CN1503461A - 双极化传输接收系统和本振相位噪声的降低方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种双极化传输接收系统，其包括接收单元，该接收单元包括两个RF本振和一个解调单元。所述本振接收通过使用两个正交极化波(V极化波和H极化波)而传输的信号，并把各个接收信号转换成中频信号。所述解调单元将每个中频信号分成两路，然后利用数字相关检测方案解调每个极化波的各个中频信号。每个极化波的调制单元从解调后的输出信号中提取相位噪声成分，把该成分分解为DC和AC分量，并使用通过在各个极化波之间互换DC和AC分量而获得的相位控制信号，从而在每个极化波的解调电路中抑制从射频本振接收到的相位噪声量，所述射频本振是相对于作为补偿对象的极化波(自极化波)的正交极化波(相异极化波)的射频本振。

Description

双极化传输接收系统和本振相位噪声的降低方法

技术领域

本发明涉及使用接收本振(LO)同步方案的双极化传输接收系统，更具体地说，涉及一种双极化传输接收系统，该系统防止由来自独立的接收本振的相位噪声所引起的交叉极化干扰补偿特性的恶化。

背景技术

为了提高频率的使用效率，数字微波通信设备使用双极化传输方案，就是通过使用两个正交的极化平面，即一个垂直(V)极化波和一个水平(H)极化波来传送不同的信号。当同一频率被用于V极化波和H极化波时，在天线上或空间内的极化平面之间的正交误差将引起信号从V极化面到H极化面的泄漏或从H极化面到V极化面的泄漏。

这种泄漏被称为交叉极化干扰，会影响信号的传输质量。特别是当双极化传输方案和诸如QAM的多级解调方案共同使用时，就更要注意这种干扰的影响。因此，总的来说，使用XPIC(交叉极化干扰抵消器)来消除干扰成份。

如果把利用XPIC进行补偿的极化波定义为自极化波，而将与之正交的极化波定义为相异极化波，那么为了在接收端上补偿来自相异极化波的干扰，自极化信号和从相异极化波传递来的XPIC参考信号之间的相位关系必须与受到相异极化方干扰的RF(射频)频带内某一阶段上的相位一致。

为了满足这个条件，自极化波和相异极化波的本振频率要在发射端和接收端中的至少一个上彼此一致。有两种方案可用作设置该本振频率的方案，即发射本振同步方案和接收本振同步方案。

在发射本振同步方案中，因为只需要对信号进行解调的解调器，所以可以简化对接收端的设置。但是，在发射端却需要本振同步电路，这使得电路设置复杂化了。此外，需要复杂的序列在发射端的保持时间内防止对相异极化方的影响。

与此相比，在接收本振同步方案中，就不需要同步发射端的本振，因此可以简化发射端的电路设置。但是，为了解调信号，除了相异极化方的解调器之外，在自极化波解调设备中还需要用于估计交叉极化干扰的解调器，这导致接收端电路尺寸的增加。注意，当在解调器中使用数字相关检测方案进行载波恢复时，通常使用适于硬件设置的接收本振同步方案。

该接收本振相关检测方案包括两种方案，即公共本振方案和公共参考方案，在所述公共本振方案中，自极化波接收机和相异极化波接收机共用一个本振，而在公共参考方案中，自极化波接收机和相异极化波接收机具有独立的本振，但共用这些本振的参考信号。

根据公共本振方案，虽然可以使用简单的电路设置，但是当本振中发生机械故障时，两个极化波信号可能会同时失效。相反，根据公共参考方案，虽然需要复杂的电路设置，但是本振中机械故障的影响可以被限制在单独一个极化波上。因此，当对无线电波的使用频率要求很高，并且对两个极化波，即对V极化波和H极化波只能提供无线电频率上的一个备用线(spare line)时，一般通过使用公共参考方案而采用高度冗余的设置。

