CN1470100A - 为调制器和变频器产生正弦波的方法与电路 - Google Patents

Abstract

一种信号发生器，包括第一与第二混频器，第一与第二相移网络以及一加法器。第一与第二混频器分别接收第一频率的正交与同相正弦波，并与第二频率的第二输入正弦波混频。第一与第二相移网络分别耦接第一与第二混频器，接收来自第一与第二混频器的输出，并产生第一与第二相移信号。加法器耦接第一与第二相移网络，接收第一与第二相移信号并相加，产生第一输出正弦波。第二加法器可耦接第一与第二相移网络，接收第三与第四相移信号(分别由第一与第二相移网络产生)并相加，产生第二输出正弦波。第一与第二输出正弦波正交。第三相移网络适于接收第一频率的第一输入正弦波而产生同相与正交正弦波。

Description

为调制器和变频器产生正弦波的方法与电路

                          发明背景

一、发明领域

本发明涉及通信系统，尤其涉及为模拟信号的调制和变频产生正弦波的改进的新技术。

二、相关技术的说明

在许多现代通信系统中，都应用了数字传输法，因其效率高、性能优。数字传输格式的例子包括二进制相移键控(BPSK)、四相相移键控(QPSK)(也称为正交相移键控)、偏移四相相移键控(OQPSK)、m相相移键控(m-PSK)和正交调幅(QAM)。应用数字传输的通信系统实例包括码分多址(CDMA)通信系统与高清晰度电视(HDTV)系统。

在典型数字通信系统中，准备发射的信号起初以基带产生与处理。基带处理包括缓冲滤波与放大，然后把处理的基带信号调制为中频(IF)，接着对调制的IF信号作附加信号处理(即缓冲、滤波、放大等)，把调制与处理的IF信号上变频为射频(RF)，再作处理和发射。

在接收机，发射的RF被接收、处理(即放大与滤波)，并下变频为IF频率(可以与或者可以不与发射机的IF频率相配)，然后用与发射机使用的调制方法互补的解调法对IF信号解调。

在众多常规发射机与接收机结构中，信号处理包括两个变频步骤。一个变频步骤由数据调制(或接收信号的解调)造成，另一变频步骤是初始频率到最终频率的频率转换。对发射机而言，第一变频步骤产生已调IF信号，第二变频步骤产生上变频的RF信号。对接收机，则第一变频步骤产生下变频的IF信号，第二变频步骤产生解调的基带信号。

IF频率一般按各种因素选择，包括便于电路设计和伪信号滤除。例如，通常更便于把产生同相与正交正弦波的分相器设计和制造成在IF频率符合要求的规程。RF频率也按若干因素选择，如便于信号传输并符合工业标准的因素。在频率分配、便于信号滤波、高度隔离、允许宽的可变增益范围中，双频变换设计提供了灵活性以及其它优点。这些优点一般以附加电路与功耗换取。

直接上变频发射机结构应用单个调制/变频步骤直接由基带信号产生已调RF信号。直接变频结构要实施的电路通常很少，常常转换成简化的以及功率有效的设计。然而，直接变频发射机结构一般会遇到各种实施难题。例如，实际上通常不能用压控振荡器(VCO)产生与已调RF信号同频的RF正弦波(RFLO)。VCO总是对RF信号产生一些“泄漏”，并且如果VCO工作在与RF信号相同频率上，这种泄漏会劣化系统性能。而且，在发射机中，RF信号的大幅值也会“拉”VCO，对其性能产生负面影响。VCO拉动在RF正弦波中造成附加相位噪声，导致性能劣化。

应用双中频正弦波产生的RF正弦波的直接上变频法，减少了上述的一些性能劣化(即LO泄漏与VCO拉动)。题为“Quadrature Local OscillatorNetwork”的美国专利号5,412,351描述了一种以这种方式产生RF LO的电路，通过引用而结合于此。该LO发生电路包括四个混频器、两个分相器和两个加法器。混频器工作于RF频率并用大电流偏置，以提供要求的线性度与带宽。混频器还产生会劣化发射机性能的伪信号。

因此，迫切希望有用少量电路产生正弦波并具有耐用性能的技术。

                            发明概述

本发明提供若干产生可供调制和/或变频使用的正弦波的技术。为改善RF性能，正弦波由两个中间正弦波产生，如RF正弦波和IF正弦波。本发明的技术比常规技术要求更少量的混频器，能减少电路复杂性、降低功耗并具有其他优点。

