CN1147054C - 接收信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

用于接收由有用信号调制的载波信号的装置(20，30，50，60)，该已调制载波信号占有多个信道中的一个，这些信道的中心频率通过一个称作信道间隔的固定频率与其它信道隔开，该装置包括一个本地振荡器(28)，用于在一频率上产生第一和第二信号，而该频率不是半个信道间隔的整数倍，由此，当将接收的载波信号与第一和第二信号混频时，产生一个复合的、数字甚低中频(VLIF)信号，在该信号中有用信号被集中在稍微大于半个信道间隔的VLIF附近。

Description

接收信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种用于接收信号的方法和装置，特别涉及一种用在便携式通信设备中的无线电接收机，在该接收机中将所接收的无线电信号直接下变频为一集中在中频(IF)附近的同相(I)和正交相位(Q)信号，该中频和所接收的信号带宽具有相同的数量级。

背景技术

大多数传统的使用在便携式通信设备中的无线电接收机，例如蜂窝电话是超外差式的，在该接收机中所接收的无线电信号第一次下变频为一中频(其仍然在射频(rf)范围之内)，然后进一步下变频为一基带信号(具有I和O分量)，从该基带信号中恢复包含在信号中的信息。这样一个接收机很可靠的。然而，为降低成本，通过将相对较高的性能和由此产生的费用降低，省略表面声波带通滤波器(允许所需要的IF信号通过，同时阻止邻信道的无用的IF信号)和在超外差接收机需要的两个射频本地振荡器中的一个，而提出了直接变频接收机并且最近提出了甚低中频接收机。

直接变频接收机立刻将所接收的无线电信号下变频成一基带信号，这样完全省略了中频级。然而这种接收机要经受一个非常大的与基带信号相互干扰的无用直流分量。该直流分量主要是由在接收机的天线端与有用信号一起接收的本地振荡器的泄露所形成，并且也由于接收机中放大器和混频器的偏移而形成。

为克服这些问题，已经提出了一种甚低中频接收机，在该接收机中所接收的信号被第一下变频集中在一个中频附近，该中频等于半个信道间隔(即有用信号带宽的一半)，然后再次下变频到基带。以这种方式，当第一下变频发生时，仍然存在的该直流分量位于(在频率上)有用信号的极边缘。因此，由于该直流分量的位置在有用信号的极边缘，通过适当的直流分量滤波器应能较容易地除去该无用直流分量，而不会损失(非常多的)包含在有用信号中信息。

由于通过一个工作在半个信道间隔的振荡器，与一锁相环结合使用以产生半个信道间隔的倍数，可以产生一个合适的频率，用于产生这样一个中频信号(该适当的频率是有用信道的中心频率加上或减去有用的中频信号(即半个信道间隔))，所以半个信道间隔的准确选择是很方便的。

发明内容

一种用于接收信号的装置，所述信号符合一个通信标准，并包含由有用信号调制的载波信号，所述通信标准定义了多个通信信道，这些信道的中心频率由称为信道间隔的固定频率相互分隔开，所述调制的载波信号占据所述多个通信信道中的一个，所述装置的特征在于本地振荡器，用于产生实际本地振荡器频率的第一和第二信号，所述实际本地振荡器频率不同于所述有用信号占据的信道的所述中心频率，它们之间的频率差大于所述信道间隔的一半，从而当把接收到的信号与所述第一和第二信号混频时，产生由有用信号调制的、集中在一个大于半个信道间隔的甚低中频附近的复合数字甚低中频信号。

优选地，在其附近集中有有用信号的VLIF在大于半个信道间隔的百分之十到百分之二十之间。这样一种中频选择对于复合调制方案是特别有利的，在该调制方案中每个码元代表两个比特或多个比特，就像正在发展的叫做EDGE(增强数据率GSM发展)的标准所要求的一样，以及相应的美国标准所要求的一样，因为对于这些调制方案，本发明人已经发现，重要信息包含在信号的边缘部分(即直到从信号中心加上或减去半个信道间隔处)，该信号的损耗可以引起难以接受的较大的比特或块误差率。一个复合调制方案的例子是8QPSK(8个位置的正交相移键控)，在该方案中重要信息包含在信道的极边缘，