根据接收本振同步方案，因为发射端上的本振是异步的，所以空间内的干扰成份也偏移自极化波信号，偏移量就是发射本振频率差。如果接收机的本振是基于对RF(射频)和IF(中频)的公共本振方案，那么在自极化波BB(基带)信号和相异极化波BB信号之间的频率差就等于发射本振频率差。此外，自极化波BB信号和相异极化波BB信号之间的相位关系与空间内的相位关系一致。因此，可以从这两个BB信号中获得相异极化波之间的干扰成份。也就是说，在其中接收端上的V极化波和H极化波的本振信号被完全锁相的公共本振方案中，如上所述，可以消除相异极化波之间的干扰。在具有高冗余度的公共参考方案中，即其中使用了不同本振的情况下，虽然可以通过使用公共参考信号来使得两个振荡器的振荡频率恒定，但是由各个本振产生的相位噪声成份是相互独立的，而且一个临时变动项保留在V极化波和H极化波之间的相位差成份中。

虽然用于消除干扰成份的XPIC对不带有任何临时变动的相位差可以产生复制信号，但是对于随时间快速变化的相位差，它不能产生令人满意的复制信号。这是因为XPIC是从横向滤波器形成而来，并且它的抽头系数是由积分电路产生的。如果由于减少了积分的级数而使得跟随速度加快，则可以增加相位噪声的抑制量。然而，与此同时，处于稳定状态的XPIC的输出包含了很大的噪声成份，导致BER特性的恶化。因此，减少用于产生XPIC抽头系数的积分级数来抑制相位噪声，这与根据调制多级的增加而增加的积分级数是相互矛盾的。结果，由于本振产生了很大的相位噪声成份，所以交叉极化干扰的补偿能力下降了。

为了解决这个问题，传统技术使用了本振相位差检测器和EPS(无限移相器)，所述的本振相位差检测器为正交极化波检测由RF本振产生的相位关系，所述EPS对本振相位差检测器所检测出的相位差进行补偿。根据这项技术，对于通过补偿在把XPIC参考信号输入XPIC之前存在于XPIC参考信号中的相位和相位噪声成份而消除的干扰，使得在RF段上的自极化波发射信号和相异极化波干扰信号之间的相位关系与在基带段上的自极化波基带信号和基带XPIC参考信号之间的相位关系一致，从而消除两个极化波之间的交叉极化干扰成份(参见日本早期公开专利No.2002-158630)。

但是，在这项传统技术中，对RF本振所产生的相位关系进行检测的本振相位差检测器处理RF频带内的频率，因此，很难实现数字化。这就使得电路设置复杂化了。

在上述传统的双极化传输接收系统中，对RF本振所产生的相位关系进行检测的本振相位差检测器处理RF频带内的频率，因此，很难实现数字化。这就使得电路设置复杂化了。

发明内容

完成本发明就是要解决现有技术中的这类缺陷，本发明的目的是提供数字化的双极化传输接收系统，其在每个V极化方和H极化方上，把通过从调制后的输出信号中提取载波相位信息而获得的APC信号分成DC分量和AC分量，并且将通过互换另一个极化方上的每个AC分量而获得的相位控制信号提供给XPIC端上的解调电路，从而防止了由本振相位噪声引起的交叉极化干扰补偿能力的下降。

为了实现以上目的，根据本发明，提供了一种用于消除交叉极化干扰的双极化传输接收系统，包括接收装置，其包括两个RF本振(LO)，它们接收用两个正交极化波(V和H极化波)传送的信号，并把各个接收信号转换成IF(中频)信号；解调装置，用于把中频信号分支为两路，接着用数字相关检测方案解调每个极化波的各个中频信号，其中，用于每个极化波的所述解调装置从解调后的输出信号中提取相位噪声成份，把该成份分为DC和AC分量，并且使用通过在各个极化波之间互换DC和AC分量而获得的相位控制信号，从而在各个极化波的解调电路中抑制从RF本振接收到的相位噪声量，所述RF本振是相对于作为补偿对象的极化波(自极化波)的正交极化波(相异极化波)的RF本振。

