JP4358506B2 - 変調器および周波数変換器のための正弦波を発生する方法および回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信システムに関する。とくに、本発明は、アナログ信号の変調および周波数変換のために使用される正弦波（sinusoid）を発生する、新規のそして改善された技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの現代の通信システムにおいては、効率の改善、そして特性の向上のために、ディジタル伝送が利用されている。ディジタル伝送フォーマットの例は、２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ:binary phase shift keying）、４相シフトキーイング（ＱＰＳＫ：quaternary phase shift keying）、オフセット４相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ：offset quaternary phase shift keying）、ｍ相シフトキーイング（ｍ‐ＰＳＫ：m-ary phase shift keying）、および直交振幅変調（ＱＡＭ：quadrature amplitude modulation）を含む。ディジタル伝送を利用している通信システムの例は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：code division multiple access）通信システム、および高分解能テレビジョン（ＨＤＴＶ：high definition television）システムを含む。
【０００３】
典型的なディジタル通信システムにおいては、送信されるべき信号は最初にベースバンドで発生され処理される。このベースバンド処理は、バッファリング、濾波、および増幅を含むことができる。処理されたベースバンド信号はそこで、中間周波数（ＩＦ：intermediate frequency）に変調される。付加的な信号処理（すなわち、バッファリング、濾波、増幅など）はそこで、変調されたＩＦ信号について実行される。変調され、そして処理されたＩＦ信号は、無線周波数（ＲＦ：radio frequency）にアップコンバートされ、さらに処理され、そして送信される。
【０００４】
受信機においては、送信されたＲＦ信号が受信され、処理され（すなわち、増幅され、そして濾波され）、そして（送信機におけるＩＦ周波数に一致するかも知れずしないかも知れないが）ＩＦ周波数にダウンコンバートされる。ＩＦ信号はそこで、送信機において使用された変調方式に相補的な復調方式を用いて復調される。
【０００５】
多くの従来の送信機および受信機アーキテクチャにおいては、信号処理は２回の周波数変換段階を含む。一つの周波数変換段階は、データの変調（あるいは受信された信号の復調）に起因する。他の周波数変換段階は、最初の周波数から最終の周波数への周波数の置き換えを行う。送信機に対しては、第１の変換段階は変調されたＩＦ信号を発生し、そして第２の変換段階はアップコンバートされたＲＦ信号を発生する。そして受信機に対しては、第１の変換段階は、ダウンコンバートされたＩＦ信号を発生し、そして第２の変換段階は、復調されたベースバンド信号を発生する。
【０００６】
ＩＦ周波数は、典型的には、回路設計の容易さおよびスプリアス信号の濾波の容易さを含む、種々の配慮にもとづいて選定される。たとえば、同相および直交正弦波を発生するための位相反転器は、しばしばＩＦ周波数における要求される仕様を満足するためにより容易に設計されそして製造されることができる。ＲＦ周波数もまた、信号伝送の容易さ、および工業標準への適合など、いくつかの考慮にもとづいて選定される。２重周波数変換（dual frequency conversion）設計は、周波数計画における柔軟性、信号濾波の容易さ、高いアイソレーション、広い可変利得範囲に対する許容度、および他の利点を提供する。一般にこれらの利点は、付加回路および電力消費の費用負担のもとに得られる。
【０００７】
直接アップコンバージョン送信機アーキテクチャは、１個の変調／周波数変換段階を用いて、ベースバンド信号から直接に変調されたＲＦ信号を発生する。直接変換アーキテクチャは一般に、より少ない実行回路を必要とし、そしてそれはしばしば簡素化された、そして電力効率のよい設計と言い換えられる。しかしながら、直接変換送信機アーキテクチャは、典型的に種々の実行困難性に遭遇する。たとえば、（このアーキテクチャは）一般に、変調されたＲＦ信号の周波数と同じ周波数における、ＲＦ正弦波（ＲＦ ＬＯ：RF sinusoid）を発生するために電圧制御発信器（ＶＣＯ）を使用するのに実用的ではない。ＶＣＯはつねに、ＲＦ信号に対してある量の“漏洩”を示す。そしてこの漏洩は、もしもＶＣＯがＲＦ信号と同じ周波数で動作されるならば、システム特性を劣化させることが可能である。さらに、送信機においては、ＲＦ信号の大きな振幅はまた、ＶＣＯを“引き込む（pull）”ことが可能であり、そしてその特性に逆に影響を与える。ＶＣＯ引き込みは、ＲＦ正弦波内の付加的な位相雑音の原因となり、そしてそれは、特性劣化の原因となりうる。
【０００８】
２個の中間正弦波から発生されたＲＦ正弦波を用いての方向性アップコンバージョン（direction upconversion）は、上に述べた特性劣化（すなわち、ＬＯ漏洩およびＶＣＯ引き込み）のいくつかを改善する。このような方法でＲＦ ＬＯを発生する回路は、“直交局部発信器ネットワーク”と題された、そして参照によってこの中に組み込まれた、米国特許５，４１２，３５１の中に記述されている。このＬＯ発生回路は、４個のミクサ、２個の位相反転器、そして２個の加算器を含む。ミクサはＲＦ周波数において動作し、そして必要とされる線形性および帯域幅を与えるために、大電流（high currents）でバイアスされる。ミクサはまた、送信機の特性を劣化させうるスプリアス信号を発生する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、より少ない回路を用いている、そしてエラー強さのある特性を有している正弦波を発生するための技術がおおいに要望される。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、変調および／あるいは周波数変換のために使用されうる正弦波を発生するための技術を与える。ＲＦ特性の改善のためには、正弦波は、２個の中間正弦波、たとえばＩＦ正弦波およびＲＦ正弦波から発生される。本発明の技術は、従来の技術よりもより少ない数のミクサを必要とし、そしてそれは回路の複雑性の低減、より低い電力消費、そして他の利点と言い換えることができる。