其中每一码元代表3比特。

优选地，本地振荡器是一分数N锁相环(fracNpll)。

优选地，该fracNpll是一多重累加器fracNpll。

优选地，该装置还包括一复合乘法器，用于将有用信号从VLIF附近的集中位置下变频到基带信号，同时基本除去任何无用的镜像信号。最好是，该复合乘法器包括调整装置，用于将同相位和正交相位信号之一相对于另一个来调整相位或增益，或同时调整相位和增益。在较简单的情况下，使用一阶调整装置可能是便利的。然而在某些情况下，使用高阶调整装置可能更好。

在本发明中，由于调整装置帮助克服以前认识到的与使用大于半个信道间隔的VLIF相关的困难，该调整装置特别有利。其缺点是由于VLIF的增加，而模数转换器(adc)的带宽必须增加，这样依次增加由adc所接纳的负相间信道的数量；这样也增加这种负相间信道的数量，该相间信道作为镜像，出现在有用信号的带宽内并且必须通过复合乘法器除去。通过提供一阶或者甚至二阶相位和增益调整装置，对于一个(在一阶调整装置的情况下)或甚至两个或多个(在二阶或更高阶调整装置的情况下)特定的频率，可以将镜像抗拒设置为零(即，使得作为噪声出现在基带信号内的大量的镜像分量在通过复合乘法器之后基本上是零)。以这种方式，调整装置的好的设置可减少负相间信道(其在许多系统中事实上可以比其它的相邻信道大得多)的作用。

优选地，该装置包括一adc，其最好采用过采样总和增量(Over-sampled Sigma detla)adc，设置为接收复合IF信号并将其转换为一数字信号。

优选地，该装置形成在集成电路上，最好包括发送信号的发射线路。理想的情况是，该装置和发射线路共享着许多部件，例如本地振荡器。

附图说明

为更好地理解本发明，这里仅通过实例的方式说明实施例，引用的附图如下：

图1是根据本发明的无线电接收机的方框图；

图2是说明由图1的无线电接收机执行的信号处理图，该接收机使用例如有用的GMSK(高斯滤波最小频移键控)信号和单一的负相邻信道GMSK信号输入到接收机；

图3是说明由图1的无线接收机执行的信号处理图，该接收机使用例如有用的GMSK信号和单一的负相间信道GMSK信号输入到接收机。

图4是适用于使用在图1的接收机的一阶复合平衡乘法器的方框图；

图5是与图4所示相似的适用于使用在图1接收机的可选择的复合平衡乘法器的方框图。

具体实施方式

参考图1，这里给出了一数字甚低中频(DVLIF)接收机1，其包括：射频(RF)部分10、甚低中频(VLIF)部分30和基带部分60、位于射频部分10和VLIF部分30之间的RF混频器级20、以及位于VLIF部分30和基带部分60之间的数字VLIF混频器级50。RF部分10包括：一副天线12，一RF带通接收滤波器14和一放大器16。RF混频器级20包括：一同相(I)RF混频器22，一正交相位(Q)RF混频器24，一90度RF移相器26及一RF本地振荡器(LO)28。VLIF部分30包括：I和Q中频放大器31、32，I和Q低通抗混淆滤波器33、34，I和Q总和增量(∑-Δ)调制器35、36以及I和Q数字低通滤波器37、38。数字VLIF混频器级50包括：一用作为数字IF混频器的复合平衡乘法器51，和一IF LO 52。给出的基带部分60仅包括低通I和Q数字选择性滤波器61和62，如本领域的技术人员将能理解的那样，当然还可以想到包括用于数字信号解码的数字信号处理单元等等。

