CN102405415A - 在高精度长期频率/定时测量中的噪声抑制技术 - Google Patents

Abstract

一种频率/定时测量仪器包括具有参考源输出端子的参考源。至少一个目标源具有目标源输出端子。所述至少一个目标源通信地耦合到该参考源。频率定时测量块具有电耦合到该参考源输出端子的第一输入端子、电耦合到该目标源输出端子的第二输入端子、以及至少一个输出端子。频率定时测量块被配置成执行噪声成形技术以减少可归因于在该参考源和目标源之间相关的相位噪声的测量误差，并在所述至少一个输出端子处提供减少的相关噪声测量。也说明了抑制相关噪声的方法。

Description

在高精度长期频率/定时测量中的噪声抑制技术

相关申请的交叉引用

本申请要求于2009年2月20日提交的共同未决的第61/208,132号美国临时专利申请“Noise Suppression Techniques in High-PrecisionLong-Term Frequency/Timing Measurements”的优先权和利益，该申请通过引用被全部并入本文中。

发明领域

本发明一般涉及噪声抑制技术，尤其是涉及使用相关的噪声抑制技术。

发明背景

高精度长期频率/定时测量技术在工程应用中例如在通信、电子和传感器系统的领域中具有至关重要的作用。在范围从测量技术到频率标准的应用中，精度常常受到低频偏移相位噪声的限制。

这种噪声可以部分地归因于“有色噪声”(“colored noise”)，即作为频率的函数而变化的噪声，例如1/f³噪声。有色噪声在高频测量中可以由低频噪声的上变频引起。例如，闪变效应噪声可以出现在频率/定时块的基频和谐波频率处。由于有色噪声在邻近的测量样本之间呈现高相关性，不能对它采用传统的样本平均方法进行抑制。

高精度长期频率/定时测量技术在现代生物传感器中例如在磁生物传感器应用中是非常重要的。以便携式微阵列形式的磁生物传感器已经被提出以取代或加强传统荧光传感器，其需要体积大和昂贵的光学系统。此外，便携式微阵列生物传感器对护理地点(Point-of Care)(POC)医学应用例如疾病检测、控制和监控是有前途的，其中关键技术挑战是手持便携性、高灵敏度、电池级功率消耗以及低成本。

但是，如所报道的磁传感器迄今为止要求外部偏置磁场和/或复杂的后处理，限制了它们的形状因子和成本。采用高精度频率/定时测量技术的超灵敏频移测量方案被提出以处理这些问题。然而，相位噪声、尤其是在便携式微阵列磁生物传感器原型中的低频噪声仍然是存在问题的。

因此，所需要的是大大地抑制在频率/定时测量技术中的相位噪声功率而不显著地增加成本和功率消耗的方法和仪器。

发明内容

在一方面，本发明涉及包括具有参考源输出端子的参考源的频率/定时测量仪器。至少一个目标源具有目标源输出端子。至少一个目标源通信地耦合到参考源。频率定时测量块具有电耦合到参考源输出端子的第一输入端子、电耦合到目标源输出端子的第二输入端子、以及至少一个输出端子。频率定时测量块被配置成执行噪声成形技术以减少可归因于在该参考源和目标源之间相关的相位噪声的测量误差，并在所述至少一个输出端子处提供减少的相关噪声测量。

在一个实施方式中，参考源和至少一个目标源共享至少一个公共电路元件。

在另一实施方式中，所述至少一个公共电路元件以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个而被共享。

在又一实施方式中，相位噪声包括低频相位噪声。

在又一实施方式中，低频相位噪声包括1/f³噪声。

在又一实施方式中，参考源包括参考源LC储能电路，并且至少一个目标源包括至少一个目标源LC储能电路，以及该参考源LC储能电路和所述至少一个目标源LC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共振荡器有源核心。

在又一个实施方式中，该仪器包括一个或多个集成单元，每个集成单元具有多个LC储能电路，LC储能电路之一用作参考源LC储能电路。

在又一个实施方式中，该仪器包括以时间复用方式由多个复用器寻址的两个或更多个集成单元。

在又一个实施方式中，参考源包括参考源RC电路，而至少一个目标源包括至少一个目标源RC电路，并且参考源RC电路和至少一个目标源RC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共张弛振荡器放大器。

在又一个实施方式中，频率/定时测量仪器集成在公共基片上。

在又一个实施方式中，频率定时测量块包括多个级联延迟器和频率计数器。

在又一个实施方式中，频率计数器的至少一个包括一位计数器。

在又一个实施方式中，频率/定时测量仪器包括M个频率计数器和M个级联延迟器。这M个级联延迟器的每一个被配置成具有延迟T_D。

在又一个实施方式中，M×T_D等于或大于参考频率和目标源频率中的所选择的一个的振荡周期。

在又一个实施方式中，仪器包括磁生物传感器阵列。

在又一个实施方式中，磁生物传感器阵列被配置成利用相关双计数噪声抑制技术。

在另一方面，本发明涉及抑制相关噪声的方法，其包括下列步骤：提供产生参考源信号的参考源和产生目标源信号的至少一个目标源，参考源和目标源被配置成建立在参考源信号和至少一个目标源信号之间的相位噪声的相关性；提供配置成测量参考源信号和目标源信号中的所选择的一个的测量块；对至少一个目标源信号和参考信号的至少一个差分地计数N次以提供N个差分测量；基于这N个差分测量的平均值来计算至少一个目标源的每一个的减少的相关噪声测量；以及记录每一个减少的相关噪声测量。