【００１１】
本発明の一つの実施例は、第１および第２のミクサ、第１および第２の位相シフトネットワーク、そして加算器を含む信号発生器を与える。第１および第２のミクサそれぞれは、第２の周波数における、第２の入力正弦波とともに、第１の周波数における直交正弦波および同相正弦波を受信し混合する。第１および第２の位相シフトネットワークはそれぞれ、第１および第２のミクサに結合し、第１および第２のミクサからの出力を受信し、そして第１および第２の位相シフトされた信号を発生する。加算器は、第１および第２の位相シフトネットワークに結合し、そして第１の出力正弦波を発生するために、第１および第２の位相シフトされた信号を受信しそして加算する。第２の加算器は、第１および第２の位相シフトネットワークに結合されることが可能で、そして第２の出力正弦波を発生するために、（第１および第２の位相シフトネットワークそれぞれにより発生された）第３および第４の位相シフトされた信号を受信し、そして加算することが可能である。第１および第２の出力正弦波は直交している。第３の位相シフトネットワークは、第１の周波数における第１の入力正弦波を受信することが可能であり、そして同相および直交正弦波を発生する。
【００１２】
信号発生器は、ミクサのためにはギルバートセル乗算器（Gilbert cell multiplier）を、そして位相シフトネットワークのためには多相濾波器を用いて、都合よく実現されうる。加算器は、位相シフトネットワークからの適切な電流信号を結合することによって実現されうる。電力消費を低減するためには、積み重ねられた回路トポロジー（stacked circuit topology）が使用されうる。信号発生器は、（たとえば、変調、あるいはアップコンバージョン、あるいは両者のために）送信機内で、あるいは（たとえば、復調、あるいはダウンコンバージョン、あるいは両者のために）受信機内で、使用されることが可能である。信号発生器は、セルラ（たとえば、ＣＤＭＡ）電話内における使用のために、特別に設計されることが可能である。
【００１３】
本発明の他の実施例は、正弦波を発生するための方法を与える。この方法に従って、第１の周波数における第１の直交正弦波は、第１の混合された信号を発生するために、第２の周波数における第２の入力正弦波と混合され、そして、第１の周波数における第１の同相正弦波は、第２の混合された信号を発生するために、第２の入力正弦波と混合される。第１の混合された信号は、第２の同相正弦波および第２の直交正弦波を発生するために位相シフトされる。そして、第２の混合された信号は、第３の同相正弦波および第３の直交正弦波を発生するために位相シフトされる。第２の同相および直交正弦波、および第３の同相および直交正弦波の選択的（selective）組み合わせは、第１の出力正弦波を与えるために結合される。第２の同相および直交正弦波、および第３の同相および直交正弦波の、第２の選択的組み合わせは、第２の出力正弦波を与えるために結合されることが可能である。第１および第２の出力正弦波は直交している。第１の周波数における第１の入力正弦波は、第１の同相および直交正弦波を発生するために位相シフトされることが可能である。
【００１４】
本発明のさらに他の実施例は、正弦波発生器と結合した直接アップコンバータ（direct upconverter）を含む変調器を与える。この直接アップコンバータは、変調された信号を与えるために、少なくとも１個のアナログ信号と、少なくとも１個のアップコンバート正弦波を受信し、混合する。この正弦波発生器は、直接アップコンバータに結合し、そして上に述べた方法で実現される。たとえば、この変調器は、セルラ電話に使用されうる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、性質、そして利点が、図面と関連させた場合に、以下に記述する詳細な説明から、より明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通じて同一のものと認定する。
【００１６】
図１は、２個の周波数変換段階を使用している直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を実現する、送信機１００の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。ディジタル処理装置１１０はデータを発生し、このデータを符号化し変調しそして、ディジタル的に処理されたデータを、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号はそれぞれ、ベースバンド信号の濾波を実行する（すなわち整合する（match））１対の低域通過濾波器１２２ａおよび１２２ｂに与えられる。濾波されたＩおよびＱ信号はそれぞれ、その信号を中間周波数（ＩＦ）に、ＩＦ位相反転器１２６から受信された同相ＩＦ正弦波（すなわちＬＯ）および直交ＩＦ ＬＯでそれぞれ変調する、１対のミクサ１２４ａおよび１２４ｂに与えられる。ミクサ１２４ａおよび１２４ｂからのＩＦ出力は、変調されたＩＦ信号を発生するために、加算器１２８によってあわせて加算される。ＩＦ信号は、ＩＦ信号をバッファしそして帯域通過濾波器１３４を駆動するバッファ１３２に与えられる。濾波器１３４は、帯域外雑音（out-of-band noise）および望ましくない信号を除去するために、バッファされたＩＦ信号を濾波する。
【００１７】