附图说明

图1是示出根据本发明一个实施例的双极化传输接收系统的方框图；

图2是示出图1中RF本振的电路设置的方框图；

图3是示出图1中分解器的设置的方框图；

图4是示出在载波恢复环路同步时的APC信号的图形；

图5是示出根据本发明另一个实施例的双极化传输接收系统的方框图。

具体实施方式

下面参考附图来说明本发明的实施例。图1示出了根据本发明一个实施例的双极化传输接收系统。

图1所示的实施例包括：RF(射频)混频器10和11，它们将使用两个正交极化波(V极化波和H极化波)发送的信号转换成IF(中频)信号；两个RF本振(RF LO)1和2，它们由公共参考信号进行锁相；IF本振(IF LO)3和4和IF混频器12到15，它们把每个极化波IF信号分成两路，并对每个IF信号执行数字相关检测；A/D转换器20到23，它们将已接受数字相关检测的各个信号转换成数字信号；解调电路30到33，它们解调各个已转换的信号；均衡器40和41，它们对作为补偿对象的极化波(自极化波)的解调信号进行波形均衡；XPIC(交叉极化干扰抵消器)50和51，对于在相对于自极化波的相异极化方上的解调信号，它们产生相异极化波中的干扰成份的复制信号；加法器80和81，它们将从均衡器40和41输出的自极化方上的误差信号与相异极化方上从XPIC 50和51输出的复制信号相加，从而输出解调信号；控制电路70和71，它们从相加后的解调信号中产生APC(自动相位控制)信号，并把它们输出到解调电路30和32；分解器60和61，它们把APC信号分解为DC和AC分量；以及合并器82和83，它们向解调电路31和33输出相位控制信号，该相位控制信号是通过互换从分解器60和61输出的DC和AC分量而获得的。

这种情况下，接收装置110是由RF本振1和2，以及RF混频器10和11组成的。解调装置111由IF本振3和4、IF混频器12到15、A/D转换器20到23、解调电路30到33、均衡器40和41、XPIC 50和51、分解器60和61、控制电路70和71以及加法器80和81组成。

下面参考附图1、2和3来详细说明根据这个实施例的双极化传输接收系统的操作。图2示出了图1中RF本振的电路设置。图3示出了图1中分解器的设置。

图1示出了V极化方和H极化方的设置。然而，在设置于RF混频器10和11的输出端上的解调设备中，V极化方上的设置和操作与H极化方上的相同，因此除非特别声明，将只在V极化方上对解调设备的操作进行描述。

在正交调制方案中，为每个I/Q信道提供有：将IF信号转换为BB信号的混频器，将模拟信号转换为数字信号的A/D转换器，以及类似器件。然而，在这种情况下，利用复数表示法对两个信道的设置进行了简化。

参考图1，RF混频器10和11分别接收V极化方(VRF)上的RF信号和H极化方(HRF)上的RF信号，并把它们和来自V极化方RF本振1和H极化方RF本振2的信号相乘以把各个RF信号转换为IF信号。

如图2所示，RF本振1和2包括带有冗余设置的参考振荡器5和6；选择器100和101，它们从参考振荡器5和6中选出一个；RF频带VCO 7和8；频率分解器107和108，它们对VCO 7和8的输出进行频率分解；相位比较器103和104，它们将频率分解器107和108的输出的相位与参考信号的相位进行比较；和环路滤波器105和106，它们抑制从相位比较器103和104输出的谐波分量，并输出对VCO 7和8的控制信号。虽然通过PLL操作建立了与参考信号的同步，因而使得VCO 7和8的输出频率保持稳定，但是却输出了由VCO 7和8自身产生的相位噪声，而该相位噪声由于偏离了环路频带而没有得到抑制。因为这个原因，V极化波和H极化波的RF本振信号由于相位锁定而在频率上相同，但是所产生的相位噪声是非相关的。因此，各个频率转换后的IF信号包含了相位噪声。

V极化方上的IF混频器12和13接收RF混频器10和11的输出，并把它们和IF本振3的输出相乘，以把它们转换成BB信号。在该转换中，具有载波频率fc和调制速度fs的调制波与频率为fc′的IF本振信号相乘，以变为具有细小频率差fc-fc′的BB信号。