本发明一实施例提供的信号发生器，包括第一与第二混频器、第一与第二相移网络和加法器。第一与第二混频器分别接收和用第二频率第二输入正弦波混频第一频率的正交正弦波与同相正弦波。第一与第二相移网络分别耦接第一与第二混频器，接收第一与第二混频器的输出，并产生第一与第二相移信号。加法器耦接第一与第二相移网络，接收并相加第一与第二相移信号而生成第一输出正弦波。可将第二加法器耦接第一与第二相移网络，并接收和相加第三与第四相移信号(分别由第一与第二相移网络产生)而生成第二输出正弦波。第一与第二输出正弦波正交。第三相移网络能接收第一频率的第一输入正弦波，产生同相与正交的正弦波。

将Gilbert单元乘法器用于混频器以及将多相滤波器用于相移网络，来实现该信号发生器是有利的。通过耦合来自相移网络的适当的电流信号来实现加法器。为降低功耗，可应用堆迭电路拓扑法。该信号发生器可应用于发射机(如调制或上变频，或二者)或接收机(如解调或下变频，或二者)。还可专门设计用于蜂窝(如CDMA)电话的信号发生器。

本发明另一实施例提供一种生成正弦波的方法。根据该方法，第一频率的第一正交正弦波与第二频率的第二输入正弦波混频，产生第一混频信号，第一频率的第一同相正弦波与第二输入正弦波混频而生成第二混频信号。第一混频信号经相移而生成第二同相正弦波和第二正交正弦波，以及第二混频信号经相移而生成第三同相正弦波和第三正交正弦波。成对选择的第二同相与正交正弦波和第三同相与正交正弦波，经组合而提供第一输出正弦波。第二对选择的第二同相与正交正弦波和第三同相与正交正弦波可组合后提供第二输出正弦波。第一与第二输出正弦波正交。第一频率的第一输入正弦波经相移可生成第一同相与正交正弦波。

本发明又一实施例提供包括耦接正弦波发生器的直接上变频器的调制器。该直接上变频器接收至少一个模拟信号和至少一个上变频正弦波，并作混频，以提供已调信号。该正弦波发生器耦接直接上变频器，以上述方法实施。调制器可应用于例如蜂窝电话中。

                            附图简述

通过以下结合附图所作的详述，本发明的特点、特性与优点将更加清除，图中用同样的参考字符表识相应的物件，其中：

图1示出一实施例发射机用两个变频级作正交调制的简化框图；

图2示出一实施例发射机用单个变频级作直接正交调制的简化框图；

图3示出常规LO发生器的框图；

图4示出本发明一实施例的LO发生器的框图；

图5示出图4中LO发生器特定实施法框图；

图6A与6B分别示出特定实施例的单极点与三极点相移网络的框图；

图6C与6D分别示出三极点相移网络的相位与幅度响应特性；和

图7示出一特定实施例的直接上变频器的框图。

                       特定实施例的详述

图1示出一实施例中用两个变频级作正交相移键控(QPSK)调制的发射机100的简化框图。数字处理器110产生数据，对数据编码与调制，并将经数字处理的数据转换成同相(I)信号和正交(Q)信号。把基带I与Q信号分别供给对基带信号进行(即匹配)滤波的一对低通滤波器122a与122b。把经滤波的I与Q信号分别供给一对混频器124a与124b，后者用分别接收自IF分相器126的同相IF正弦波(或LO)与正交IF LO将信号调制成中频(IF)。加法器128将混频器124a与124b的IF输出相加而生成已调IF信号。IF信号送给缓冲器132，后者对该IF信号缓冲并驱动带通滤波器134。滤波器134滤波经缓冲的IF信号，除去带外噪声与不希望的信号。

将滤波的IF信号供给可变增益放大器(VGA)126，后者用来自增益控制电路(未示出)的增益控制信号决定的增益放大该信号。将放大的IF信号供给混频器138，后者还接收射频正弦波(RF LO)，并以RF LO对IF信号上变频而生成RF信号。将该RF信号供给滤波器140，滤除前一上变频级产生的镜像。将经滤波的信号供给缓冲器142，对该信号缓冲并驱动滤波器144。滤波器144还滤除信号里的噪声，把滤波后的信号供给功放(PA)146，后者提供要求的信号驱动。PA 146的输出经隔离器与双工器耦接天线(这三个元件在图1中都未示出)。图1所示的实施例包括带镜像抑制滤波器的双边带上变频器。也可用本领域已知的方法实施单边带上变频器。