现在说明图1所示接收机的基本操作。天线12基本上捕获所有的撞击在天线上的无线电信号，并且将这些信号馈入到接收机滤波器14，该滤波器14试图滤掉在感兴趣频率范围之外的所有信号。例如，假如接收机想用作为GSM接收机，该接收机滤波器14将极大地减小由天线所接收的不在GSM频率900MHz±10％范围内的所有无线电信号的幅度。然后在输入到RF混频级20之前，通过放大器16将接收机滤波器14的输出放大。

在RF混频级20，从放大器16输出的信号被下变频到VLIF。RF LO28产生一射频信号，该射频信号的频率是这样的，其与接收机试图接收的信道的中心频率的差值等于预定的所期望的VLIF。90度移相器26的目的是使下变频信号的I和Q分量能从I和Q RF混频器22、24输出。通过对放大器16输出的信号产生I和Q分量，这样就可以把该信号看作一具有实的和虚的分量(对应于其I和Q分量)的复合信号，并且以这种方法可以分别区分具有正和负频率的信号。

通过I和Q RF混频器22、24输出的I和Q信号分别地输入到I和Q放大器31、32及I和Q低通抗混淆滤波器33、34。这些部件的目的是除去所有的到达天线12的信号的频率分量，该信号太高(当下变频后)而不属于感兴趣的信号(当其下变频后将大约位于直流和信道间隔之间)。实际上，由于滤波器33、34是简单的(即无复合的)，它也将通过包含在负相邻信道中(这是与有用信号相邻且主要位于由RF LO 28产生的射频信号的频率的另一侧的信道)的信号。此外，因为实际(非理想)的滤波器没有非常陡峭的截止点，该滤波器33、34(为避免有用信号的失真)也将允许正相邻信道(该信道与有用信号相邻，且和有用信道位于由RF LO 28产生的射频信号的频率的同一侧)和负相间信道(该信道与位于由RF LO 28产生的射频信号频率的另一侧上的有用信道间隔一个信道，即该信道与前面提到的负相邻信道相邻)的主要部分通过。

从滤波器33、34输出的信号然后输入到I和Q∑-Δ调制器35、36。如本领域的技术人员理解的一样，该∑-Δ调制器35、36产生数字信号，该数字信号对应于输入的模拟信号加上大量的高频噪声。由∑-Δ调制器35、36输出的数字信号由此通过数字低通滤波器37、38，该数字低通滤波器的目的是除去由∑-Δ调制器35、36产生的高频噪声的大部分，以至于留下由抗混淆滤波器33、34通过的模拟信号的数字表示(即有用信道，负相邻信道和正相邻信道及负相间信道的部分)。

这些信号然后输入到数字VLIF混频器级50。这一级的主要功能是进一步将有用信号下变频到想要的基带信号(即集中在直流(d.c)频率附近)。然而，在本发明中，其也起IQ平衡作用。IQ平衡意思是补偿该信号在信号的I和Q分量之间的幅度和相位的变化，该信号是通过RF混频级20和VLIF部分30的模拟部分传输的，其变化是因为在模拟部件(或更精确地说，是在模拟部件对通过它们的信号的响应)中，分别在该I(22，31，33，35)和Q(24，32，34，36)路径上的差别而被引入的。如果不补偿这些不平衡，将导致除有用信号外的信号的无用镜像分量作为噪声和有用信号一起出现在同一基带上。下面将更详细地讨论其发生的这种方式。注意给出的数字VLIF混频器级50包括一复合平衡乘法器51和一IF LO 52。完整的VLIF混频器级50包括用于提供IQ平衡的单元，这些单元可被看成是与复合平衡乘法器或IF LO分离的，或被看作是根据具体配置的这些单元的一个或另一个或两个的形成部分。这将在下面参考图4和图5作更详细的说明。

从数字VLIF混频器级50输出的信号被输入到I和Q数字低通选择性滤波器61、62，该数字低通选择性滤波器的目的是除去所有的在包含有用信号的信道外的噪声分量。然后，一般将这些滤波器的输出馈入到适用于对由滤波器61、62输出的I和Q信号进行数字信号处理的数字信号处理器，例如均衡、话音解码等。