在一个实施方式中，提供测量块的所述步骤包括提供频率定时块。

在另一实施方式中，提供频率定时测量块的步骤包括提供分数计算块。

在又一实施方式中，差分地计数的步骤包括同步相关差分计数方案。

在又一实施方式中，差分地计数的步骤包括正常模式相关差分计数方案。

在又一实施方式中，差分地计数的步骤包括交错N模式相关差分计数方案。

在又一实施方式中，差分地计数的步骤包括在τ/N的时间间隔上差分地计数，其中τ是所述参考源的测量和所述目标源的测量中的所选择的一个的总的累积测量，而N是交错部分的总数。

在又一实施方式中，分数计算块包括多个级联延迟器和频率计数器。

在又一实施方式中，相位噪声包括低频相位噪声。

在又一实施方式中，低频相位噪声包括1/f3噪声。

在又一实施方式中，提供参考源和至少一个目标源的步骤还包括提供参考源LC储能电路和至少一个目标源LC储能电路，参考源LC储能电路和至少一个目标源LC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共振荡器有源核心。

在又一实施方式中，提供参考源和至少一个目标源的步骤还包括提供参考源RC电路和至少一个目标源RC电路，参考源RC电路和至少一个目标源RC电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共张弛振荡器放大器。

在又一方面，本发明涉及包括具有参考源端子的参考源的频率/定时测量仪器。至少一个目标源具有目标源端子。至少一个有源核心具有至少两个有源核心输入和一个有源核心输出端子。有源核心被配置成产生表示至少一个目标源的电感和参考源的电感中的所选择的一个的频率。开关电路配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个将有源核心电耦合到参考源端子和至少一个目标源端子中的所选择的一个。频率定时测量块具有电耦合到有源核心输出端子的频率定时测量块输入端子、和至少一个频率定时测量块输出端子。频率定时测量块被配置成执行噪声成形技术以减少可归因于在参考源和目标源之间相关的相位噪声的测量误差，并在至少一个频率定时测量块输出端子处提供减少的相关噪声测量。

本发明的上述和其它目的、方面、特征以及优势从下面的说明和权利要求中将会变得更明显。

附图的简要说明

参考下面描述的附图和权利要求，可以更好地理解本发明的目的和特征。附图不一定按比例，而是一般着重于说明本发明的原理。在附图中，相似的数字在各种视图中始终用于指示相似的部分。

图1显示说明差分感测方案的方框图。

图2显示说明对测量N个频率/定时源有用的差分感测方案的方框图。

图3A显示用于建立在参考源和一个或多个目标源之间的相位噪声相关性的LC振荡器的一个示例性实施方式。

图3B显示用于建立在参考源和一个或多个目标源之间的相位噪声相关性的RC振荡器的另一示例性实施方式。

图4显示说明基本的交替差分感测方案的测量过程的时间线。

图5显示说明用于实现N个目标源的交替差分感测方案的一个示例性方案的时间线。

图6显示说明用于实现N个目标源的交替差分感测方案的另一示例性方案的时间线。

图7显示说明用于针对一个参考源和一个目标源的示例性情形来实现交错N模式交替相关差分计数方案的一个示例性方案的时间线。

图8A显示说明针对源频率测量的交错N交替相关差分计数方案的一个示例性实现的方框图。

图8B显示用于实现图8A的分数频率计数块的示例性实施方式。

图8C显示用于实现图8A的分数频率计数块的可选的示例性实施方式。

图9显示电感频移磁感测方案的图示。

图10显示基于振荡器的频移感测设备的本底噪声的示例性曲线图。

图11显示说明正常差分感测方案和CDC(相关双计数)方案的原理图，其中1/f³相位噪声在两个振荡器之间是相关的。

图12是显示正常差分方案和CDC方案的噪声成形函数的噪声成形曲线图。

图13显示示例性四核心CDC传感器单元的原理图。

图14显示完整的示例性传感器系统结构的方框图。

图15A显示系统的芯片缩微照片，以及图15B是一个四核心传感器单元的放大视图。

图16显示测定的振荡器的相位噪声的曲线图。

图17显示相对于计数时间绘制的频率不确定性的示例性曲线图。

图18显示对于CDC方案、正常差分方案和无差分运算方案在时域中的频率计数结果的曲线图。

图19显示具有沉积珠(deposited bead)的传感器位置的一个示例性SEM图像。

图20是显示相对于珠数的传感器频移的曲线图。

图21显示在两次测量期间具有相同的S_Φ(f)的NMOS有源核心的时间线图。

图22显示在两次测量期间具有相同的S_Φ(f)和零复位时间的NMOS有源核心的时间线图

图23显示相对于交错部分的数目(N)绘制的所计算的ζ²(标准化)的曲线图。

详细说明

本文描述的技术利用在测量目标和测量参考/标准之间的差分感测。测量仪器配置成在两个源之间建立相位噪声的相关性。通过结合下面描述的定时方法应用该技术，这些技术导致相关相位噪声的噪声成形，并大大地抑制相关相位噪声，尤其是低频移内容。