图2示出一实施例中用单个变频级作直接正交调制的发射机200的简化框图。数字处理器210生成数据，对数据编码与调制，并将经数字处理的数据转换成I信号与Q信号，类似于图1的处理器110。把基带I与Q信号分别供给一对缓冲器222a与222b，对信号缓冲并向直接上变频器230提供缓冲的基带信号。上变频器230还接收来自LO发生器240的同相LO(I LO)与正交LO(Q LO)，并将基带信号上变频到RF。在一实施例中，由双频正弦波(如IF LO与RF LO)生成I LO与Q LO。将RF信号供给VGA 250，以增益控制信号(未示出)决定的增益放大信号。放大的RF信号供给滤波器252，滤除信号里的噪声。将滤波的信号供给PA 254，驱动天线。

可对图2的发射机实施例作各种修改，例如，可把发射信号路径设计成包括或多或少的缓冲与放大级、一个或多个滤波器及其它电路。举例讲，可在直接上变频器后面设一滤波器，滤出伪信号。再者，信号路径内的诸元件可以不同配置方式排列。在一特定实现中，将缓冲器222到PA 254的发射信号路径实现在一块或多块集成电路内，虽然也可使用分立元件。

在一特定发射机实施例中，在数字处理器内对基带I与Q信号作正交调制，再由上变频级用本发明生成的LO将数字已调信号直接上变频到RF。

发射机200包括上变频器230完成的单个变频级。应用直接基带到RF调制与上变频，可获得许多优点。有些优点列举如下。

首先，直接上变频结构一般比双上变频结构简单。通过取消一个变频级，相应减少了发射信号路径里的元件量，如图2的发射机结构不包含图1结构中的某些缓冲器、滤波器与混频级。电路简化降低了成本，提高了可靠性。

其次，直接上变频结构(一般)比双上变频结构省电，因为如上所述，取消了发射信号路径中的某些级，而且如下所述，发射信号路径内的电路作了特殊安排。如在蜂窝电话等一些具有便携特征的场合中，减少功耗尤其有利。

第三，直接上变频结构不产生IF谐波，而且产生的伪信号一般比双上变频结构少得多。一般，混频器作为非线性装置工作，会产生谐波与混频产物。在双上变频结构中，IF混频器产生伪信号被IF混频器后面的带通滤波器滤除到一定程度。取消IF上变频级后，就不生成IF谐波，减轻了IF滤波要求。

第四，可将直接上变频结构设计成提供改进的性能，如可将上变频器230设计成使已调RF信号更容忍I LO与Q LO中的相位与幅值不平衡。

图3示出常规LO发生器300的框图。根据输入的IF正弦波(IF LO)与输入的RF正弦波(RF LO)，发生器300产生RF频率的同相正弦波(I LO)与正交正弦波(Q LO)。在发生器300内，将IF LO供给相移网络312，后者提供同相(0°)与正交(90°)正弦波。同相IF正弦波供给混频器314a与314d，正交IF正弦波供给混频器314b与314c。同样地，将RF LO供给相移网络316，后者提供同相与正交RF正弦波，同相RF正弦波供给混频器314b与314d，正交RF正弦波供给混频器314a与314c。混频器314a与314b混合这两个输入正弦波，将混频的信号供给加法器318a，后者把信号组合后提供I LO。同样地，混频器314c与314d混合两个输入正弦波，把混频的信号供给加法器318b，后者把信号组合后提供Q LO。把I LO与Q LO供给后面的混频器(图3未示出)，将基带信号直接调制到RF(即对于发射机)，或把收到的RF信号直接解调到基带(即对于接收机)。

在某些应用场合，LO发生器300用两个正弦波提供I LO与Q LO较佳。但发生器300有若干缺点，尤其是它有工作于RF频率的四个混频器，而这些混频器容易产生会劣化发射机或接收机性能的伪信号。要减少谐波混频量，混频器最好工作于线性区。为实现RF频率下要求的电路性能(如线性度与带宽)，通常用大电流偏置混频器与后面的加法器。对某些场合，如CDMA通信系统，功耗是一个重要的设计参数，一般不愿用要求大偏流的电路。

图4示出本发明一实施例的LO发生器400的框图。将IF LO供给相移网络410，后者提供两个正交的正弦波，即一个正弦波相对另一个正弦波有一附加的90度相移。把来自相移电路410的同相与正交IF LO分别供给混频器412b与412a，每个混频器412还接收RF LO并对两个正弦波混频。将混频器412a与412b的输出分别供给相移网络420a与420b，各相移网络420产生输入信号的同相分量与正交分量。相移网络420a与420b的输出交叉耦合后供给加法器422a与422b。加法器422a接收来自相移网络420a的同相分量和来自相移网络420b的正交分量，并且相加，以产生I LO。加法器422b接收来自相移网络420a的正交分量和来自相移网络420b的同相分量，并从后者减去前者，以产生Q LO。