濾波されたＩＦ信号は、利得制御回路（図示せず）からの利得制御信号によって決定される利得をもって信号を増幅する、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１３６に与えられる。増幅されたＩＦ信号は、無線周波数における正弦波（ＲＦ ＬＯ）をまた受信し、ＲＦ信号を発生するためにＩＦ信号をＲＦ ＬＯとともにアップコンバートするところのミクサ１３８に与えられる。ＲＦ信号は、先行するアップコンバージョン段階によって発生されたイメージを濾波する濾波器１４０に与えられる。濾波された信号は、信号をバッファしそして濾波器１４４を駆動するバッファ１４２に与えられる。濾波器１４４はさらに信号から雑音を濾波し、そして濾波された信号を、必要とされる信号ドライブを用意する電力増幅器（ＰＡ）１４６に与える。ＰＡ１４６の出力は、アイソレータおよびデュプレクサ（すべての３個のエレメントは、図１には示されず）を経由して、アンテナに結合する。図１に示された実施例は、イメージ阻止濾波器（image reject filters）をもった両側波帯アップコンバータを含む。単側波帯アップコンバータもまた、当業界において知られている方法で実現可能である。
【００１８】
図２は、１個の周波数変換段階を使用して直接直交変調を実現する、送信機２００の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。ディジタル処理装置２１０は、データを発生しこのデータを符号化しそして変調しそして、ディジタル的に処理されたデータを、図１における処理装置１１０と同様にＩ信号およびＱ信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号はそれぞれ、信号をバッファし、そしてバッファされたベースバンド信号を直接アップコンバータ２３０に与える、１対のバッファ２２２ａおよび２２２ｂに与えられる。アップコンバータ２３０はまた、ＬＯ発生器２４０から同相ＬＯ（Ｉ ＬＯ）および直交ＬＯ（Ｑ ＬＯ）を受信し、そしてベースバンド信号をＲＦにアップコンバートする。一つの実施例においては、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、二つの周波数における正弦波（たとえば、ＩＦ ＬＯおよびＲＦ ＬＯ）から発生される。ＲＦ信号は、利得制御信号（図示せず）によって決定される利得をもって信号を増幅する、ＶＧＡ２５０に与えられる。増幅されたＲＦ信号は、信号から雑音を濾波する濾波器２５２に与えられる。濾波された信号は、アンテナを駆動するＰＡ２５４に与えられる。
【００１９】
種々の変更が、図２に示された送信機実施例に対して実施可能である。たとえば、送信信号経路は、より少ないあるいは付加的なバッファおよび増幅器段階、１個あるいはそれ以上の濾波器、そして他の回路を含むように設計されるかも知れない。一つの例として、濾波器がスプリアス信号を濾波するために、直接アップコンバータの後に備えられるかも知れない。さらに、信号経路内のエレメントは異なった形に配列されるかも知れない。特定の実施例においては、バッファ２２２からＰＡ２５４への送信信号経路は、個別エレメントがまた使用されるかも知れないが、１個あるいはそれ以上の集積回路内で実現される。
【００２０】
特定の送信機実施例においては、直交変調はベースバンドＩおよびＱ信号に対して、ディジタル処理装置内で実行される。ディジタル的に変調された信号はそこで、本発明に従って発生されたＬＯを使用し周波数アップコンバージョン段階によって、ＲＦに直接にアップコンバートされる。
【００２１】
送信機２００は、アップコンバータ２３０によって実行される１個の周波数コンバージョン段階を含む。ＲＦ変調およびアップコンバージョンに直接ベースバンドを使用して、多くの利点を得ることができる。利点の若干は以下に列挙される。
【００２２】
第１に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは典型的に、２重（dual）アップコンバージョンアーキテクチャよりもより複雑性が少ない。１個の周波数コンバージョン段階を除去することによって、送信信号経路内の部品数は対応して削減される。たとえば、図２に示された送信機アーキテクチャは、図１に示されたアーキテクチャ内にある、バッファ、濾波器、そしてミクサ段階の若干を含まない。回路複雑性の減少は、コストを削減し信頼性を改善する。
【００２３】
第２に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは、（典型的には）２重アップコンバージョンアーキテクチャよりもより少ない電力を消費する。これは、上に言及したように、送信信号経路内の、若干の段階の消去、そしてまた以下に述べるように、送信信号経路内の回路の特定の実施例に起因する。低減された電力消費は、たとえばセルラ電話のような若干の応用に対して、その可搬性のためにとくに好都合である。
【００２４】
第３に、直接アップコンバージョンアーキテクチャはＩＦ高調波（harmonics）を発生せず、そして一般に２重アップコンバージョンアーキテクチャよりもより少ないスプリアス信号を発生する。典型的には、ミクサは調波およびミクシング生成物を発生する非線形デバイスとして動作する。２重アップコンバージョンアーキテクチャにおいては、ＩＦミクサはＩＦミクサの後に置かれた帯域通過濾波器によってある程度まで濾波される、スプリアス信号を発生する。ＩＦアップコンバージョン段階を消去することによって、ＩＦ調波は発生されずそしてＩＦ濾波要求は緩和される。
【００２５】
第４に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは、改善された特性を与える設計が可能である。たとえばアップコンバータ２３０は、変調されたＲＦ信号が、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯ内の位相および振幅の不均衡（imbalance）に対して、より寛容であるように設計されることが可能である。
【００２６】
図３は、従来のＬＯ発生器３００のブロック線図を示す。発生器３００は、入力ＩＦ正弦波（ＩＦ ＬＯ）および入力ＲＦ正弦波（ＲＦ ＬＯ）に基づいて、ＲＦ周波数において同相正弦波（Ｉ ＬＯ）および直交正弦波（Ｑ ＬＯ）を発生する。発生器３００の中で、ＩＦ ＬＯは同相（０゜）および直交（９０゜）ＩＦ正弦波を準備する位相シフトネットワーク３１２に与えられる。同相ＩＦ正弦波はミクサ３１４ａおよび３１４ｄに与えられ、そして直交ＩＦ正弦波はミクサ３１４ｂおよび３１４ｃに与えられる。同様にＲＦ ＬＯは、同相および直交ＲＦ正弦波を準備する、位相シフトネットワーク３１６に与えられる。同相ＲＦ正弦波はミクサ３１４ｂおよび３１４ｄに与えられ、そして直交ＲＦ正弦波はミクサ３１４ａおよび３１４ｃに与えられる。ミクサ３１４ａおよび３１４ｂは、二つの入力正弦波を混合しそして混合された信号を、Ｉ ＬＯを準備するために信号を結合する加算器３１８ａに与える。同様にミクサ３１４ｃおよび３１４ｄは、二つの入力正弦波を混合しそして混合された信号を、Ｑ ＬＯを準備するために信号を結合する加算器３１８ｂに与える。Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、ベースバンド信号をＲＦに直接に変調（すなわち送信機に対して）し、あるいは受信されたＲＦ信号をベースバンドに直接に復調（すなわち受信機に対して）するところの、後のミクサ（図３には示されていない）に与えられる。
