R3，反馈到运算放大器OP1的反相输入端子(-)。此外，与该运算放大器OP1的输出端子连接的电阻R4的输出，经过电阻R2，反馈到电阻R1中的信号输入侧的端子上。

运算放大器OP1的输出，经过电阻R4，通过缓冲器BUF1后输出。该缓冲器BUF1的输出信号，相对于输入到电阻R1的输入信号的信号成份，成为(2n-1)*180度移相后的信号。

(第1实施例的变形例1)

对于上述图1所示的第1实施例的变形例1，参照图3进行说明。在本变形例1中，与输入信号I取得同步，让图1所示第1实施例中的噪声除去电路成为DLL(Delay Lock Loop：延迟锁定环)相位调整型。即，使移动电路成为频控型，并且将该移相电路的输出由反相器反相后输入到相位比较器(同步信号输出装置)的一方输入端子(输入2)上。而将输入信号I输入到该相位比较器的另一方输入端子(输入1)上。相位比较器的输出，作为相当于同步信号的频控信号，输入到频控型移相电路中。此外，该相位比较器的输出的高频噪声，由电容C0除去。

通过该相位比较器，可以使输入信号和180度移相信号同步。因此，移相电路的移相动作可以更高精度进行。

又，通过做成DLL相位调整型，与后述的进行频率引入的PLL相比，可以高速进行相位调整。

图3的频控型移相电路的具体电路构成如图4所示。在上述图2的移相电路中，将各电容C1、C2改换成可变电容VC1、VC2，由频控信号，改变这些可变电容VC1、VC2的容量。通过该容量的变化，使输入信号的信号成份成为(2n-1)*180度移相后的信号。

然后，图3的相位比较器的具体电路构成如图5所示。由D触发器(简称“D-FF”)、反相器以及恒流源所构成的电路群两组组合构成。具体讲，相位比较器，根据两个输入1、2，输出频控信号。一方输入1，被输入D-FF1的时钟端子C和D-FF2的复位端子R上。并且D-FF1的输出Q，作为开关信号向开关1供给，并且通过反相器1，向D-FF2的数据端子D供给。另一方输入2，被输入D-FF2的时钟端子C和D-FF1的复位端子R上。并且D-FF2的输出Q，作为开关信号向开关2供给，并且通过反相器2，向D-FF1的数据端子D供给。

这样构成的相位比较器，使开关SW1和开关SW2互补进行开关。这样，D-FF1的输出Q和D-FF2的输出Q，作为频控信号，交互向移相电路输出。

(第1实施例的变形例2)

对于上述图1所示的第1实施例的变形例2，参照图6进行说明。在本实施例1中，与输入信号I取得同步，使图1所示第1实施例中的噪声除去电路成为PLL(Phase Locked Loop：锁相环)相位调整型。即，相对于上述图3的变形例1，追加了VCO电路(同步信号输出装置)。在该变形例2的说明中，相对于上述图3的变形例1，以不同的部分为中心进行说明。上述图5所示相位比较器(同步信号输出装置)的输出，作为相当于同步信号的频控信号，被输入到上述图4所示的频控型移相电路中，同时输入到VCO电路中。该VCO电路的输出反馈输入到相位比较器上(输入2)。此外，该相位比较器的输出的高频噪声，由电容C0除去。

利用包含该相位比较器的PLL电路，可以使输入信号和180度移相信号同步。因此，可以更高精度地进行移相电路的移相动作。

又，在该实施例的噪声除去电路中，在将频率型移相电路和VCO电路集成到同一芯片上时，可以使两者的电路的中心频率相关。为此，可以更高精度进行相位控制。

该VCO电路的具体电路构成如图7所示。运算放大器OP70的输出由反相器反相。该反相器的反相输出作为VCO电路的输出被输入到图6的相位比较器中。该反相器的反相输出，通过电阻R70、以及可变电容VC71、VC72以及电阻R71，反馈到运算放大器OP70的反相输入端子(-)上。此外，该运算放大器OP70的输出，经过可变电容VC70、VC70以及电阻R71，反馈到运算放大器OP70的反相输入端子(-)上。又，该运算放大器OP70的非反相输入端子(+)接地。

然后，利用相位比较器输出的频率控制信号，让可变电容VC70、VC71的容量变化。利用该容量的变化，使VCO电路的输出变化。

(第2实施例)