如同RF本振1和2的参考振荡器5和6一样，使用一个晶振作为IF本振3。IF本振3的输出被分为两路。对自极化波和相异极化波分别输出生成的信号。因此，每个信号的相位噪声非常小，相比RF本振1和2的输出而言到了可以忽略的量级。

A/D转换器20和21分别把从IF混频器12和13输出的BB信号转换成数字信号。假设A/D转换器20和21中每一个的采样时钟都和自极化波发射端的时钟进行相位锁定。所述频率就是调制速度的2n(n＝1，2，…)倍。

自极化波解调电路(DEM)30包括复数乘法电路和数控振荡器(NCO)。解调电路30通过积分将从控制电路70输出的数字APC(自动相位控制)信号转换为相位量，所述APC信号对应于载波频率的位移，然后，解调电路30产生对应于该相位量的数字形式的正弦波(sin、cos)。该正弦波在与解调电路30的输入信号的相位旋转方向相反的方向上接受了旋转对称变换。因此，将该正弦波与从A/D转换器20输出的信号进行复数相乘，这将去除多余的相位旋转并建立载波同步。在建立载波同步时，所述正弦波的频率存在细小的频率误差fc-fc′。

均衡器(EQL)40使从控制电路70输出的误差信号与从解调电路30输出的信号相关联，以产生与符号间干扰相反的特性，这种符号间的干扰是导致自极化波的频率特性恶化的一种因素。然后，均衡器40把这个特性应用于自极化波的解调信号，以抵消来自解调信号的符号间干扰。通常使用诸如横向均衡器或判决反馈均衡器(DFE)的线性均衡器作为自极化波的均衡器40。

在自极化方上，加法器80将均衡器40的输出与XPIC 50的输出相加，并且输出最终的调制信号，所述XPIC 50的输出是与来自相异极化方的干扰成份相反的一种特性，在所述最终的调制信号中所包含的来自相异极化方的干扰成份得到补偿。但是，如果均衡器40是一个DFE，那么后向均衡器输入信号就必须是一个用于做出最终判决的信号。因为这个原因，在前向均衡器和后向均衡器之间完成对所述信号和XPIC 50的输出的相加。

控制电路70提取对应于在理想信号点的位置和接收信号或载波的相位信息之间的差别的误差信号，并使它通过环路滤波器，从而把所获得的APC信号输出到解调电路30和DIV 60。这个APC信号中包含了根据PLL特性来跟随自极化波相位噪声的分量。

如图3所示，分解器60由加法器84和积分器90构成。积分器90根据它的时间常数输出DC分量。发射机/接收机的RF和IF本振频率的波动是由缓慢的温度变化所引起的波动。假设这种波动足够慢，就可以提取出对应于频率波动的DC分量。加法器84也输出AC分量，从该AC分量中减去了在积分器90的输出中的DC分量，即对应于频率波动的相位噪声分量。

合并器82接收来自分解器60和61的输出，并输出对应于频率波动的DC分量作为V极化方上的信息，同时输出对应于相位噪声的AC分量作为H极化方上的信息。

在相异极化方上的解调电路31具有和解调电路(DEM)30同样的功能。然而，由于输入信号的频率与自极化方上的信号频率发生偏移，其偏移量为发射端上的V极化波/H极化波本振频率，因此所述输入信号的频率差直接出现在输出中，该输出具有和自极化方上的解调电路30相同的相位旋转。为了防止V极化方上本振相位噪声的影响的累积，通过将从自极化方上的分解器60输出的DC分量加到H极化方上的分解器61输出的AC分量中而获得一个信号，使用该信号取代来自控制电路70的信号作为接收相位旋转的相位控制信号。这样就能够去除与来自V极化方，即自极化方上的载波APC信号中的相位噪声相对应的分量。

XPIC 50接收相异极化方上的解调电路31的输出，并通过使用抽头系数从而产生/输出与来自相异极化方的干扰成份相反的特性(逆向复制)，所述抽头系数是通过计算所接收的输出和自极化方所提供的误差信号之间的相关性而得到的。