【００２７】
ＬＯ発生器３００は、二つの正弦波を用いて、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯを準備する。そしてそれはある応用において好まれる。しかしながら発生器３００はいくつかの不都合を示す。とくに、発生器３００はＲＦ周波数で動作される４個のミクサを含む。これらのミクサは送信機あるいは受信機の特性劣化の原因となりうる、スプリアス信号を発生する傾向を有する。調波のミクシングの総量を減らすために、ミクサは線形領域で動作することが望ましい。ＲＦ周波数において必要とされる回路特性（たとえば線形性および帯域幅）を達成するために、ミクサおよび後の加算器は典型的には大電流でバイアスされる。ＣＤＭＡ通信システムなどの若干の応用に対しては、電力消費は重要な設計パラメータであり、そして大バイアス電流を必要とする回路は典型的には望まれない。
【００２８】
図４は、本発明のＬＯ発生器４００の一つの実施例に関するブロック線図を示す。 ＩＦ ＬＯは、直交するすなわち１個の正弦波が他の正弦波に比して付加的な９０度の位相シフトを有している、２個の正弦波を準備する位相シフトネットワーク４１０に与えられる。位相シフト回路４１０からの同相および直交ＩＦ ＬＯはそれぞれ、ミクサ４１２ｂおよび４１２ａに与えられる。それぞれのミクサ４１２はまた、ＲＦ ＬＯを受信しそして二つの正弦波を混合する。ミクサ４１２ａおよび４１２ｂからの出力はそれぞれ、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂに与えられる。それぞれの位相シフトネットワーク４２０は、入力信号に関する同相成分および直交成分を発生する。位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂからの出力は、交差結合され（cross-coupled）、そして加算器４２２ａおよび４２２ｂに与えられる。加算器４２２ａは、Ｉ ＬＯを発生するために、位相シフトネットワーク４２０ａからの同相成分および、位相シフトネットワーク４２０ｂからの直交成分を受信しそして加算する。加算器４２２ｂは、Ｑ ＬＯを発生するために、位相シフトネットワーク４２０ａからの直交成分を受信しそして、位相シフトネットワーク４２０ｂからの同相成分から減算する。
【００２９】
もしもＲＦ ＬＯがｓｉｎ（ωＲＦ）として表現され、そしてＩＦ ＬＯがｃｏｓ（ωＩＦ）として表現されれば、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂからの成分ａ、ｂ、ｃ、およびｄは、
ａ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ）−ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（１）
ｂ＝−ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｓｉｎ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（２）
ｃ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（３）
そして、
ｄ＝ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｓｉｎ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（４）
として表現されることが可能である。
【００３０】
それぞれの成分（ａ、ｂ、ｃ、あるいはｄ）が、加算された周波数（ωＲＦ＋ωＩＦ）における正弦波、および差の周波数（ωＲＦ−ωＩＦ）における正弦波を含むことは注目されうる。これらの成分の対を適切に結合することによって、加算された周波数の正弦波、あるいは差の周波数の正弦波の何れかが相殺されうる。残っている（加算されたあるいは差の）正弦波が、変調、復調、あるいは周波数変換に使用されうる。
【００３１】
図４に示された特定の実施例においては、加算された周波数の正弦波は相殺され、そして差の周波数の正弦波がＩ ＬＯおよびＱ ＬＯとして与えられる。そしてそれは、
Ｉ ＬＯ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ） 式（５）
そして
Ｑ ＬＯ＝ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ） 式（６）
として表現されることができる。代わりに、差の周波数の正弦波が相殺されることができ、そして加算された周波数の正弦波が、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯとして与えられることも可能である。加算された周波数の正弦波は、図４に示されているものから、成分ａおよびｂの符号を逆転することによって得られることができる。
【００３２】
とくにＣＤＭＡ通信システムに適用可能な、特定の実施例においては、ＩＦ ＬＯは、ほぼ１００から２２５ＭＨｚの周波数を有し、そしてＲＦ ＬＯは、セルラ帯域に対しては８２４から８４９ＭＨｚ、そしてＰＣＳ帯域に対しては、１８５０から１９１０ＭＨｚの周波数に分布している。これらの周波数選定にともなって、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、セルラ帯域に対しては、９５４から９７９ＭＨｚの周波数範囲（すなわち、加算された周波数正弦波、ωＲＦ＋ωＩＦを用いて）を、そしてＰＣＳ帯域に対しては、１７２０から１７８０ＭＨｚの周波数範囲（すなわち、差の周波数正弦波、ωＲＦ−ωＩＦを用いて）をカバーするために発生されることができる。代わりに、同じセルラおよびＰＣＳ周波数範囲をカバーするために、ＲＦ ＬＯは、セルラ帯域に対して１０８４から１１０９ＭＨｚ（すなわち、差の周波数正弦波を用いて）そして、ＰＣＳ帯域に対して１５９０から１６５０ＭＨｚ（すなわち、加算された周波数正弦波を用いて）の周波数に変化することが可能である。