参考图2，现在描述图1所示接收机的信号响应的例子。图2的第一幅频谱图(图2A)给出一有用信号100和一负相邻信号99，其中心频率分别在900.2MHz和900.0MHz，同时用虚线表示由RF LO 28产生的单音信号110。这些信号表示典型的GSM信号，这样每个信号99，100具有一GMSK频谱和信道间隔是200KHz。根据本发明，这样选择RF LO信号110的频率：当下变频时，有用信号将集中在稍微大于半个信道间隔的VLIF附近，并且最好在半个信道间隔的1.1-1.2倍之间。这样在图2中，给出的RF LO信号110在900.085MHz的频率上。当通过RF混频器级50下变频时，这种对RF LO信号110的频率的选择导致有用信号100集中在115KHz的VLIF周围。根据本发明，当这个频率可由多重累加分数N锁相环(Multiple ACCumulatorFRACtional-N Phase Locked Loop)，简记为(MACC FRAC-N PLL)的频率合成器产生时，该RF LO的最佳特别选择将是例如产生的有用信号被集中在115.051KHz的VLIF附近，其对应于13MHz/24*435/2048。这种频率合成器在现有技术中是已知的，并且例如在Hietala等人的美国专利5,111,162“应用于分频器的具有AFC和调制的数字频率合成器”中公开。

图2的第二幅频谱图(图2B)显示了在下变频到VLIF信号之后的100、99，这样有用信号100被集中在115KHz的VLIF附近。负相邻信号也下变频到中心频率大约为-85KHz的VLIF(注意这里我们把该信号看作是复合信号，因此可以区分正和负频率)。图2B还显示了一个真正的直流信号120，其被称作IM2(二次互调)信号。该IM2信号是噪声，其是由天线12检测的来自RF LO的泄漏及其在RF混频器级20上与其自身的再组合，以及在模拟混频器22、24内的二阶非线性的组合产生的。滤波器33、34的作用通过滤波响应曲线130也显示在图2B中。由于滤波器33、34是实际的滤波器，它们的频率响应对直流是对称的。为避免有用信号100的消波或失真，滤波器的角频率被设置为超出215KHz。这实质上导致所有的负相邻信道99(其没有延伸超出-185KHz)由这些滤波器33、34通过。

图2B也给出了某些称作为负相邻信号镜像99’和有用信号镜像100’的镜像信号99’和100’。该负相邻信号镜像99’被集中在+85KHz附近，同时有用信号镜像100’被集中在-115KHz附近。这些镜像信号导致I和Q路径之间的不平衡，从而导致包含在不同的I和Q路径的模拟元件的不平衡(更准确地说是这种元件的频率响应)。

图2的最后一幅频谱图(图2C)给出了有用信号100、负相邻信号99和IM2信号120及镜像信号99’、100’，它们由数字VLIF混频器级50进一步下变频，从而是有用信号100现在处于基带上(即集中在直流附近)并且是数字格式。该负相邻信号已经进一步下变频并被集中在-200KHz上，同时该IM2信号位于-115KHz上。事实上该IM2信号是位于距离有用信号的中心115KHz处，这是本发明接收机的主要优点，因为其使这种信号通过低通滤波器或陷波滤波器滤除而对有用信号100无消波或无失真。图2C也显示出镜像信号99’、100’，其也通过-115KHz被下变频，这样该负相邻信号镜像99’现在被集中在-30KHz以及有用信号镜像100’现在被集中在-230KHz。由于VLIF混频器级50的I、Q平衡的结果，在图2B中显示出镜像信号也已经被降低了幅度。这种I、Q平衡是VLIF混频器级50的第二个功能。实际上，该VLIF混频器级50的I、Q平衡仅能在特定的频率(或在几个个别的频率)上真正很好地实现，然而，为了清晰的缘故及为了更好地看见什么地方是最佳频率或频率，这种VLIF混频器级的陷波效果没有显示在图2C和图3C上。显然，有用信号镜像100’完全地与有用信号100(其延伸基本上没有超出±100KHz)分离，这样，在这个频率上将不需要该VLIF混频器级平衡的最大化，然而该负相邻信道镜像99’被集中到-30KHz附近，并将作为噪声出现在有用信号内，从而这样就需要在负相邻信号镜像99’的中心频率上最大化VLIF混频器级的平衡。