差分感测

图1显示说明差分感测方案的方框图。在图1中，块1是我们想要测量的目标源，而块2是用作频率/定时标准的参考源。块3感测这两个源的频率/定时。块3可以例如被实现为同步频率计数或可选地实现为在块之间的交替的频率计数。

图2显示说明对测量N个频率/定时源有用的差分感测方案的方框图。在图2中，N个源中的任何一个可以作为参考源起作用，而剩下的N-1个源相对于参考源作为N-1个目标源被测量。

有在参考源和一个或多个目标源之间建立低频偏噪声的相关性的许多方法。图3A显示用于在参考源和一个或多个目标源之间建立相位噪声的相关性的LC振荡器的一个示例性实施方式。在这个示例性电路拓扑中，两个谐振储能电路共享公共振荡器有源核心。块3代表共享的有源核心，其被用于在目标源和参考源之间建立低频噪声的相关性。开关K₁、/K₁、K₂和/K₂被用于控制在有源核心和谐振储能电路之间的连接。有源核心因此能以时间复用方式或同步方式被n个源共享。应理解，可存在另外的K_n开关以与多于两个的储能电路共享同一有源核心。存在建立这种相关性的其它电路和方法。预期的是目标源可以通信地耦合到参考源，使得在参考源和目标源之间的相位噪声被关联而不利用诸如公共有源核心的共享电路元件。

图3B显示用于在参考源和一个或多个目标源之间建立诸如低频偏噪声的噪声的相关性的RC振荡器的另一示例性实施方式。在这个电路中，基本的感测或参考振荡器可以包括作为有源核心的反馈运算放大器(OP-Amp)和作为N个检测位置的可转接的RC网络，其测量电阻(例如，R_1，k-R_3，k)或电容(例如，C_1，k-C_3，k)的变化，其中k从1到N。

在检测“参考”的操作阶段中，仅S_Rcf开关是闭合的。反馈运算放大器和最上层RC网络形成基于张弛的参考振荡器。在检测特定位置k的感测期间，仅S_k开关是闭合的。反馈运算放大器和第k个RC网络形成(第k个感测位置的)基于张弛的感测振荡器。

在图3B的实施方式中，有色相位噪声的主要源一般归因于运算放大器中的有源器件。在参考振荡器和感测振荡器的有色相位噪声之间也有高度的相关性。如本文所描述的，在参考源和N个目标(感测)源之间的这种差分运算大大地抑制相关相位噪声，并增加检测(测量)的灵敏度。

虽然图3A和图3B的实施方式显示了示例性的LC和RC参考和目标源振荡器，但是可以使用可响应于物理参数(例如，在感测目标体积中存在的珠的数量)而产生的其它振荡器，例如RL振荡器或任何其它适合类型的振荡器。

噪声成形技术

同步相关差分计数方案

在同步相关差分计数方案中，例如显示在图1中的两个频率/定时源或图2中的N个频率/定时源被同步地测量。频率/定时差异被获取作为测量结果，得到源的相关噪声功率的高度抑制。

交替相关差分计数方案(正常模式)

在例如在源之间存在强耦合的许多应用中，在上文描述的同步频率/定时是较不适合的。因此，采用诸如正常模式交替相关差分计数方案的另一方法可能是优选的。

图4显示说明基本的交替差分感测方案的测量过程的时间线。为简单起见，我们假定有一个参考源和一个目标源。这里，这两个源在不同的时隙操作，因此避免在测量期间源之间的不希望有的耦合。

现在我们转到在交替相关差分计数方案中被测量的多个目标源的情况。我们描述对于如图5和图6的时间线所显示的N个目标源的这种情形的两个示例性的可选的方法，其中N是大于1的整数。也可以组合如本文所描述的这种方案。

图5显示说明用于针对N个目标源实现交替差分感测方案的一个示例性方案的时间线。在这个实施方式中，首先测量参考源，接着测量N个目标源的每一个。在每个时间间隔T_测量期间进行测量。在每次测量之间，存在“复位”时间T_置位，T_置位范围可以从T_测量的一部分到实质上为0的时间。

图6显示说明用于针对N个目标源实现交替差分感测方案的另一示例性方案的时间线。在这个实施方式中，每当要测量目标源时，在每次目标源测量前或后测量参考源。

交替相关差分计数方案(交错N模式)

在交替频率计数情形中，低频偏相位噪声失去其在测量样本之间与长计数时间的相关性，这限制了噪声抑制。但是，这个长计数方案不能容易地简化，因为它限制了频率感测不确定性。交错N模式交替相关差分计数方案处理这个问题。

图7显示说明用于针对一个参考源和一个目标源的示例性情形实现交错N模式交替相关差分计数方案的一个示例性方案的时间线。在这个方案中，差分信号被给出作为N次测量的平均值，由下列方程示出：