【００３３】
２個の入力正弦波を用いている、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯの発生は、いくつかの利点を与える。第１に、入力正弦波の周波数は変調されたＲＦ信号のそれとは異なり、したがって、ＬＯ漏洩およびＶＣＯ引き込みに起因する特性劣化を避けている。さらに、ＩＦ ＬＯおよびＲＦ ＬＯを発生するためのＶＣＯは、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯの周波数よりもより低い周波数において動作するよう設計されることが可能であり、したがって、個々の信号レベルに対して位相雑音特性の改善変調器および周波数変換器のための正弦波を発生する方法および回路を達成している。
【００３４】
ＬＯ発生器４００は、他の従来のＬＯ発生器にまさって多くの利点を与える。たとえば、ＬＯ発生器４００は、図３に示されたＬＯ発生器３００よりも２個少ないミクサを含む。より少ないミクサ数は、回路の複雑性を低減しそしてまた、より少ないスプリアス信号を発生する。ＬＯ発生器４００はまたさらに、同時に動作されるミクサの数半分を含むために、ＬＯ発生器３００の約半分のバイアス電流を使用するよう設計が可能である。
【００３５】
ＬＯ発生器４００のアーキテクチャはまた、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂによって持ち込まれる位相誤差の影響を軽減する。とくに、もしも位相シフトネットワーク４２０ａあるいは４２０ｂが、９０゜＋θｅｒｒの位相を有している（ここでθｅｒｒ は、位相誤差を表す）直交信号を発生すれば、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯ内の位相誤差は、
【数１】
であると示されうる。式７は、出力信号内の位相誤差が、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂにより発生される位相誤差の約半分であることを示す。
【００３６】
図５は、ＬＯ発生器５００の特定の実施例に関するブロック線図を示す。ＬＯ発生器５００は、図４におけるＬＯ発生器４００の特定の実施例であって、そして図２におけるＬＯ発生器２４０に対して使用されうる。図５における、位相シフトネットワーク５１０、５２０ａ、および５２０ｂはそれぞれ、図４における位相シフトネットワーク４１０、４２０ａ、そして４２０ｂに対応する。図５におけるミクサ５１２ａおよび５１２ｂはそれぞれ、図４におけるミクサ４１２ａおよび４１２ｂに対応する。加算器４２２ａおよび４２２ｂは、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力を結合し合わせることによって実現される。
【００３７】
発生器５００の中で、ディファレンシャル（differential）ＩＦ ＬＯ（ＩＦ＿ＬＯ＋およびＩＦ＿ＬＯ −）は、ディファレンシャル同相ＩＦ ＬＯ（ＩＩＦ＿ＬＯ＋およびＩＩＦ＿ＬＯ −）およびディファレンシャル直交ＩＦ ＬＯ（ＱＩＦ＿ＬＯ −そしてＱＩＦ＿ＬＯ＋）を準備する位相シフトネットワーク５１０に与えられる。ディファレンシャルＲＦ ＬＯ（ＲＦ＿ＬＯ＋およびＲＦ＿ＬＯ −）およびディファレンシャル同相ＩＦ ＬＯは、ミクサ５１２ａに与えられ、そしてディファレンシャルＲＦ ＬＯおよびディファレンシャル直交ＩＦ ＬＯは、ミクサ５１２ｂに与えられる。
【００３８】
図５に示された実施例においては、それぞれのミクサ５１２は、１対の交差結合された差動増幅器５１６に結合された差動増幅器５１４を含む、ギルバートセル乗算器を用いて実現される。特別に、ミクサ５１２ａに対しては、ＩＩＦ＿ＬＯ＋ およびＩＩＦ＿ＬＯ −が、トランスコンダクタ５１１ａの入力に与えられる。そしてそれは、図５に示された実施例においては、トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂを含む差動増幅器として実現される。図５には示されていないが、エミッタ負帰還抵抗器（emitter degeneration resistors）が、差動増幅器の線形性改善のために、トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂのエミッタおよびグランドの間に結合されることができる。もしもＩＩＦ＿ＬＯ＋ およびＩＩＦ＿Ｌ Ｏ −が、電流信号であれば、それらは直接に、ギルバートセルミクサに印加されることが可能である。トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂのエミッタは、合わせられて、そしてＡＣグランドに結合する。トランジスタ５１４ａのコレクタは、トランジスタ５１６ａおよび５１６ｂのエミッタに結合し、そしてトランジスタ５１４ｂのコレクタは、トランジスタ５１６ｃおよび５１６ｄのエミッタに結合する。トランジスタ５１６ａおよび５１６ｃのコレクタは、合わせてられ、そして位相シフトネットワーク５２０ａに結合する。そしてトランジスタ５１６ｂおよび５１６ｄのコレクタは、合わせられて、そしてまた位相シフトネットワーク５２０ａに結合する。トランジスタ５１６ａおよび５１６ｄのベースは、合わせて結合し、そしてＲＦ＿ＬＯ＋を受信し、そしてトランジスタ５１６ｂおよび５１６ｃのベースは、合わせて結合し、そしてＲＦ＿ＬＯ−を受信する。ミクサ５１２ｂは、ミクサ５１２ａと同様に配列される。
【００３９】