现在参考图3，将说明图1所示接收机的信号响应的第二个例子，在图中显示了在天线12上到达的有用信号100和负相间信号98分别集中在900.2MHz和899.8MHz(同时用一虚线表示由RF LO 28产生的单音信号110)，代替了有用信号100和负相邻信号99。当然，在实际环境中工作时，有用信号100将和许多其它信号包括负相邻信号和负相间信号一起接收；然而，为清晰起见，图2和图3除有用信号外，仅同时考虑一个信号。

负相间信号98与有用信号100间隔400KHz。给出的负相间信号98比有用信号100大得多，这是因为根据GSM规范，相间信道能包含其信号的总功率比有用信号100的功率高达41dB的信号，以作为GSM网络蜂窝结构的复用规定的结果。

从图3的第二频谱图(图3B)可以看出，虽然下变频后的负相间信号98的大部分将被滤波器33、34(通过滤波响应曲线130，其频率响应再次显示在图3中)滤掉，其由滤波器33、34通过的负相间信号98遗留的信号功率仍然非常大。这种情况的主要原因就是：负相间信号比有用信号大很多，其功率甚至在通过滤波器的作用衰减后仍然很大。此外，由于这些信号关于他们的信号强度频率分布都具有高斯性，并且由于该负相间信号是如此之大，因此超出其指配信道(即扩展至负相邻信道)的部分也将表现为一显著的噪声电平，在设计接收机时必须考虑这种大的噪声电平。

从图3的第三幅频谱图(图3C)可以看出，对于在接收机的I和Q路径之间合理的非平衡量，复合平衡乘法器51没有进行任何平衡，在变换到基带后(注意该镜像信号98`、100’应该确实包括在图3B中，但为了清晰起见已经省略)，负相间信号镜像98’的较大部分出现在有用信道上。通过比较图3C和图2C，显然负相间信号镜像98’在有用信号信道内比负相邻信号镜像99’潜在地表现出的无用噪声将要大得多。此外，两个镜像的峰值显然在不同的频率上(又，VLIF混频器级的平衡作用仅在一个或几个个别的频率上有效，该频率没有显示在图3C上)。这样该复合平衡乘法器最好应该能够以这样一种方式进行IQ平衡，即至少尽量减少负相间信号镜像的影响，理想的是同时减少负相间信号镜像和负相邻信号镜像的影响。

图4给出了一阶复合平衡乘法器500。该复合平衡乘法器500包括一个正交相位产生器510；一Q路径增益调整装置520；第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534；以及第一和第二加法器/减法器541、542。正交相位产生器510接收来自IF LO 52的相位信号Osd和作为输入的可编程Q-路径相位校正β，并且输出cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)信号，将其分别施加到第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534的第二输入端；另外，该第一和第二乘法器531、532有数字I-路径信号Iin(从图1的数字I滤波器37输出)被施加到其第一输入端；同时第三和第四乘法器533、534有数字Q-路径信号Qin(从图1的数字Q滤波器38输出)被施加到其第一输入端。第一和第四乘法器531、534的输出作为输入施加到第一加法器/减法器541，其输出一数字基带I信号Iout；同时第二和第三乘法器532、533的输出作为输入施加到第二乘法器542，其输出一数字基带Q信号Qout。

复合平衡乘法器500的作用是从输入信号Iin、Qin和Osd产生输出信号I和Q信号，以公式1表示如下：

I_out+jQ_out＝(I_in+jA_d·e^jβ·Q_in)·e^+jOsd          公式1

从公式1可以看出，假如Qin不同，由于在I和Q路径之间的相对不平衡，假设增益为1/Ad和相位为-β，则该复合平衡乘法器500的作用是按要求修正不平衡。不幸的是，在路径之间的不平衡在频率上不是常数。这样图1的复合平衡乘法器500仅能够在单一频率上准确地平衡I和Q路径。为了全面地描述由于包含在这些路径中的模拟元件的不同而产生的路径之间的不平衡，必须考虑由具有有限脉冲响应(FIR)的滤波器造成的不平衡，通过公式2给出如下：