参照图8以及图9，对第2实施例进行说明。首先如表示噪声除去原理的图8的方框图所示，由n*360度移相电路(360度移相装置)200，对于输入信号I的信号成份，生成进行n*360度移相后的信号(以下称为“360度移相信号”)，向运算放大器(和输出装置)OP20一方的非反相输入端子(+)输出。此外，“n”为整数。又，将输入信号I输入到该运算放大器OP20另一方的反相输入端子(-)上。因此，运算放大器OP20的输出O，为输入信号I和360度移相信号相加之和。这样，构成输入信号的噪声除去电路。

图8的移相电路的具体电路构成如图9所示。即，替代上述第1实施例所示的图2的电路中的缓冲器BUF1，在图9中再设置一段运算放大器OP2以及电阻R5。在图9中，与图2的电路共同的部分的说明，和上述第1实施例相同。作为与图2的电路不同的部分，运算放大器OP1的输出，经过电阻R4，输入到运算放大器OP2的反相输入端子(-)上。该运算放大器OP2的非反相输入端子(+)接地。又，该运算放大器OP2的输出，经过电阻R5，反馈到运算放大器OP2的反相输入端子(-)上。该运算放大器OP2的输出信号，对于输入到电阻R2的输入信号I的信号成份，成为进行了n*360度移相后的信号。

此外，在本实施例中，和图3以及图6的第1实施例同样，设置相位比较器和VCO电路，可以作为DLL相位调整型或者PLL相位调整型的变形例实施。

对于除去该输入信号I的噪声的原理，采用数学式进行说明。

假定单纯的摆动信号为WO＝A*sin(ωt)，而噪声成份为N(t)，则输入信号I(t)由I(t)＝A*sin(ωt)+N(t)表示。在本实施例的噪声除去原理中，对于输入信号I(t)，计算与将该输入信号成份进行n*360度(n为整数)移相后的信号之间的和。

即，将该输入信号成份进行n*360度(n为整数)移相后的信号，即，I(t-2nπ)由A*sin(ωt-2nπ)+N(t)表示。如果对于输入信号，计算与将该输入信号成份进行n*360度(n为整数)移相后的信号之间的和，则由I(t)+I(t-2nπ)＝A*(sin(ωt)+sin(ωt-2nπ))+√(2*N(t)^2)＝2*A*sin(ωt)+√2*N(t)表示。

即，本来，输入信号I(t)的S/N比为A/N(t)，除去噪声后的S/N比则为√2*A/N(t)，获得了S/N比提高了√2倍的结果。

(第3实施例)

参照图10对第3实施例进行说明。本实施例，如表示噪声除去原理的图10所示，是将上述图1到图7所示的第1实施例、和图8以及图9所示第2实施例组合后的内容。通过这样的组合可以获得相乘的效果。

即，(2n-1)*180度移相电路100，对于输入信号I的信号成份，生成进行(2n-1)*180度移相后的信号(以下称为“180度移相信号”)，向运算放大器(运算输出装置)OP30的反相输入端子(-)输出。此外，“n”为整数。

又，由n*360度移相电路200，对于输入信号I的信号成份，生成进行n*360度移相后的信号(以下称为“360度移相信号”)，向运算放大器OP30的非反相输入端子(+)输出。此外，“n”为整数。然后，将输入信号I输入到该运算放大器OP30的非反相输入端子(+)上。

因此，运算放大器OP30的输出O，成为与360度移相信号相加、而与180度移相信号相减的结果。由此，构成输入信号I的噪声除去电路。

此外，该运算放大器OP30，由周知的3输入运算放大器构成。又，也可以采用2输入运算放大器两段构成。即，由包括非反相输入端子(+)以及反相输入端子(-)的第一2输入运算放大器、和包括2个非反相输入端子(+)的第二2输入运算放大器构成2输入运算放大器。即，向第一2输入运算放大器输入180度移相信号以及360度移相信号。而将该第一2输入运算放大器的输出和输入信号I作为第二2输入运算放大器的输入。该第二2输入运算放大器的输出，成为上述运算放大器OP30的输出O。

对于除去该输入信号I的噪声的原理，采用数学式进行说明。对于输入信号，计算与将该输入信号的信号成份进行n*360度(n为整数)移相后的信号之间的和，并且计算与将该输入信号的信号成份进行(2n-1)*180度(n为整数)移相后的信号之间的差，其结果信号由I(t)+I(t-2nπ)-I(t-(2n-1)*π)＝A*(sin(ωt)+sin(ωt-2nπ)-sin(ωt-(2n-1)*π))+√(3*N(t)^2)＝3*A*sin(ωt)+√3*N(t)表示。