それぞれの位相シフトネットワーク５２０は、ディファレンシャル入力信号を受信し、そして受信された信号に関する４個の位相、あるいは互いについて直交する２個のディファレンシャル信号を発生する。４個の位相は、φ、φ＋９０°、φ＋１８０°、そしてφ＋２７０°を含む。ここで、φは任意の位相値であるが、両位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂに対して同様である。位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力は電流信号であり、そして望まれる出力信号を発生するために、５２２ａから５２２ｄまでの節点（ｎｏｄｅ）において結合される。トランジスタ５２４ａから５２４ｄまでは、出力抵抗器５２６を、位相シフトネットワーク５２０から分離（isolate）するカスコードバッファである。このカスコードバッファは、抵抗器５２６が負荷となることそして、位相シフトネットワークの特性に影響を与えることを防止する。それぞれのカスコードバッファを通過する電流は、それぞれの負荷抵抗５２６の両端に電圧を発生する。抵抗器５２６ａおよび５２６ｂにおける電圧は、ディファレンシャル同相ＬＯ（Ｉ ＬＯ＋およびＩ ＬＯ−）を含み、そして抵抗器５２６ｃおよび５２６ｄにおける電圧はディファレンシャル直交ＬＯ（Ｑ ＬＯ＋およぼＱ ＬＯ−）を含む。
【００４０】
図５は、ＬＯ発生器４００の特定の実施例を示す。種々の他の設計がまた、ＬＯ発生器のそれぞれのエレメントに対して使用されうる。たとえば、位相シフトネットワークは、結合された伝送線路（前述の米国特許５，４１２，３５１の中に開示されているように）、ウィルキンソン（Wilkinson）構造、あるいは当業界において知られている他の分布技術（distributed techniques）を用いて、回路基板上にエッチされたエレメントとして実現されることが可能である。位相シフトネットワークはまた、市販品として得られるハイブリッド結合器などの集中エレメントを用いて実現されうる。位相シフトネットワークはまた、帰還ループを経由した同相および直交正弦波の位相誤差および／あるいは振幅不均衡を訂正する、遅延ロックドループ（delay locked loop）を用いて実現されうる。位相シフトネットワークはまた、アクティブデバイスを用いて実現されうる。アクティブデバイスを用いている位相シフトネットワークの設計例は、“アクティブ位相反転器（Active Phase Splitter）”と題され、１９９７年３月２２日に提出され、本発明の譲渡人に譲渡され、そして参照によりこの中に組み込まれた、米国特許アプリケーションシリアル番号０８／８６２，０９４の中に開示されている。
【００４１】
同様に、ミクサは多くの設計を用いて実現されうる。ミクサは、当業界において知られているように、単一平衡（single balance）あるいは２重平衡（double balance）ダイオードミクサとして実現されうる。代わりに、ミクサは上に示されたように、アクティブデバイスを含むギルバートセル乗算器で実現されうる。一般にミクサは、非線形デバイスを用いて実現されうる。その結果、種々のミクサの実現が期待可能でありそして本発明の範囲内にある。
【００４２】
上に示した実施例においては、加算器は位相シフトネットワークの（電流）出力を合わせ結合することによって実現される。加算器はまた（抵抗ネットワークなどの）受動加算エレメント、あるいは（加算増幅器（summing amplifiers）などの）アクティブ回路で実現されうる。
【００４３】
図５に示された特定の実施例は多くの利点を含む。第１に、ミクサ、位相シフトネットワーク、加算器、そして出力バッファは、“積み重ねられた”回路トポロジーおよび、４個の出力信号（あるいは２個のディファレンシャルＬＯｓ）に対応した４分割電流経路（share four current path）（すなわち、抵抗器５２６ａから５２６ｄまでの）をもって実現される。電流を分割することによって、積み重ねられたトポロジーは、電力消費を低減しそしてまた、バッファおよび他の回路に対する必要性を消去することによって、必要とされる部品の数を低減する。
【００４４】
第２に、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂはそれぞれ、入力信号に関する４個の位相を発生する。４個の位相は、互いについて直交している２個のディファレンシャル出力信号に対応する。ディファレンシャル信号のためには、２個の信号線を単に交換することによって、反転された信号が容易に得られる。たとえば、図４を参照して、成分ｂに対する加算器４２２ｂ上の負の符号は、ディファレンシャル信号線（ｂ＋およびｂ−）を交換することによって得られることができる。このように、和および差の周波数成分は、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力信号を適切に結合することによって、同じ回路を用いて容易に得られることができる。和および差の周波数成分はまた、ミクサ４１２ａを位相シフトネットワーク４２０ａに結合しているディファレンシャルラインの極性を交換することによって、容易に得られることができる。
【００４５】
ＬＯ発生器５００は、ＬＯ発生器４００の一つの実施例である。他の実施例もまた、設計されることができそして本発明の範囲内にある。たとえば、“縦続された（cascaded）”トポロジーは、ミクサが１組の電流経路から動作し、そして位相シフトネットワークおよび出力バッファが、電流経路の第２の組から動作する場合に使用されうる。縦続されたトポロジーは、たとえば、低い供給電圧を有する応用において、使用されることができる。
【００４６】
図６Ａは、１極位相シフトネットワーク６００ａの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。位相シフトネットワーク６００ａは、図４および５における位相シフトネットワークを実現するのに使用されうる。位相シフトネットワーク６００ａは、ディファレンシャル入力信号（ＩＮ＋およびＩＮ−）を受信し、そして１対のディファレンシャル出力信号（ＩＯＵＴ＋およびＩＯＵＴ−、およびＱＯＵＴ＋およびＱＯＵＴ−）を発生する多相濾波器である。
【００４７】
ネットワーク６００ａの中で、信号ＩＮ＋は、抵抗器６１０ａおよび６１０ｂ、およびコンデンサ６１２ａおよび６１２ｂの一端に与えられる。同様に信号ＩＮ−は、抵抗器６１０ｃおよび６１０ｄ、およびコンデンサ６１２ｃおよび６１２ｄの一端に与えられる。抵抗器６１０ａ、６１０ｂ、６１０ｃ、および６１０ｄの他端はそれぞれ、コンデンサ６１２ｄ、６１２ａ、６１２ｂ、および６１２ｃの他端に結合され、そしてそれぞれ、ＩＯＵＴ＋、ＱＯＵＴ＋、ＩＯＵＴ−、およびＱＯＵＴ−を含む。ネットワーク６００ａに対する伝達関数は、次のとおりである。
【００４８】
【数２】
【数３】
【数４】
そして
【数５】
ここで、ＶＩＮ＝ＶＩＮ＋−ＶＩＮ−である。ディファレンシャル伝達関数は、次のように表されることができる。