上面已经描述了在V极化方上的解调设备中每个组件的操作。这同样适用于H极化方。

下面说明降低本振相位噪声的操作。

首先，在自极化波解调电路30中，通过载波同步重现来抑制RF本振1输出的相位噪声，因此，包含在最终的调制信号中的相位噪声的影响几乎被完全消除。可以按以下方式对这种操作进行数学表示。

令Δfv为V极化方上的发射/接收本振频率差(在V极化方发射本振和自极化方本振之间的频率差)，Pv为本振相位噪声，既然载波恢复电路(未示出)的PLL操作已经抑制了相位噪声，因此将Δfv设置为“0”，并使Pv接近“0”。即，给出解调电路30的输出为

Δfv+Pv-(Δfv+Pv)＝0

因此，包含在最终的解调信号中的相位噪声的影响几乎被完全消除了。

与此相比，在相异极化方上，由与自极化波解调载波信号相同的载波信号进行解调的调制波具有相位噪声，该相位噪声不仅对应于发射本振频率差，而且对应于接收端V极化波本振与H极化波本振之间的差值相位噪声。因此，令Δfh为H极化方上的发射/接收本振频率差，令Ph为H极化方本振上的相位噪声，假设给出了与自极化方上相同的相位旋转，则在相异极化方(XPIC方)上的解调电路31的输出所具有的频率和相位噪声如下：

Δfh+Ph-(Δfv+Pv)＝(Δfh-Δfv)+(Ph-Pv)

这种情况下，Δfh-Δfv表示在发生干扰的空间中的频率差，因此应当被得到。然而，相位噪声Ph-Pv是一个不想要的成份，除非本振相位噪声小到可以忽略的程度，否则它会引起干扰补偿特性的恶化。

因此，很显然，如果用Δfv+Ph代替Δfv+Pv加入到XPIC方上的解调电路31中，就可以得到Δfh-Δfv。

这种情况下，如图4所示，可以将与载波恢复环路同步的APC信号视为这样一个信号，即通过将对应于发射端本振的频率差和与引起瞬时相位变化的相位噪声相对应的AC分量进行合并而获得的信号。

分解器61接收从控制电路70输出的载波APC信号，并把它分解为DC分量和AC分量。

合并器82将从V极化方上的分解器60输出的DC分量和从H极化方上的分解器6 1输出的AC分量相加。即，合并器82通过将V极化方发射/接收本振频率差Δfv和H极化方本振的相位噪声Ph相加而生成了信号(Δfv+Ph)。结果，就可以使用相位控制信号来取代APC信号，所述相位控制信号不受自极化方上的相位噪声的影响，并且可以跟随相异极化方上的相位噪声和自极化方上的频率波动。

当相异极化方上的解调电路31使用此相位控制信号执行相位旋转时，可以获得H极化方上的解调信号，从该解调信号中消除了在V极化方和H极化方上的接收端本振相位噪声的影响。因此，解调电路31的输出不包含任何V极化方上的相位噪声，并抑制了H极化方上噪声成份，从而保持了V极化波/H极化波在空间中的频率关系。

注意，当H极化方上的解调设备被设置为载波异步状态时，从H极化方上的APC信号中无法获得任何正确的信息。这种情况下，停止在极化波之间进行APC信号的交换。虽然由于缺少了对H极化方上的相位噪声的跟随特性而导致XPIC特性恶化，但除了当极化波之间的D/U比特别低的时候之外，不会有很大的问题。

传统上，在带有XPIC的解调设备中，根据相异极化方上的操作状态重置XPIC的功能，即将它的输出设置为“0”。显然，本发明可以包括这样一种XPIC重置方案。

此外，只要对发射端的时钟进行了相位锁定，那么时钟同步电路就可以使用任何方案。因为这部分对本发明电路的操作没有任何影响，所以这里省略对它的描述。

虽然在附图中没有示出，但是关于V极化方本振和H极化方本振之间的频率关系，不对和解调设备相对应的调制设备加以任何限制。即，无论本振是同步还是异步都没有关系。此外，关于频率关系，不对输入到各个调制设备的时钟加以任何限制。