若将RF LO表示为sin(ω_RF)，把IF LO表示为cos(ω_RF)，则可将来自相移网络420a与420b的分量a、b、c、d表示为：

a＝cos(ω_RF-ω_IF)-cos(ω_RF+ω_IF)    公式(1)

b＝-sin(ω_RF-ω_IF)+sin(ω_RF+ω_IF)         公式(2)

c＝cos(ω_RF-ω_IF)+cos(ω_RF+ω_IF)以及，    公式(3)

d＝sin(ω_RF-ω_IF)+sin(ω_RF+ω_IF)          公式(4)。注意，每个分量(a、b、c或d)包括和频(ω_RF+ω_IF)正弦波和差频(ω_RF-ω_IF)正弦波。适当地组合成对的这些分量，就能抵消和频或差频正弦波，其余(和或差)正弦波可用于调制、解调或变频。

在图4的特定实施例中，和频正弦波被抵消，差频正弦波提供为I LO与Q LO，可表示为：

I LO＝cos(ω_RF-ω_IF)，以及    公式(5)

Q LO＝sin(ω_RF-ω_IF)          公式(6)。或者，可以抵消差频正弦波，而把和频正弦波作为I LO与Q LO。通过翻转图4所示信号分量a与b的符号，可得到和频正弦波。

在特别适用于CDMA通信系统的一特定实现中，IF LO的频率约100～225MHz混频器，RF LO的频率范围对蜂窝频段为824～849MHz混频器，对PCS频段为1850～1910MHz混频器。根据这些频率选择，产生的I LO与Q LO能覆盖蜂窝频段的954～979MHz频率范围(即应用和频正弦波ω_RF+ω_IF)和PCS频段的1720～1780MHz频率范围(即应用差频正弦波ω_RF-ω_IF)。或者，为了覆盖同样的蜂窝与PCS频率范围，RF LO的范围可为蜂窝频段的1084～1109MHz频率范围(即应用差频正弦波)和PCS频段的1590～1650MHz频率范围(即应用和频正弦波)。

用两种输入正弦波产生I LO与Q LO有若干好处。首先，输入正弦波的频率与调制的RF信号的频率不同，可避免LO泄漏与VCO拉动而劣化性能。此外，可将产生IF LO与RF LO的VCO设计成工作于比I LO和Q LO更低的频率，对特定信号电平，可改善相位噪声性能。

LO发生器400比其它常规LO发生器有许多优点。例如它比图3的LO发生器300少两个混频器。较少数目的混频器降低了电路复杂性，产生的伪信号也更少。LO发生器400还可设计成比LO发生器300少用一半的偏置电流，因为它包括一半数量并行操作的混频器。

LO发生器400的结构还减小了相移网络420a与420b造成的相位误差的影响。尤其是，若相移网络420a或420b产生相位为90°+θ_ERR的正交信号(θ_ERR代表相位误差)，则I LO与Q LO中的相位误差可示成： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ERR}\_\mathrm{OUT}}={\tan }^{-1}\left(\frac{\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ERR}}\right)}{1+\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ERR}}\right)}\right)\≅\frac{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ERR}}}{2}.$ 公式(7)公式(7)表明，输出信号中的相位误差的是相移网络420a与420b产生的相位误差的一半。

图5示出一特定实施例中LO发生器500的框图。LO发生器500是图4中LO发生器400的特定实现，可用于图2的LO发生器240。图5的相移网络510、520a与520b分别对应于图4的相移网络410、420a与420b，图5的混频器512a与512b分别对应于图4的混频器412a与412b。将相移网络520a与520b的诸输出耦合在一起，可构成加法器422a与422b。

在发生器500内，将差动IF LO(IF_LO+和IF_LO-)供给相移网络510而提供差动同相IF LO(I_{IF_LO+}和I_{IF_LO-})和差动正交IF LO(Q_{IF_LO+}和Q_{IF_LO-})。把差动RF LO(RF_LO+与RF_LO-)和差动同相IF LO供给混频器512a，把差动RF LO与差动正交IF LO供给混频器512b。