【００４９】
【数６】
そして
【数７】
ここで、ＶＩＯＵＴ＝ＶＩＯＵＴ＋−ＶＩＯＵＴ−、そしてＶＱＯＵＴ＝ＶＱＯＵＴ＋−ＶＱＯＵＴ−である。
【００５０】
位相シフトネットワーク６００ａは、近似的に全域通過（allpass）構造である。それぞれのＲＣネットワーク（たとえば、抵抗器６１０ｂおよびコンデンサ６１２ａ）は、隣接したネットワークに比較して４５度の位相シフトを与える。結合コンデンサ６１２ｂおよび６１２ｄは、入力ディファレンシャル信号（ＩＮ＋およびＩＮ−）と交差結合する。
【００５１】
図４を参照して、位相シフトネットワーク４１０は、ＩＦ周波数における帯域（たとえば、単一トーンＩＦ ＬＯあるいは、異なった周波数計画を調整するための可変周波数ＩＦ ＬＯ）上で動作する。そして、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂのそれぞれは、式（１）から（４）に示されたように、加算された周波数成分（たとえば、ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ））および差の周波数成分（たとえば、ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ））を有している、広帯域（たとえば、チャネル選択のための調整可能な周波数）信号上で動作する。それぞれの位相シフトネットワークのために、抵抗器およびコンデンサは、動作の周波数において、そして関係する帯域上において、要求された位相および振幅応答を与えるために選定されている。したがって、位相シフトネットワーク４１０のための抵抗および容量の値は、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂのそれとはおそらく異なっている。
【００５２】
図６Ｂは、３極位相シフトネットワーク６００ｂの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。位相シフトネットワーク６００ｂはまた、図４および５における位相シフトネットワークを実現するために使用されることが可能である。位相シフトネットワーク６００ｂは、位相シフトネットワーク６００ａよりもより広い帯域幅を有しており、そして図４における、位相シフトネットワーク４２０および図５における位相シフトネットワーク５２０としての使用に、とくに適している。
【００５３】
ネットワーク６００ｂの中において、信号ＩＮ＋は、抵抗器６２０ａおよび６２０ｂ、そしてコンデンサ６２２ａおよび６２２ｂの一端に与えられる。同様に、信号ＩＮ−は、抵抗器６２０ｃおよび６２０ｄ、そしてコンデンサ６２２ｃおよび６２２ｄの一端に与えられる。抵抗器６２０ａ、６２０ｂ、６２０ｃ、および６２０ｄの他端は、それぞれ、コンデンサ６２２ｄ、６２２ａ、６２２ｂ、および６２２ｃの他端に結合する。抵抗器６２０およびコンデンサ６２２は、１極を与える第１段階を形成する。
【００５４】
抵抗器６２０ａ、６２０ｂ、６２０ｃ、および６２０ｄは、抵抗器６３０ａ、６３０ｂ、６３０ｃ、および６３０ｄのそれぞれ一端にそして、コンデンサ６３２ａ、６３２ｂ、６３２ｃ、および６３２ｄのそれぞれ一端に結合する。コンデンサ６３２ａ、６３２ｂ、６３２ｃ、および６３２ｄの他端は、抵抗器６３０ｂ、６３０ｃ、６３０ｄ、および６３０ａのそれぞれ他端に結合する。抵抗器６３０およびコンデンサ６３２は、第２段階を形成する。
【００５５】
抵抗器６３０ａ、６３０ｂ、６３０ｃ、および６３０ｄは、抵抗器６４０ａ、６４０ｂ、６４０ｃ、および６４０ｄのそれぞれ一端にそして、コンデンサ６４２ａ、６４２ｂ、６４２ｃ、および６４２ｄのそれぞれ一端に結合する。コンデンサ６４２ａ、６４２ｂ、６４２ｃ、および６４２ｄの他端は、抵抗器６４０ｂ、６４０ｃ、６４０ｄ、および６４０ａのそれぞれ他端に結合する。抵抗器６４０およびコンデンサ６４２は、第３段階を形成する。抵抗器６４０ａ、６４０ｂ、６４０ｃ、および６４０ｄは、それぞれ、出力ＩＯＵＴ＋、ＱＯＵＴ＋，ＩＯＵＴ−、ＱＯＵＴ−を含む。
【００５６】
位相シフトネットワーク６００ｂの第１段階は、入力信号に関する４個の位相（たとえば、φ、φ＋９０゜、φ＋１８０゜、およびφ＋２７０゜）、あるいは互いについて直交する２個のディファレンシャル信号を発生するための、位相シフティングを与える。各段階は、抵抗および容量の値の適切な選定によって、望まれる周波数位置に置かれることが可能な極を与える。とくに、極の位置は次のように表されうる。
【００５７】
ｆ１＝２πＲ１Ｃ１ 式（１４）
【数８】
そして
ｆ３＝２πＲ３Ｃ３ 式（１６）
図６Ｃおよび６Ｄはそれぞれ、位相シフトネットワーク６００ｂに関する、位相および振幅応答を示す。特定の実施例においては、極は、ｆ１＝６００ＭＨｚ、ｆ２＝１１５０ＭＨｚ、そしてｆ３＝２．２ＧＨｚにセットされる。典型的な位相誤差は、関係する帯域幅にわたって１．５度よりも小さいこと、そして典型的な振幅誤差は０．５ｄＢよりも小さいことが注目されうる。一般的に、ＲおよびＣの値の許容誤差は極をシフトし、そして抵抗器およびコンデンサの不適合は、位相誤差を発生する。許容誤差および不適合は、適切な設計レイアウトガイドラインを遵守することによって減少されうる。
【００５８】
図６Ａおよび６Ｂは、位相シフトネットワークの特定の形式に関する特定の設計を示す。他の設計もまた実現されることが可能でありそして本発明の範囲内にある。たとえば、位相シフトネットワークは任意の極数（たとえば、１、２、３、４、５など）を含むように設計されることが可能である。
【００５９】
図７は、直接アップコンバータ２３０の特定の実施例に関するブロック線図を示す。ＩおよびＱ信号はまたＩ ＬＯおよびＱ ＬＯをそれぞれ受信する、ミクサ７１０ａおよび７１０ｂそれぞれに与えられる。それぞれのミクサ７１０は、変調された成分を発生するために、入力信号をＬＯ信号で変調する。変調された成分は、変調されたＲＦ信号を発生するために成分を加算する加算器７１２に与えられる。ミクサ７１０および加算器７１２は、図５に示されたと同様に、１対のギルバートセル乗算器を用いて実行されることが可能である。
【００６０】
明快のために、本発明のＬＯ発生器は、送信機内のＱＰＳＫ変調器に対して述べられてきている。ＬＯ発生器はまた、復調されたおよび／あるいはダウンコンバートされた（ベースバンド）信号を発生するために、ＲＦ信号を受信しそして受信されたＲＦ信号を直接に復調あるいはダウンコンバートする、直接ダウンコンバータ内で使用されうる。