其中目标测量_i和参考测量_i是在第i个时隙中目标源和参考源的测量，i从1变化到N。

可以看到，假定复位时间T_置位可以忽略不计，这个方案提供在同一总测量时间2τ内对参考源和目标源之间的低频相关噪声的高得多的抑制。为了促进这个方案的功能，需要保证测量精度在测量时隙τ/N中足够高。

图8A显示说明源频率测量的交错N交替相关差分计数方案的一个示例性实现的方框图。分数计数块保证对每个τ/N时隙的测量精度(说明不确定性)足够高，使得总的频率测量得到保证。图8B和图8C显示用于实现图8A的分数频率计数块的可选的示例性实施方式。在图8B中，测量信号(目标或参考)的一个被耦合到延迟T_d级联的第一延迟T_d和M个计数器的每一个的第一输入，而计数器启动信号被耦合到M个计数器的每一个的第二计数器输入。在图8C中，计数器启动信号被耦合到延迟T_d级联的第一延迟T_d和M个计数器的每一个的第一输入，而测量信号(目标或参考)的一个被耦合到M个计数器的每一个的第二计数器输入。M是大于1的整数。

因此，如果选择总的延迟时间M×T_d使得M×T_d等于或略大于我们想要测量的信号的振荡周期，通过对M个频率计数输入进行平均，我们将得到具有大约N/(T_d×M)精度的分数。因此，对于期望的频率计数精度可以在τ/N测量时隙内选择M。

同样，如果使M×T_d等于或略大于信号的振荡周期，M个频率计数器结果仅在其最低有效位上不同。因此，在一些实施方式中，一个频率计数器可以利用全部位来实现，而剩下的M-1个计数器可以仅利用一位来实现，简化了计数器的实现。

也可以将交错N模式交替相关差分计数方案叠加到其它方案(例如图5和图6)上以测量N个源。

使用相关双计数噪声抑制的超灵敏CMOS磁生物传感器阵列

现在详细说明利用上文描述的噪声抑制技术的可调整的和超灵敏的频移磁生物感测阵列方案。在这个例证性例子中，传感器本底噪声的理论限制实质上由感测振荡器的相位噪声控制。为了增加灵敏度，采用了噪声抑制技术，即没有功率开销的相关双计数(CDC)。作为实现的例子，在标准65nm CMOS工艺中设计了64-单元传感器阵列。CDC方案实现了额外的6dB噪声抑制。所提供的传感器的磁感测能力通过利用单个珠的14.6dB的信噪比(SNR)和至少74.5dB的有效动态范围检测微米大小的磁性粒子得到验证。

这个感测方案的基本本底噪声被模型化，且噪声抑制技术，即如所描述和所实现的相关双计数(CDC)在传感器阵列中获得6dB的噪声抑制，而没有任何功率开销。

感测方案和噪声抑制技术

磁生物感测一般利用夹层生物化验来完成。目标分子首先被预先沉积的分子探针俘获到传感器表面上。使用其它类型的探针涂覆的磁性粒子(标签)然后由俘获的目标分子添加和固定。因此，可以通过感测留在该表面上的磁性标签来检测样本中目标分子的存在。

频移磁感测和噪声分析

在频移感测方案中，片上LC振荡器的电感器起感测核心的作用。穿过电感器的AC电流产生磁场以极化在感测核心的感测空间或体积中存在的磁性粒子。磁性粒子的这个存在增加空间中的总磁能，并因此导致感测电感器电感的有效增加。因此，片上LC振荡器可以经由振荡频率的相应的向下偏移感测到这个电感的增加，如我们在H.Wang等人的“AFrequency-Shift CMOS Magnetic Biosensor Array with Single-Bead sensitivityand NO External Magnet”(IEEE ISSCC Dig.Tech.Papers，pages 438-439，Feb.2009)、于2009年3月6日提交的第12/399,603号美国专利申请“Effective-inductance-change Based Magnetic Particle Sensing”和于2009年9月15日提交的第12/559,517号美国专利申请“AFrequency-shift COMSMagnetic Biosensor Array with Singlebead Sensitivity and No ExternalMagnet”中所描述的。第12/399,603号和第12/559,517号申请为了所有的目的通过引用被全部并入本文中。

图9显示电感频移磁感测方案的图示。振荡频率通过频率计数(即，记录在给定计数时间T内的上升沿的数量)而被测量。因此，本底噪声由波形的定时抖动

设定，所述波形的定时抖动由其相位噪声频谱S_φ(ω)确定。频率计数中的相对频率误差

因此可以被计算为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_0}^2=\frac{{\left(\mathrm{\Δf}\right)}^2}{f_0^2}=\frac{{\mathrm{\σ}}_T^2}{T^2}=\frac{1}{T^2{\mathrm{\ω}}_0^2}E\left\{{[\mathrm{\φ}\left(T\right)-\mathrm{\φ}\left(0\right)]}^2\right\}$

$=\frac{4}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{T}^2}{\∫}_0^{+\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\frac{\mathrm{\ωT}}{2}\mathrm{d\ω},---\left(1\right)$