在图5的实施例中，各混频器512应用包含耦接一对交叉耦合差动放大器516的差动放大器514的Gilbert单元乘法器构成。具体而言，对混频器512a，把I_{IF_LO+}和I_{IF_LO-}供给跨导器511a的输入端，跨导器511a在图5例中实施为由晶体管514a与514b组成的差动放大器。图5中虽未示出，但为了改善差动放大器的线性度，可在晶体管514a和514b的发射极与接地之间耦接发射极退化电阻器。若I_{IF_LO+}和I_{IF_LO-}是电流信号，就能直接加到Gilbert单元混频器。晶体管514a与514b的发射极耦接在一起并接交流地。晶体管514a的集电极耦接晶体管516a与516b的发射极，而晶体管514b的集电极耦接晶体管516c与516d的发射极。晶体管516a与516c的集电极耦接在一起并接相移网络520a，晶体管516b和516d的集电极耦合在一起后也接相移网络520a。晶体管516a与516d的基极耦合在一起，接收RF_LO+，而晶体管516b与516c的基极耦合在一起，接收RF_LO-。混频器512b的配置类似于混频器512a。

各相移网络520接收一差动输入信号而产生该接收信号的四个相位，即两个相互正交的差动信号。四个相位包括φ、φ+90°、φ+180°和φ+270°，φ为任意相位值，但对两个相移网络520a与520b相同。相移网络520a与520b的输出是电流信号，它们在节点522a～522d组合而生成期望的输出信号。晶体管524a～524d是级联缓冲器，使输出电阻器526与相移网络520隔离开来，防止电阻器526对相移网络加载而影响其性能。通过各级联缓冲器的电流在各负载电阻526两端产生电压，电阻526a与526b上的电压包括差动同相LO(I LO+I LO-)，电阻526c与526d上的电压包括差动正交LO(Q LO+Q LO-)。

图5示出LO发生器400的一种特定实现。对LO发生器的各元件还可应用各种其他设计方案，例如可以应用耦合型传输线(如上述美国专利NO.5,412,351所揭示的)、Wilkinson结构或本领域已知的其它分布技术，在电路板上把该相移网络实施成一个蚀刻的元件。该相移网络还可用市售的混合耦合器等集总元件构制，也可用通过反馈环路校正同相与正交正弦波中相位误差和/或幅值不平衡的延迟锁定环路构制，或用有源器件构制。在1997年5月22日提交的题为“Active Phase Splitter”的美国专利申请序列号08/862,094中，揭示了一例应用有源器件的相移网络。该申请已转让给本发明受让人，通过引用包括在这里。

同样地，混频器可用许多设计方案实施。如本领域已知的，可将混频器构成单平衡或双平衡二极管混频器，或用包含上述有源器件的Gilbert单元乘法器构制混频器。一般而言，混频器可用非线性器件构制。因此，可尝试各种混频器实施方法而保持在本发明范围内。

在上述实施例中，加法器通过把相移网络的(电流)输出耦接在一起而构成。加法器还可用无源加法元件(如电阻网络)或有源电路(如加法放大器)构制。

图5的特定实现有许多优点。首先，混频器、相移网络、加法器和输出缓冲器以“堆迭”电路拓扑法实施，并且共享四条对应于四个输出信号(即两个差动LO)的电流路径(即通过电阻526a～526d)。通过分享电流，堆迭拓扑减少了功耗，还通过取消缓冲器与其它电路而减少了要求的元件量。

其次，相移网络520a与520b各自产生输入信号的四种相位，它们对应于两个相互正交的差动输出信号。对某一差动信号，只要交换两条信号线，就可得到反相信号。例如，参照图4，交换差动信号线(b+与b-)，就可在加法器422b上对分量b获得减号。因此，正确地组合来自相移网络520a与520b的输出信号，就很容易用同一电路得到和频与差频分量。通过交换把混频器412a耦合到相移网络420a的差动线的极性，也可得到和频与差频分量。

LO发生器500是LO发生器400的一种实施方法。其他实施方法也可设计出来，且符合本发明的范围。如可以应用“级联”拓扑法，其中诸混频器用一组电流路径操作，而相移网络与输出缓冲器用第二组电流路径操作。如在低供电电压的场合中，就可应用该级联拓扑法。

图6A示出一特定实施例的单极点相移网络600a的框图。相移网络600a可用来构制图4和5的相移网络。相移网络600a是一多相滤波器，可接收一个差动输入信号(IN+与IN-)而产生一对差动输出信号(I_OUT+和I_OUT-，以及Q_OUT+和Q_OUT-)。