对V极化波和H极化波都有备用线的系统即使在V极化波和H极化波同时失效的情况下，也可以确保系统的可靠性，该系统和本发明的要旨，即对V极化波和H极化波的冗余设置，有所区别。在这样一个系统中，通过完全集成V极化波和H极化波解调设备就可以实现电路共享。形成如图5所示的一种设置可以减少开销，因为其中没有带冗余功能的电路。这种集成将有助于V极化波和H极化波之间的APC信号的交换。

以上描述是有关对包含DC分量的BB信号进行A/D转换的BB采样方案的解调设备的。然而，可以将本发明直接应用于IF采样方案的解调设备，所述IF采样方案使用IF混频器暂时将IF信号转换成在较低的IF频带中的信号，然后对不包含任何DC分量的IF信号进行A/D转换。在图1所示的设置中，对混频器的输出需要带通滤波器或低通滤波器，所述混频器是用于将RF信号转换为IF信号以及将IF信号转换为BB信号的频率转换器，所述带通滤波器或低通滤波器抑制不想要的频率成份并且只提取想要的频率成份。然而，因为这是一个不言自明的事实，并且与本发明的要旨无直接关系，所以这里省略对它的描述。

如上所述，按照根据本发明的双极化传输接收系统和本振相位噪声降低方法，从被解调为V极化波和H极化波的输出信号中提取出相位噪声成份，并把该相位噪声成份分解为DC分量和AC分量，并且使用通过交换两个极化波之间的AC分量而获得的相位控制信号来将产生的信号反馈给相异极化方上的解调电路。这样就可以防止由V极化波和H极化波中独立的本振相位噪声所引起的XPIC特性的恶化。因此，可以形成接收本振同步方案的XPIC，所述接收本振同步方案使用了数字相关检测方案的解调器。

因此，不需要使用任何具有良好相位噪声特性的昂贵的本振来实现使用带有接收公共参考方案的XPIC的调制器的冗余设置，这带来了经济上的优势。

此外，可以实现一种双极化传输冗余设置，其中，当一个极化波失效时不会发生瞬时信号中断。这样能够提高系统的可靠性。

为了获得这种效果，只需要把一个分解器作为电路加入到传统的电路设置中去，所述分解器由积分器和加法器组成并且设计成用于将载波APC信号分解为AC和DC分量。这种电路是非常小的。

Claims (8)

1.用于抵消交叉极性干扰的双极化传输接收系统，包括：

接收装置(110)，包括两个射频本振(1，2)，所述两个射频本振接收通过使用两个正交极化波(V极化波和H极化波)而传输的信号并把各个接收信号转换成中频信号；和

解调装置(111)，用于将每个中频信号分成两路，然后利用数字相关检测方案解调每个极化波的各个中频信号，其特征在于

用于每个极化波的所述解调装置从解调后的输出信号中提取相位噪声成份，把该成份分解为DC和AC分量，并且使用通过在各个极化波之间互换DC和AC分量而获得的相位控制信号，在各个极化波的所述解调装置中抑制从射频本振接收到的相位噪声量，所述射频本振是相对于作为补偿对象的极化波(自极化波)的正交极化波(相异极化波)的射频本振。

2.如权利要求1所述的系统，其中，由带有冗余设置的公共参考振荡器在同一频率上同步所述的两个射频本振。

3.如权利要求1所述的系统，其中，所述解调装置从解调后的输出信号中提取相位噪声成份，将该成份分解为DC和AC分量，并通过从另一极化波(V极化波或H极化波)的所述解调装置中接收AC分量并互换AC分量而产生相位控制信号。