其中，f₀＝ω₀/2π是振荡频率，而ω是SSB相位噪声S_φ(ω)(ω)的偏移频率。(Δf)²代表在计数期间的频率不确定性。

在短计数时间(

其中

是相位噪声S_φ(ω)的1/f³拐角频率，1/f²噪声控制抖动，而

反比于T)：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_0}^2=\frac{{\mathrm{\σ}}_T^2}{T^2}=\frac{{\mathrm{\κ}}^{2}T}{T^2}=\frac{{\mathrm{\κ}}^2}{T},---\left(2\right)$

其中κ是振荡器的1/f²抖动系数。对于大计数间隔

1/f³相位噪声占优势并导致

独立于T：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_0}^2=\frac{{\mathrm{\σ}}_T^2}{T^2}=\frac{{\mathrm{\ζ}}^2{T}^2}{T^2}={\mathrm{\ζ}}^2,---\left(3\right)$

其中，ζ是1/f³抖动系数。此外，由于测不准原理(有限计数窗口长度的效应)，存在与

成比例的测量误差。可以绘制总频率不确定性的图，其显示ζ²确定最终的传感器本底噪声。图10显示基于振荡器的频移感测设备的本底噪声的一个示例性曲线图。

在一些实施方式中，可以通过将感测振荡器和参考振荡器配对来使用差分感测。为了消除由于诸如电源和温度变化的效应而产生的共模漂移，采用感测振荡器和参考振荡器的频率差异作为传感器的输出。在差分感测中，额外的因子2出现在中用于噪声功率加倍，

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_0}^2=\frac{8}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{T}^2}{\∫}_0^{+\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\frac{\mathrm{\ωT}}{2}\mathrm{d\ω}.---\left(4\right)$

相关双计数(CDC)噪声抑制技术

基于上述分析，1/f³相位噪声(由ζ²系数俘获)设定最小传感器本底噪声。这个1/f³相位噪声由设备的闪变效应噪声和振荡器的波形特性确定，并且超出一定水平就难以减少。1/f³噪声抖动(ζ²T²)由于其长相关时间而以较快的速度积累。当这个相关性导致较高的积分噪声功率时，它也产生噪声消除的可能。

在正常差分感测中，在感测和参考振荡器之间的抖动是不相关的，这给出因子2。但是，如果1/f³相位噪声在这两个振荡器之间是相关的，这个相关噪声可以通过相关双计数(CDC)方案被减去，其中从另一个频率计数减去一个频率计数将减少相关噪声分量，并因此如图10中所示降低测量的不确定性基数。由于1/f³相位噪声主要来自CMOS振荡器中的有源器件的闪变效应噪声的上变频，这暗示以在差分运算期间增加参考和感测核心之间的闪变效应噪声相关性——例如有源核心共享——以实现振荡器之间的1/f³相位噪声相关性的方式来设计这两个振荡器。图11显示说明正常差分感测方案和CDC方案的原理图，其中在两个振荡器之间的1/f³相位噪声是相关的。

大致类似于在图像传感器中使用的相关双采样(CDS)的噪声抑制技术不增加功率损耗或芯片面积。此外，使用基于振荡器的频移感测的这个CDC方案提供了一般的传感器设计方法，其可以被应用于测量LC谐振变化的任何类型的传感器，例如在压力传感器中的电容感测。

CDC方案可以在数学上被建模。假定φ(t)作为振荡器波形的相关的随机相位，CDC方案的有效噪声是：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_0}^2=\frac{1}{T^2{\mathrm{\ω}}_0^2}E\left\{{[\mathrm{\φ}\left(2T\right)-\mathrm{\φ}\left(T\right)-[\mathrm{\φ}\left(T\right)-\mathrm{\φ}\left(0\right)\left]\right]}^2\right\}$

$=\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{T}^2}{\∫}_0^{+\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ωT}}{2}\right]\mathrm{d\ω},---\left(5\right)$

其中T是计数时间，而ω₀是标称振荡频率。正常差分方案和CDC方案的噪声成形函数可以被定义和绘制为如在图12中的噪声成形曲线中所示的。与正常差分情形相比，CDC方案提供在低频偏移处的4阶0，使对1/f³相位噪声的抑制成为可能。

此外，假定

的1/f³相位噪声剖面，在这两个方案之间的噪声功率抑制比(NPRR)可以在数学上被计算为：

$\mathrm{NPRR}=\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_{0,\mathrm{diff}}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δf}/f_{0,\mathrm{CDFC}}}^2}=\frac{\frac{8}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{T}^2}{\∫}_0^{+\∞}{S}_{\mathrm{\φ}\frac{1}{f^3}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\frac{\mathrm{\ωT}}{2}\mathrm{d\ω}}{\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2{T}^2}{\∫}_0^{+\∞}{S}_{\mathrm{\φ}\frac{1}{f^3}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ωT}}{2}\right]\mathrm{d\ω}}$

$=2{\mathrm{\ζ}}^2/{\mathrm{\σ}}_{\frac{\mathrm{\Δf}}{f_{0,\mathrm{CDFC}}}}^2\≈9.8\mathrm{dB},---\left(6\right)$