网络600a内，信号IN+供给电阻610a与610b和电容612a与612b的一端。同样地，信号IN-供给电阻610c与610d和电容612c与612d的一端。电阻610a、610b、610c与610d的另一端分别耦接电容612d、612a、612b与612c的另一端，分别包括输出Iout+、Qout+、Iout-与Qout-。网络600a的传递函数如下： $V_{\mathrm{Iout}+}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2}\left(\frac{1-s{R}_1{C}_1}{1+R_1{C}_1}\right),$ 公式(8) $V_{\mathrm{Qout}+}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2}\left(\frac{1+s{R}_1{C}_1}{1+R_1{C}_1}\right),$ 公式(9) $V_{\mathrm{Iout}-}=-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2}\left(\frac{1-s{R}_1{C}_1}{1+R_1{C}_1}\right),$ 公式(10) $V_{\mathrm{Qout}-}=-\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2}\left(\frac{1+s{R}_1{C}_1}{1+R_1{C}_1}\right),$ 公式(11)其中V_IN＝V_IN+-V_IN-。该差动传递函数可表示为： $V_{\mathrm{Iout}}=V_{\mathrm{IN}}\left(\frac{1-s{R}_1{C}_1}{1+s{R}_1{C}_1}\right)$ 公式(12) $V_{\mathrm{Qout}}=V_{\mathrm{IN}}\left(\frac{1+s{R}_1{C}_1}{1+s{R}_1{C}_1}\right)$ 公式(13)其中V_Iout＝V_Iout+-V_Iout-，以及V_Qout＝V_Qout+-V_Qout-。

相移网络600a几乎是一种全通结构。各RF网络(如电阻610b与电容612a)相对邻接网具有45度相移，耦合电容612b与612d交叉耦合输入差动信号(IN+与IN-)。

参照图4，相移网络410工作于IF频率的频带(如单音调IF LO或适应不同频率规划的变频IF LO)，而各相移网络420a与420b工作于具有和频分量(如cos(ω_RF-ω_IF))与差频分量(如cos(ω_RF+ω_IF))的宽带(如可调的信道选择频率)信号，如公式(1)～(4)所示。对每个相移网络，选用的电阻与电容在操作频率与有关频带内提供要求的相位与幅值响应特性，因而相移网络410的电阻与电容值很可能同相移网络420a与420b不同。

图6B示出一特定实施例的三极点相移网络600b的框图。相移网络600b还可用来构制图4和5的相移网络。相移网络600b的带宽比相移网络600a宽，尤其适合用作图4的相移网络420和图5的相移网络520。

在网络600b内，信号IN+供给电阻620a与620b和电容622a与622b的一端。同样地，信号IN-供给电阻620c与620d和电容622c与622d的一端。电阻620a、620b、620c和620d的另一端分别耦接电容622d、622a、622b与622c的另一端。电阻620与电容622形成提供一个极点的第一级。

电阻620a～620d分别耦接电阻630a～630d的一端和电容632a～632d的一端，电容632a～632d的另一端分别耦接电阻630b、630c、630d与630a的另一端。电阻630和电容632形成第二级。

电阻630a～630d分别耦接电阻640a～640d的一端和电容642a～642d的一端。电容642a～642d的另一端分别耦接电阻640b、640c、640d与640a的另一端。电阻640和电容642形成第三级。电阻640a～640d分别包括输出Iout+、Qout+、Iout-与Qout-。

相移网络600b的第一级提供相移而产生输入信号的四个相位(如φ、φ+90°、φ+180°和φ+270°)，即两个相互正交的差动信号。通过正确选择电阻与电容值，各级提供一位于期望频率位置的极点。具体而言，该极点位置可以表示为：

f₁＝2πR₁G₁                     公式(14) $f_2=2\mathrm{\π}{R}_2{C}_2=\sqrt{f_1{f}_3}$ 公式(15)

f₃＝2πR₃C₃                   公式(16)

图6C与6D分别示出相移网络600b的相位与幅值特性。在一特定实现中，将极点设置于f1＝600MHz、f2＝1150MHz和f3＝2.2GH。应注意，在相关带宽内，相位误差通常小于1.5度，幅值误差小于0.5dB。通常，R与C值的容差使极点偏移，电阻与电容的失配造成相位误差，参照合理的设计布局规则，可减小容差与失配。

图6A与6B示出特种相移网络的特定设计。其他设计方案也可实施并包括在本发明范围内，如可将相移网络设计成包括任意个极(如1、2、3、4、5个等)。

图7示出一特定实施例的直接上变频器230的框图。将I与Q信号分别供给混频器710a与710b，后者还分别接收I LO与Q LO。各混频器710用LO信号调制输入信号而产生调制的分量。将调制的分量供给加法器712相加，产生已调RF信号。混频器710与加法器712可用一对Gilbert单元乘法器构制，类似于图5的情况。

为清楚起见，已对发射机内的QPSK调制器描述了本发明的LO发生器。该LO发生器还可应用于直接下变频器，后者接收RF信号，并对收到的RF信号直接解调或下变频，产生解调的和/或下变频的(基带)信号。