4.如权利要求1所述的系统，其中，所述解调装置包括：

公共中频本振(3，4)，其对所分支的中频信号中的每一个进行频率转换；

两个A/D转换器(20，21，22，23)，它们将各个频率转换后的信号转换为数字信号；

两个解调电路(30，31，32，33)，它们解调各个数字信号；

均衡器(40，41)，其对作为补偿对象的自极化波的解调信号进行波形均衡；

交叉极化干扰抵消器(50，51)，其对于相异极化方上的解调信号产生相异极化波中的干扰成份的复制信号；

加法器(80，81)，其通过将从所述均衡器输出的误差信号和从所述交叉极化干扰抵消器输出的复制信号相加而输出解调信号；

控制电路(70，71)，其从所述解调信号中产生对应于载波频率位移的自动相位控制信号；

分解器(60，61)，其接收从所述控制电路输出的自动相位控制信号，并把该信号分解为DC和AC分量；和

合并器(82，83)，其输出通过在各个极化波之间互换DC和AC分量而获得的相位控制信号。

5.如权利要求4所述的系统，其中，所述解调装置将从所述控制电路输出的自动相位控制信号输出到解调自极化波数字信号的所述解调电路(30，32)，并也将所述相位控制信号输出到解调相异极化波数字信号的所述解调电路(31，33)，所述相位控制信号是通过合并从所述分解器输出的DC分量和从用于另一极化波(V极化波和H极化波)的所述解调装置中输出的AC分量而获得的。

6.一种双极化传输接收系统，其特征在于包括：

第一和第二射频混频器(10，11)，它们将通过使用两个正交极化波(V极化波和H极化波)而传输的信号转换成中频信号；

第一和第二射频本振(1，2)，它们由公共参考信号进行相位控制；

公共中频本振(3，4)以及第一和第二中频本振(12，13，14，15)，它们将每个中频信号分成两路，并对每个极化波的每个中频信号都执行数字相关检测；

第一和第二A/D转换器(20，21，22，23)，它们将已接受数字相关检测的各个信号转换成数字信号；

第一和第二解调电路(30，31，32，33)，它们解调各个转换后的信号；

均衡器(40，41)，其对作为补偿对象的极化波(自极化波)的解调信号进行波形均衡；

交叉极化干扰抵消器(50，51)，对于在相对于自极化波的相异极化方上的解调信号，其产生相异极化波中的干扰成份的复制信号；

加法器(80，81)，其通过将从所述均衡器输出的误差信号与从所述交叉极化干扰抵消器输出的复制信号相加而输出解调信号；

控制电路(70，71)，其从所述解调信号中产生对应于载波频率位移的自动相位控制信号，并将该信号输出到自极化方上的所述第一解调电路中；

分解器(60，61)，其把自动相位控制信号分解为DC和AC分量；和

合并器(82，83)，其通过在两个极化波之间互换从分解器输出的、用于另一极化波的AC分量，而产生相位控制信号，并将该信号输出到相异极化方上的所述第二解调电路中。

7.一种用于双极化传输接收系统的本振相位噪声降低方法，其特征在于包括：

第一步骤，将通过使用两个正交极化波(V极化波和H极化波)而传输的信号转换成中频信号；

第二步骤，将每个中频信号分成两路，然后通过数字相关检测方案解调每个极化波的每个中频信号；

第三步骤，从所述解调后的输出信号中提取相位噪声成份，并将该成份分解为DC和AC分量；

第四步骤，其通过接收另一极化波的AC分量并在两个极化波之间互换AC分量，产生相位控制信号；

第五步骤，为了抑制从相对于作为补偿对象的极化波(自极化波)的正交极化波(相异极化波)中收到的相位噪声量，以所述相位控制信号为基础，对在相对于自极化波的相异极化方上的解调信号，产生相异极化波中的干扰成份的复制信号。

8.如权利要求7所述的方法，其中，

所述第二步骤包括：

对每个被分支的中频信号进行频率转换的步骤；

将各个频率转换后的信号转换为数字信号的步骤；

解调各个数字信号的步骤；

对作为补偿对象的自极化波的解调信号执行波形均衡的步骤；

对于相异极化方上的解调信号，产生相异极化波中的干扰成份的复制信号的步骤；

通过将基于波形均衡的误差信号和所述复制信号相加而输出解调信号的步骤，以及

所述第三步骤包括：

从所述解调信号中产生对应于载波频率位移的自动相位控制信号的步骤；和

将所述自动相位控制信号分解成DC和AC分量的步骤。

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