其中，对于给定1/f³相位噪声，可以计算出ζ²。这表明通过CDC方案可以实现高达9.8dB的噪声抑制比。

传感器系统实现

在这个章节中，提出了使用CDC方案的CMOS磁传感器阵列作为示例性实施方式。

四核心传感器单元

阵列中的每个传感器单元被设计成有四个感测位置(四个感测电感器)，其中这四个感测位置中的任何一个可以被选择成起参考传感器的作用，而另外三个起有源传感器的作用。图13显示示例性四核心CDC传感器单元的原理图。为保持差分感测之间的1/f³相位噪声的相关性，四个感测电感器被设计成共享同一交叉耦合的核心，其上变频的闪变效应噪声比1/f³相位噪声占优势。NMOS开关被用于将期望的LC储能电路与有源核心相耦合。开关被优化以最小化其1/f³相位噪声，这种相位噪声在差分感测期间是不相关的，且不能通过CDC方案被抑制。感测振荡器的标称频率是1GHz。

传感器系统结构

图14显示完整的示例性传感器系统结构的方框图。为了高吞吐量在同一CMOS芯片上实现了十六个四单元传感器单元。复用器被设计成将感测振荡器输出馈送到芯片上频率计数器(即，以时间复用方式)。由于只需要在每个四单元中的一个感测位置充当参考，每个芯片总共具有48个有用的传感器位置。而且，这种结构可以调整到在一个芯片上的大规模阵列。此外，由于传感器芯片的IO只有DC电源和数字输入/输出，多个芯片可以容易地被堆叠以用于超高吞吐量的应用，例如基因测序和基因定型。

图15A显示系统的芯片缩微照片，而图15B显示四核心传感器单元之一的放大视图。感测电感器是在1GHz处具有6.8的Q的120μm 6-匝对称螺簧。选择60μm的感测电感器间隔以平衡集成度和与邻近单元的耦合。总系统功率消耗是80mW。

传感器电性能

传感器振荡器的相位噪声采用RDL相位噪声分析仪来测量，分别在1KHz和1MHz偏移实现-63.1dBc/Hz和-135.3dBc/Hz的标称相位噪声。图16显示测定的振荡器相位噪声的曲线图。

本文描述的CDC方案的噪声抑制功能可以通过频率计数得到验证。相对频率的标准偏差可以参照不同的计数时间T来测量。图17显示相对于计数时间绘制的频率不确定性的示例性曲线图。

相关噪声实例从一个四核心单元采样，而正常差分实例利用来自不同核心但空间上邻近以消除其温度漂移的振荡器来测量。误差斜率(由于测不准原理)是-10dB/十倍程，其与上文讨论的分析结果相吻合。

在大的计数间隔(T＞0.01s)处，测定的传感器噪声达到由1/f³相位噪声设定的最小本底噪声。与正常差分方案相比，CDC方案实现6dB本底噪声抑制。该值小于理论上预测的9.8dB，这主要是由于总1/f³相位噪声的一部分是来自开关晶体管的不相关噪声。图18显示CDC方案、正常差分方案和无差分运算方案在时域中的频率计数结果的曲线图。

传感器磁感测性能

为了验证传感器的磁感测能力，

MyOne^TM羧酸(直径＝1μm)被用作测试样本。将具有不同的珠浓度的溶液沉积到感测位置上，并测量相应的频移。利用扫描电子显微镜(SEM)图像来获得在每个位置上的珠的精确数目。图19显示具有沉积珠的一个传感器位置的一个示例性SEM图像。

相对于不同的珠数的传感器频移显示在图20的曲线图中。单个珠的外推频移在取平均前是342.4Hz，信噪比为14.6dB。测定的传感器线性响应(多至983个珠)表明至少74.5dB的有效动态范围。采用在基因级(DNA/RNA)和细胞级(细菌)上的生物样本的实验目前正在试验中。

上文描述了可调整的超灵敏CMOS磁传感器阵列。也描述了增加灵敏度而没有任何功率开销的噪声抑制技术。作为新技术的一个例子，在65nmCMOS工艺中实现了64单元传感器阵列。利用64单元传感器阵列进行的测量验证了本文所描述的在高精度长期频率/定时测量中噪声抑制技术的噪声抑制能力和磁感测功能。

理论背景材料

相位噪声、抖动、和测量误差

假定T_au＝总计数时间，f₀＝理想振荡频率，以及Φ_error＝在T内的累积相位误差，在总计数时间tau上的累积抖动是：

于是，利用维纳-辛钦(Wiener-Khinchin)定理，在差分计数期间的抖动可以由下列公式计算出：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{2}{{\mathrm{\ω}}_0^2}E{\left\{\right[\mathrm{\φ}(t+\mathrm{\τ})-\mathrm{\φ}\left(t\right)\left]\right\}}^2=\frac{4}{{\mathrm{\ω}}_0^2}[R_{\mathrm{\φ}}\left(0\right)-R_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\τ}\right)]=\frac{8}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