$H_{\mathrm{imbalance}}\left(z\right)=\frac{1}{A_{d0}}\·e^{-j{\mathrm{\β}}_0}+\frac{1}{A_{d1}}\·e^{-j{\mathrm{\β}}_1}\·z^{-1}+\frac{1}{{\mathrm{Ad}}_2}\·e^{-j{\mathrm{\β}}_2}\·z^{-2}+\·\·\·$ 公式2

显然地，为了计算这样一个FIR的作用，必须提供一个具有由下面公式3给出的响应的滤波器或等效装置；

$H_{\mathrm{balance}}\left(z\right)=A_{d0}\·e^{+j{\mathrm{\β}}_0}+A_{d1}\·e^{+{\mathrm{j\β}}_1}\·z^{-1}+A_{d2}\·e^{-j{\mathrm{\β}}_2}\·z^{-2}+...$ 公式3

根据公式3可以看出，显然由复合平衡乘法器500提供的一阶补偿对应于H_balance的第一项。为提供高阶补偿或平衡，可提供一个专用的具有FIR的数字滤波器以对不平衡进行直到所需要阶次的补偿。然而，最好是复用包含在数字VLIF混频器级50内的复合乘法器的某些单元。

图5给出了一个复合平衡器600，在复合平衡器600内复用了某些部分使其可执行高于一阶的FIR，可在多于一个的频率对I和Q路径之间的不平衡进行补偿(注意一般来说，二阶FIR能在两个特定频率上精确地补偿不平衡，而三阶FIR能在三个特定频率上精确的补偿不平衡，依此类推)的位置上。图5具体给出了一个四阶复合平衡乘法器，然而，对读者来说将很容易明白，该设备可以被修改以改变设备的FIR的阶数，与I和Q信号输入的样本频率相比，最大的限制是可用于复用单元的时钟速度。

复合平衡乘法器600包括一个Q_in存储寄存器601和一个关联的多路复用装置602；一正交相位产生器610和一相位修正β_i存储寄存器611；一Q-路径增益调整装置620和一增益调整A_Di存储寄存器621；第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634；第一和第二加法器/减法器641、642；I_out和Q_out存储寄存器651、652；以及第一和第二开关661、662。

复合平衡乘法器600的操作如下。输入到复合平衡乘法器600的I和Q信号是数字样本值的形式。假定样本值为I_in0，Q_in0，Q_in-1，Q_in-2，Q_in-3，这里I_in0和Q_in0是I_in和Q_in在时间t＝0时的值，Q_in-1是Q_in的前一个在时间t＝-T_s时样本的值，Q_in-2是Q_in在时间t＝-2T_s时的值等。T_s是采样频率f_s的倒数。Q_in存储器601存储Q_in的前面3个值，称为Q_in-1、Q_in-2、Q_in-3。该关联的多路复用装置602具有四个输入(称作Q_in0，Q_in-1，Q_in-2，Q_in-3)，它们中的任何一个可选择为形成输出，该输出在增益调整装置620上通过。增益调整装置620将出现在其两个输入端的两个值一起相乘，即从多路复用装置602输出的值和从增益调整A_Di存储寄存器621输出的值，该增益调整A_Di存储寄存器621存储有增益调整系数A_D0，A_D1，A_D2，A_D3。