即，本来，输入信号I(t)的S/N比为A/N(t)，除去噪声后的S/N比则为√3*A/N(t)，获得了S/N比提高了√3倍的结果。这相对于上述第1实施例以及第2实施例形成的S/N比的提高，使S/N比提高了√3倍。

(摆动信号的噪声除去的适用)

作为本发明的应用例，将上述第1到第3实施例的噪声除去电路适用于摆动信号中。即，图1到图10的噪声除去电路的输入信号，是从光盘的记录轨迹中检测出的转动控制用摆动信号。即，在现有技术栏中说明的图11的摆动信号B.P.F电路12a所输出的WBL信号成份A_WBL成为噪声除去电路的输入信号。然后，从该噪声除去电路输出的已经除去噪声的输出信号被输入到图12的比较器12b的反相输入端子(-)上。

因此，可以降低摆动信号的噪声成份，在光盘的记录时和播放时可以防止时钟抖动的发生。因此，可以消除光盘的转动速度与时钟不能获取同步的、摆动信号的噪声成为其原因的问题，可以正确进行记录和播放。

又，根据光盘和拾光器的状况，即使摆动信号的振幅被调制，由于计算将其移相后的和以及/或者差，振幅调整被平均化。其结果，可以正确读取摆动信号。

进一步，即使摆动信号缺落时，由于计算将其移相后的和以及/或者差，可以插值弥补缺落的摆动信号。为此，可以防止对使用摆动信号的控制系统产生的不良影响。

进一步，即使在摆动中重叠了光盘的转动周期的交流信号，进行(2n-1)*180度(n为整数)移相后取差的噪声除去电路，由于刚才的信号取差，可以消除DC偏置和光盘的转动周期的交流信号。因此，可以正确读取摆动信号。

以上，对于本发明的实施方式，虽然针对该实施方式进行了具体说明，但并不限定于此，只要不脱离要旨范围就可以进行各种变更。

(发明效果)

能够提高摆动信号等的S/N比。

Claims (12)

1.一种噪声除去电路，其特征在于：

包括：

输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号的180度奇数倍移相装置；

输出所述输入信号和所述180度移相信号之差的差分输出装置。

2.一种噪声除去电路，其特征在于：

包括：

输出对输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号的360度整数倍移相装置；

输出所述输入信号和所述360度移相信号之和的和输出装置。

3.一种噪声除去电路，其特征在于：

包括：

输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号的180度奇数倍移相装置；

输出对所述输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号的360度整数倍移相装置；

输出对所述输入信号，计算与所述180度移相信号之差，并且计算与所述360度移相信号之和后的运算结果的运算输出装置。

4.根据权利要求1或3所述的噪声除去电路，其特征在于：包括输出使所述输入信号和所述180度移相信号同步的同步信号的同步信号输出装置，

所述差分输出装置，根据所述同步信号输出所述差。

5.根据权利要求2或3所述的噪声除去电路，其特征在于：包括输出使所述输入信号和所述360度移相信号同步的同步信号的同步信号输出装置，

所述和输出装置，根据所述同步信号输出所述和。

6.根据权利要求4或5所述的噪声除去电路，其特征在于：所述同步信号输出装置，由锁相环电路构成，根据所述输入信号生成所述同步信号。

7.根据权利要求4或5所述的噪声除去电路，其特征在于：所述同步信号输出装置，由延迟锁定环电路构成，根据所述输入信号生成所述同步信号。

8.根据权利要求1～7中任一权利要求所述的噪声除去电路，其特征在于：所述输入信号是根据光盘的记录轨迹检测的转动控制用的摆动信号。

9.一种噪声除去方法，其特征在于：

输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号，

输出所述输入信号与所述180度移相信号之差。

10.一种噪声除去方法，其特征在于：

输出对输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号，

输出所述输入信号与所述360度移相信号之和。

11.一种噪声除去方法，其特征在于：

输出对输入信号的相位进行180度奇数倍移相后的180度移相信号，

输出对所述输入信号的相位进行360度整数倍移相后的360度移相信号，

输出对所述输入信号，计算与所述180度移相信号之差，并且计算与所述360度移相信号之和后的运算结果。

12.根据权利要求9～11中任一权利要求所述的噪声除去方法，其特征在于：所述输入信号是根据光盘的记录轨迹检测的转动控制用的摆动信号。

Images