如果σT由非相关的噪声(1/f²)控制：

${\mathrm{\σ}}_{\frac{\mathrm{\Δf}}{f_0}}=\frac{{\mathrm{\σ}}_T}{T}=\frac{K\sqrt{T}}{T}=\frac{K}{\sqrt{T}}$

且相关频率误差相对于时间(T)减少。这种情形代表非相关的样本的经典平均。

另一方面，如果σT由相关的噪声(1/f³)控制：

${\mathrm{\σ}}_{\frac{\mathrm{\Δf}}{f_0}}=\frac{{\mathrm{\σ}}_T}{T}=\frac{\mathrm{\ζT}}{T}=\mathrm{\ζ}$

且较长的计数时间并不改善相关频率误差。在这种情形下，我们需要减少ζ。

计数、复位时间、以及CDS

现在转到图21的时间线图，并假定在两次测量(对于稳定的过程)期间，NMOS有源核心具有相同的S_Φ(f)：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0^2}E{\{\mathrm{\φ}(t+2\mathrm{\τ}+T)-\mathrm{\φ}(t+\mathrm{\τ}+T)-[\mathrm{\φ}(t+\mathrm{\τ})-\mathrm{\φ}\left(t\right)\left]\right\}}^2$

$=\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\ω}(T+\mathrm{\τ})}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

以及，考虑下列三种情形：

情形1：可以忽略的复位时间

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

情形2：相同的复位时间和计数时间

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{64}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]{\cos }^2\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

情形3：简单差分(非相关双采样)

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{8}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

以及，通过利用下列相位噪声模型：

$S_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{A/{\mathrm{\ω}}_0^3}{1+{\mathrm{\ω}}^3/{\mathrm{\ω}}_0^3}$

计算出的ζ²显示在表1中：

从表1中，我们推断出CDS相对于简单差分实现将ζ减小了大约9.8dB。交错-N相关双采样：

对于下列说明，我们将总T_au计数时间分成τ/N个部分并交错CDS。现在参考图22的时间线，我们假定NMOS有源核心在两次测量(静止过程)期间具有相同的S_Φ(f)和0复位时间。因此，我们可以以相当高的速率抑制低频噪声，同时维持总的计数时间与τ相同。现在转到图23：

${\mathrm{\φ}}_E\left(t\right)=\left\{\right[\mathrm{\φ}(t+\frac{2\mathrm{\τ}}{N})-\mathrm{\φ}(t+\frac{\mathrm{\τ}}{N})]-[\mathrm{\φ}(t+\frac{\mathrm{\τ}}{N})-\mathrm{\φ}\left(t\right)\left]\right\}+...$

$+\left\{\right[\mathrm{\φ}(t+\frac{2\mathrm{N\τ}}{N})-\mathrm{\φ}(t+\frac{(2N-1)\mathrm{\τ}}{N})]-[\mathrm{\φ}(t+\frac{(2N-1)\mathrm{\τ}}{N})-\mathrm{\φ}(t+\frac{(2N-2)\mathrm{\τ}}{N})\left]\right\}$

$=\underset{t=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[\mathrm{\φ}(t+\frac{(2k+2)\mathrm{\τ}}{N})-2\mathrm{\φ}(t+\frac{(2k+1)\mathrm{\τ}}{N})+\mathrm{\φ}(t+\frac{2\mathrm{k\τ}}{N})]$

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0^2}E\left\{{\mathrm{\φ}}_E^2\left(t\right)\right\}$ 以及 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2N}\right]\frac{{\sin }^2\left[\mathrm{\ω\τ}\right]}{{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{N}\right]}\mathrm{d\ω}$

因此，分数计数可以用于在这个小的时间步长(time step)T_au/N中的精确计数。注意，如果N＝1，表达式简化为简单的CDS情形：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ},\mathrm{diff}}^2=\frac{16}{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_0^2}{\∫}_0^{\∞}{S}_{\mathrm{\φ}}\left(\mathrm{\ω}\right){\sin }^4\left[\frac{\mathrm{\ω\τ}}{2}\right]\mathrm{d\ω}$

图23显示计算出的ζ²(标准化的)相对于交错的部分的数量(N)绘制的曲线图，因此，通过数值分析，显示交错N相关双采样的效应。

尽管本文给出的理论说明被认为是正确的，本文所描述和主张的设备的操作并不依赖于理论说明的精确性或有效性。即，在不同于本文介绍的理论的基础上可以解释观察到的结果的随后的理论发展将不会有损于本文所描述的发明。

尽管已经参照如在附图中示出的优选方式特别示出和描述了本发明，本领域的技术人员将理解，各种各样的细节变化可以受影响而不偏离由权利要求所限定的本发明的精神和范围。

Claims (29)

1.一种频率/定时测量仪器，包括：

参考源，其具有参考源输出端子；

至少一个目标源，其具有目标源输出端子，所述至少一个目标源通信地耦合到所述参考源；

频率定时测量块，其具有第一输入端子、第二输入端子以及至少一个输出端子，所述第一输入端子电耦合到所述参考源输出端子，所述第二输入端子电耦合到所述目标源输出端子；所述频率定时测量块被配置成执行噪声成形技术以减少可归因于在所述参考源和所述目标源之间相关的相位噪声的测量误差，并在所述至少一个输出端子处提供减少的相关噪声测量。