正交相位产生器610接收作为输入的信号Osd和接收从相位修正β_i存储寄存器611输出的信号。通过正交相位产生器610输出的信号是在f_s的速率下输出的cos(Osd)和sin(Osd)，以及在4f_s的速率下输出的cos(Osd+β_i)和sin(Osd+β_i)。该信号cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)被分别施加到第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634的第二输入端；另外，该第一和第二乘法器631、632具有被施加到它们的第一输入端的数字I-路径信号I_in0(从图1的数字I滤波器37输出)；同时第三和第四乘法器633、634具有施加到它们的第一输入端的增益调整装置620的输出。第一乘法器631的输出被施加到第一开关661的第一端；第二乘法器632的输出被施加到第二开关662的第一端；第三乘法器633的输出作为输入被施加到第二加法器/减法器642；以及第四乘法器634的输出作为输入被施加到第一加法器/减法器641。第一加法器/减法器641的输出施加到I_out存储寄存器651，第二加法器/减法器642的输出施加到Q_out存储寄存器652。该I_out存储寄存器651的输出形成复合平衡乘法器600的输出I_out并又被反馈到第一开关661的第二端。该Q_out存储寄存器652的输出形成复合平衡乘法器600的输出Q_out并又被反馈到第二开关662的第二端。第一开关661用作将其第一端或其第二端连接到第一加法器/减法器641的输入端。第二开关662用作将其第一端或其第二端连接到第二加法器/减法器的输入端。对读者来说，很明显地当两个开关661、662将各自加法器/减法器的输入端连接到开关的第二端时，该加法器/减法器和各自的存储寄存器一起将被用作将运行总数储存在各自的存储寄存器中的累加器。

现在考虑所要求的复合平衡乘法器600的输出，其由公式4给出如下：

I_out+jQ_out＝(I_in0+jQ_in0·A_D0·e^jβ0+jQ_in-1·A_D1·e^jβ1+…+jQ_in-3·A_D3·e^jβ3)e^jOsd

                                                    公式4

为了实现由这个公式给出的I_out和Q_out信号，该复合平衡乘法器在每一个取样周期T_s运行四个循环。在第一个循环，计算项I_in0*e^jOsd和jQ_in0*A_D0*e^jβ0*e^jOsd。为此，多路复用器602选择其接收Q_in0的第一输入端作为其输出，并且增益调整存储寄存器621输出增益调整常数A_D0，然而在增益调整装置620将A_D0与Q_in0相乘产生Q_in0*A_D0。同样相位调整存储寄存器611输出β₀，其通过正交相位产生器610的使用分别产生e^jOsd和e^j(β0+Osd)分量的实部(cos)和虚部(sin)。

这些分量适当地与I_in0和Q_in0在乘法器631和634中相乘，并且实数项和虚数项适当地在加法器/减法器641和642中相加，以分别产生(I_in0+jQ_in0*A_D0*e^jβ0)*e^jOsd的实部和虚部。然后将它们分别存储在I_out和Q_out存储寄存器651、652上，第一循环结束。

在第二循环期间，第一和第二开关661、662切换到其第二状态，这样存储寄存器651、652的输出被反馈到加法器/减法器641、642的第一输入端。同样，多路复用装置602选择其从Q_in存储寄存器601接收的第二输入Q_in-1作为其输出；增益调整存储寄存器621将A_D1输出到增益调整装置620；以及相位调整装置611将β₁输出到正交相位产生器610以产生e^j(β1+Osd)的实部和虚部分量，它们在乘法器633和634中与增益调整装置620的输出相乘(即Q_in-1*A_D1)，以产生项目jQ_in-1*A_D1*e^j(β1+Osd)的虚部和实部分量，其被分别累加到存储在存储寄存器652和651的数值中；然后新的总数被重新存储在寄存器652和651中，准备第三和第四次循环。

第三和第四循环以与第二循环相似的方式进行，直到公式4的所有分量都已经计算出来，由此信号I_out和Q_out变成有效；开关661和662被返回到其第一位置；并且在复合平衡乘法器600的输入端接收I_in、Q_in和Osd的新样本值。