本发明还以用双极结型晶体管(BJT)构制的电路作了描述。本发明还可用其他电路实施，包括FET、MOSFET、MESFET、HBT、P-HEMT等。这里使用的“晶体管”一般指任一有源电路，不限于BJT。

这里应用的正弦波是一类用于调制、解调与变频的载波信号，而载波信号可以是其他类型，如方波、锯齿波、三角波等。本文描述的本发明可用于产生任一类载波信号，不限于产生正弦波。

上述诸较佳实施例可供本领域技术人员使用本发明。本领域技术人员显然明白这些实施例的各种修改，而本文限定的一般原理可应用于其他实施例而无须应用创新才智。因此，本发明并不限于本文示出的诸实施例，而是符合本文揭示的原理与新特征的最广泛的范围。

Claims (40)

1.一种信号发生器，其特征在于包括：

配置成接收第一频率的正交正弦波并将其与第二频率的第二输入正弦波混频的第一混频器；

配置成接收第一频率的同相正弦波并将其与第二输入正弦波混频的第二混频器；

耦接第一混频器的第一相移网络，所述第一相移网络配置成接收来自第一混频器的输出并产生第一相移信号；

耦接第二混频器的第二相移网络，所述第二相移网络配置成接收来自第二混频器的输出并产生第二相移信号；和

耦接第一与第二相移网络的第一加法器，所述第一加法器配置成接收第一与第二相移信号并相加，产生第一输出正弦波。

2.如权利要求1的发生器，其特征在于还包括：

配置成接收第一频率的第一输入正弦波并产生同相与正交正弦波的第三相移网络。

3.如权利要求1的发生器，其特征在于每个正弦波备有一差动信号。

4.如权利要求1的发生器，其特征在于同相与正交正弦波相互相差90度相位。

5.如权利要求1的发生器，其特征在于第一与第二相移信号正交。

6.如权利要求1的发生器，其特征在于第一相移网络还配置成产生第三相移信号，第二相移网络还配置成产生第四相移信号，所述发生器还包括：

耦接第一与第二相移网络的第二加法器，所述第二加法器配置成接收第三与第四相移信号并相加，产生第二输出正弦波。

7.如权利要求6的发生器，其特征在于第一与第二输出正弦波相互正交。

8.如权利要求6的发生器，其特征在于第一与第二输出正弦波包括第一与第二频率正弦波的差频分量。

9.如权利要求6的发生器，其特征在于第一与第二输出正弦波包括第一与第二频率正弦波的和频分量。

10.如权利要求6的发生器，其特征在于第一与第二输出正弦波的频率范围为954～979MHz。

11.如权利要求6的发生器，其特征在于第一与第二输出正弦波的频率范围为1720～1780MHz。

12.如权利要求2的发生器，其特征在于第一输入正弦波是中频(IF)正弦波，第二输入正弦波是射频(RF)正弦波。

13.如权利要求12的发生器，其特征在于IF正弦波的频率为130MHz。

14.如权利要求1的发生器，其特征在于第一与第二混频器用Gilbter单元乘法器实现。

15.如权利要求14的发生器，其特征在于Gilbert单元乘法器用双极晶体管实现。

16.如权利要求14的发生器，其特征在于Gilbert单元乘法器用MOSFET实现。

17.如权利要求14的发生器，其特征在于加法器通过交叉耦接Gilbert单元乘法器的输出来实现。

18.如权利要求2的发生器，其特征在于第三相移网络用多相滤波器构成。

19.如权利要求1的发生器，其特征在于第一与第二相移网络都用多相滤波器构成。

20.如权利要求19的发生器，其特征在于各多相滤波器包含两个或多个极点。

21.如权利要求19的发生器，其特征在于各多相滤波器包括：

配置成接收差动输入信号的第一与第二输入端；

配置成提供两个差动输出信号的第一、第二、第三和第四输出端，其中输出信号相互正交；

分别耦接第一输入端和第一与第二输出端的第一和第二电阻器；

分别耦接第一输入端和第二与第三输出端的第一和第二电容器。

分别耦接第二输入端和第三与第四输出端的第三和第四电阻器；和

分别耦接第二输入端和第四与第一输出端的第三和第四电容器。

22.如权利要求1的发生器，其特征在于第一与第二混频器、第一与第二相移网络和加法器应用堆迭电路拓扑来实现。

23.如权利要求1的发生器，其特征在于第一与第二混频器、第一与第二相移网络和加法器应用级联电路拓扑实现。

24.一种包括权利要求1的发生器的发射机。

25.一种包括权利要求1的发生器的接收机。

26.一种信号发生器，其特征在于包括：

第一与第二Gilbert单元乘法器，配置成分别接收第一频率的第一与第二相移正弦波，并与第二频率的第二输入正弦波混频；和

分别耦接第一与第二Gilbert单元乘法器的第一与第二相移网络，各相移网络配置成接收来自各Gilbert单元乘法器的输出并产生一组相移信号，其中有选择地耦接第一与第二相移网络的输出而提供第一与第二输出正弦波。