2.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述参考源和所述至少一个目标源共享至少一个公共电路元件。

3.如权利要求2所述的频率/定时测量仪器，其中所述至少一个公共电路元件以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个被共享。

4.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述相位噪声包括低频相位噪声。

5.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述低频相位噪声包括1/f³噪声。

6.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述参考源包括参考源LC储能电路，以及所述至少一个目标源包括至少一个目标源LC储能电路，且所述参考源LC储能电路和所述至少一个目标源LC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共振荡器有源核心。

7.如权利要求6所述的频率/定时测量仪器，其中所述仪器包括一个或多个集成单元，每个集成单元具有多个LC储能电路，所述LC储能电路的一个用作所述参考源LC储能电路。

8.如权利要求7所述的频率/定时测量仪器，其中所述仪器包括以时间复用的方式被多个复用器寻址的两个或更多个集成单元。

9.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述参考源包括参考源RC电路，以及所述至少一个目标源包括至少一个目标源RC电路，且所述参考源RC电路和所述至少一个目标源RC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享张弛振荡器放大器。

10.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述频率/定时测量仪器被集成在公共基片上。

11.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述频率/定时测量块包括多个级联延迟器和频率计数器。

12.如权利要求11所述的频率/定时测量仪器，其中所述频率计数器的至少一个包括一位计数器。

13.如权利要求12所述的频率/定时测量仪器，包括M个频率计数器和M个级联延迟器，所述M个级联延迟器的每一个被配置成具有延迟T_D。

14.如权利要求13所述的频率/定时测量仪器，其中M×T_D等于或大于参考频率和目标源频率中的所选择的一个的振荡周期。

15.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述仪器包括磁生物传感器阵列。

16.如权利要求1所述的频率/定时测量仪器，其中所述磁生物传感器阵列被配置成利用相关双计数噪声抑制技术。

17.一种减少相关噪声的方法，包括以下步骤：

提供产生参考源信号的参考源和产生目标源信号的至少一个目标源，所述参考源和所述目标源被配置成建立在所述参考源信号和所述至少一个目标源信号之间的相位噪声的相关性；

提供测量块，所述测量块被配置成测量所述参考源信号和所述目标源信号中的所选择的一个；

对所述至少一个目标源信号和所述参考信号中的至少一个差分地计数N次以提供N个差分测量；

基于所述N个差分测量的平均值来计算所述至少一个目标源的每一个的减少的相关噪声测量；以及

记录所述减少的相关噪声测量的每一个。

18.如权利要求17所述的方法，其中提供测量块的所述步骤包括提供频率定时块。

19.如权利要求18所述的方法，其中提供频率定时测量块的所述步骤包括提供分数计算块。

20.如权利要求17所述的方法，其中差分地计数的所述步骤包括同步相关差分计数方案。

21.如权利要求17所述的方法，其中差分地计数的所述步骤包括正常模式相关差分计数方案。

22.如权利要求17所述的方法，其中差分地计数的所述步骤包括交错N模式相关差分计数方案。

23.如权利要求17所述的方法，其中差分地计数的所述步骤包括在时间间隔τ/N上的差分计数，其中τ是所述参考源的测量和所述目标源的测量中的所选择的一个的总累积测量，N是交错部分的总数。

24.如权利要求17所述的方法，其中所述分数计算块包括多个级联延迟器和频率计数器。

25.如权利要求17所述的方法，其中所述相位噪声包括低频相位噪声。

26.如权利要求25所述的方法，其中所述低频相位噪声包括1/f³噪声。

27.如权利要求17所述的方法，其中提供参考源和至少一个目标源的所述步骤还包括提供参考源LC储能电路和至少一个目标源LC储能电路，所述参考源LC储能电路和至少一个目标源LC储能电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共振荡器有源核心。

28.如权利要求17所述的方法，其中提供参考源和至少一个目标源的所述步骤还包括提供参考源RC电路和至少一个目标源RC电路，所述参考源RC电路和至少一个目标源RC电路被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个共享公共张弛振荡器放大器。

29.一种频率/定时测量仪器，包括：

参考源，其具有参考源端子；

至少一个目标源，其具有目标源端子；

至少一个有源核心，其具有有源核心输出端子和至少两个有源核心输入端子，所述有源核心被配置成产生代表所述至少一个目标源的电感和所述参考源的电感中的所选择的一个的频率；

开关电路，其被配置成以时间复用方式和同步方式中的所选择的一个将所述有源核心电耦合到所述参考源端子和所述至少一个目标源端子中的所选择的一个；以及

频率定时测量块，其具有电耦合到所述有源核心输出端子的频率定时测量块输入端子、和至少一个频率定时测量块输出端子，所述频率定时测量块被配置成执行噪声成形技术以减少可归因于在所述参考源和所述目标源之间相关的相位噪声的测量误差，并在所述至少一个频率定时测量块输出端子处提供减少的相关噪声测量。

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