现在读者将更加明白，本发明提供了一无线电接收机结构，其具有直接变频接收机的如下优点：其不需要昂贵的SAW滤波器和不需要第二射频本地振荡器，且其能接收比以每秒20-30千码元的速度(根据GSM或相似的规范，在其相邻信道和相间信道可包含比有用信号幅度大得多的噪声)传送码元的一阶调制(即每个码元2个或多个比特)大得多的窄带(例如200KHz)无线电信号，仍然能。这是利用一本地振荡器来实现的，该本地振荡器将有用信号下变频到集中在一VLIF频率的附近，该频率是半个信道间隔的1.1到1.2倍。为了克服基带上位于有用信号信道内的、由于信道间隔的选择而导致的负相间镜像信道产生的附加噪声量，使用一平衡复合乘法器执行中频到基带的下变频以增强镜像抗拒比。理想的是，使用二阶或高阶平衡复合乘法器，其在两个或多个频率上基本上有很好的镜像抗拒比，其可被预编程以减小来自无用镜像信号噪声的影响。

本领域的技术人员很容易理解，图4和图5的该复合平衡乘法器仅是可能的设备和可选择性设备的例子。

Claims (16)

1.一种用于接收信号的装置，所述信号符合一个通信标准，并包含由有用信号调制的载波信号，所述通信标准定义了多个通信信道，这些信道的中心频率由称为信道间隔的固定频率相互分隔开，所述调制的载波信号占据所述多个通信信道中的一个，

所述装置的特征在于本地振荡器，用于产生实际本地振荡器频率的第一和第二信号，所述实际本地振荡器频率不同于所述有用信号占据的信道的所述中心频率，它们之间的频率差大于所述信道间隔的一半，从而当把接收到的信号与所述第一和第二信号混频时，产生由有用信号调制的、集中在一个大于半个信道间隔的甚低中频附近的复合数字甚低中频信号。

2.如权利要求1所述的装置，其中所述甚低中频的幅度比所述信道间隔的一半大10％到20％。

3.如权利要求1或2所述的装置，其中所述实际本地振荡器频率与所述有用信号的所述中心频率间的所述频率差比所述频率间隔的一半大10％到20％。

4.如权利要求1所述的装置，其中所述的本地振荡器是分数N锁相环频率合成器。

5.如权利要求4所述的装置，其中该分数N锁相环频率合成器包含两个或多个累加器。

6.如权利要求1所述的装置，还包括复合乘法器，用于将集中在数字甚低中频附近的有用信号下变频为基带信号，同时除去任何无用的镜像信号。

7.如权利要求6所述的装置，其中所述的复合乘法器包括调整装置，用于将同相位和正交相位信号之一相对于另一个调整相位和/或增益。

8.如权利要求7所述的装置，其中该调整装置是一阶调整装置。

9.如权利要求7所述的装置，其中该调整装置是二阶或更高阶调整装置。

10.如权利要求1所述的装置，进一步包括模数转换器，设置为接收复合IF信号并将其转换为数字信号。

11.如权利要求10所述的装置，其中所述模数转换器是过采样总和增量模数转换器。

12.如权利要求1所述的装置，其中所述装置被形成为一集成电路，包括用于发射信号的发射电路。

13.如权利要求12所述的装置，其中所述装置和所述发射电路共享多个部件。

14.一种用于接收信号的方法，所述信号符合一个通信标准，并包含由有用信号调制的载波信号，所述通信标准定义了多个通信信道，这些信道的中心频率由称为信道间隔的固定频率相互分隔开，所述调制的载波信号占据所述多个通信信道中的一个，

所述方法的特征在于，产生实际本地振荡器频率的第一和第二信号，所述实际本地振荡器频率不同于所述有用信号占据的信道的所述中心频率，它们之间的频率差大于所述信道间隔的一半，以及，把接收到的载波信号与所述第一和第二信号混频，从而产生由有用信号调制的、集中在一个幅度大于半个信道间隔的甚低中频附近的复合数字甚低中频信号。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述甚低中频的幅度比所述信道间隔的一半大10％到20％。

16.如权利要求14或15所述的装置，其中所述实际本地振荡器频率与所述有用信号的所述中心频率间的所述频率差比所述频率间隔的一半大10％到20％。

Images