27.如权利要求26的发生器，其特征在于还包括：

第三相移网络，配置成接收第一频率的第一输入正弦波，并产生第一频率的第一与第二相移正弦波。

28.如权利要求26的发生器，其特征在于第一与第二相移网络用多相滤波器构制。

29.一种产生正弦波的方法，其特征在于包括：

将第一频率第一正交正弦波与第二频率第二输入正弦波混频，产生第一混频信号；

将第一频率第一同相正弦波与第二输入正弦波混频，产生第二混频信号；

对第一混频信号相移，产生第一同相信号和第一正交信号；

对第二混频信号相移，产生第二同相信号和第二正交信号；和

组合一对选择的第一同相与正交信号和第二同相与正交信号，产生第一输出正弦波。

30.如权利要求29的方法，其特征在于还包括：

对第一频率第一输入正弦波相移，产生第一同相与正交正弦波。

31.如权利要求29的方法，其特征在于还包括：

组合第二对选择的第一同相与正交信号和第二同相与正交信号，产生第二输出正弦波。

32.如权利要求31的方法，其特征在于第一与第二输出正弦波相互正交。

33.如权利要求31的方法，其特征在于第一与第二输出正弦波包括第一与第二频率正弦波的差频分量。

34.如权利要求31的方法，其特征在于第一与第二输出正弦波包括第一与第二频率正弦波的和频分量。

35.一种调制器，其特征在于包括：

直接上变频器，配置成接收至少一个模拟信号和至少一个上变频正弦波并作混频，产生已调信号；和

耦接直接上变频器的正弦波发生器，所述发生器包括：

第一混频器，配置成接收第一频率正交正弦波，并与第二频率第二输入正弦波混频，

第二混频器，配置成接收第一频率同相正弦波，并与第二输入正弦波混频，

耦接第一混频器的第一相移网络，所述第一相移网络配置成接收来自第一混频器的输出并产生第一相移信号，

耦接第二混频器的第二相移网络，所述第二相移网络配置成接收来自第二混频器的输出并产生第二相移信号，和

耦接第一与第二相移网络的第一加法器，所述第一加法器配置成接收第一与第二相移信号并相加，产生第一上变频正弦波。

36.如权利要求35的调制器，其特征在于第一相移网络还配置成产生第三相移信号，而第二相移网络还配置成产生第四相移信号，所述发生器还包括：

耦接第一与第二相移网络的第二加法器，所述第二加法器配置成接收第三与第四相移信号并相加，产生第二上变频正弦波。

37.如权利要求35的调制器，其特征在于发生器还包括：

第三相移网络，配置成接收第一频率第一输入正弦波，产生同相与正交正弦波。

38.如权利要求35的调制器，其特征在于直接上变频器是QPSK调制器。

39.一种蜂窝电话发射机，其特征在于包括：

至少一个配置成接收至少一个模拟信号的缓冲器；

操作时耦接至少一个缓冲器的直接上变频器，所述上变频器配置成接收至少一个模拟信号并用至少一个上变频器正弦波混频，以提供已调信号；

至少一个操作时耦接直接上变频器的可变增益放大器(VGA)，所述VGA配置成接收和放大已调信号；和

耦接直接上变频器的正弦波发生器，所述发生器包括：

第一混频器，配置成接收第一频率正交正弦波，并与第二频率第二输入正弦波混频，

第二混频器，配置成接收第一频率同相正弦波，并与第二输入正弦波混频，

耦接第一混频器的第一相移网络，所述第一相移网络配置成接收来自第一混频器的输出并产生第一相移信号，

耦接第二混频器的第二相移网络，所述第二相移网络配置成接收来自第二混频器的输出并产生第二相移信号，和

耦接第一与第二相移网络的第一加法器，所述第一加法器配置成接收第一与第二相移信号并相加，以产生第一上变频正弦波。

40.如权利要求39的发射机，其特征在于发生器还包括：

第三相移网络，配置成接收第一频率第一输入正弦波，并产生同相与正交正弦波。

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