【００６１】
本発明はまた、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ:bipolar junction transistor）を用いて実現される回路で述べられてきている。本発明はまた、ＦＥＴｓ、ＭＯＳＦＥＴｓ、ＭＥＳＦＥＴｓ、ＨＢＴｓ、Ｐ‐ＨＥＭＴｓ、そしてその他を含む、他の回路で実現することができる。ここに用いられているように、“トランジスタ”は、一般的に任意のアクティブ回路を示し、ＢＪＴに限定されない。
【００６２】
ここに用いられているように、正弦波は、変調、復調、および周波数変換のために用いられる搬送信号の一つの形式である。一般的に、搬送信号は、方形波、のこぎり波、三角波などのような他の形式であることもできる。ここに述べられたように本発明は、任意の形式の搬送信号を発生するために使用されることができ、そして正弦波の発生に限定されない。
【００６３】
好ましい実施例に関するこれまでの記述は、当業界におけるいかなる熟練した人にも、本発明を作成しあるいは使用することを可能にする。これらの実施例に関する種々の変更は、当業界における熟練した人々に容易に明らかであり、この中に定義された一般的原理は、創造的能力を用いなくとも、他の実施例に適用可能であろう。従って本発明は、ここに示された実施例に限定されることを意図したものではなく、ここに開示された原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲に一致されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、２周波数変換段階を用いている直交変調を実行する、送信機の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。
【図２】 図２は、単一周波数変換段階を用いている直接直交変調を実行する、送信機の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。
【図３】 図３は、従来のＬＯ発生器に関するブロック線図である。
【図４】 図４は、本発明のＬＯ発生器の実施例に関するブロック線図を示す。
【図５】 図５は、図４のＬＯ発生器の特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ａ】 図６Ａは１極位相シフトネットワークの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ｂ】 図６Ｂは３極位相シフトネットワークの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ｃ】 図６Ｃは３極位相シフトネットワークの位相応答を示す。
【図６Ｄ】 ６Ｄは３極位相シフトネットワークの振幅応答を示す。
【図７】 図７は、直接アップコンバータの特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【符号の説明】
１００…送信機
１１０…ディジタル処理装置
１２２…低域通過濾波器
１２４…ミクサ
１２６…ＩＦ位相反転器
１２８…加算器
１３２…バッファ
１３４…帯域通過濾波器
１３６…可変利得増幅器
１３８…ミクサ
１４０…濾波器
１４２…バッファ
１４４…濾波器
１４６…電力増幅器
２００…送信機
２１０…ディジタル処理装置
２２２…バッファ
２３０…直接アップコンバータ
２４０…ＬＯ発生器
２５０…ＶＧＡ
２５２…濾波器
２５４…ＰＡ
３００…ＬＯ発生器
３１２…位相シフトネットワーク
３１６…位相シフトネットワーク
３１８…加算器
４００…ＬＯ発生器
４１０…位相シフト回路
４１２…ミクサ
４２０…位相シフトネットワーク
４２２…加算器
５００…ＬＯ発生器
５１０…位相シフトネットワーク
５１１…トランスコンダクタ
５１２…ミクサ
５１４…トランジスタ
５１６…トランジスタ
５２０…位相シフトネットワーク
５２４…トランジスタ
５２６…抵抗器
６００…位相シフトネットワーク
６１０…抵抗器
６１２…コンデンサ
６２０…抵抗器
６２２…コンデンサ
６３０…抵抗器
６３２…コンデンサ
６４０…抵抗器
６４０…抵抗器
６４２…コンデンサ
７１０…ミクサ
７１２…加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は通信システムに関する。とくに、本発明は、アナログ信号の変調および周波数変換のために使用される正弦波（sinusoid）を発生する、新規のそして改善された技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの現代の通信システムにおいては、効率の改善、そして特性の向上のために、ディジタル伝送が利用されている。ディジタル伝送フォーマットの例は、２相シフトキーイング（ＢＰＳＫ:binary phase shift keying）、４相シフトキーイング（ＱＰＳＫ：quaternary phase shift keying）、オフセット４相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ：offset quaternary phase shift keying）、ｍ相シフトキーイング（ｍ‐ＰＳＫ：m-ary phase shift keying）、および直交振幅変調（ＱＡＭ：quadrature amplitude modulation）を含む。ディジタル伝送を利用している通信システムの例は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：code division multiple access）通信システム、および高分解能テレビジョン（ＨＤＴＶ：high definition television）システムを含む。
【０００３】
典型的なディジタル通信システムにおいては、送信されるべき信号は最初にベースバンドで発生され処理される。このベースバンド処理は、バッファリング、濾波、および増幅を含むことができる。処理されたベースバンド信号はそこで、中間周波数（ＩＦ：intermediate frequency）に変調される。付加的な信号処理（すなわち、バッファリング、濾波、増幅など）はそこで、変調されたＩＦ信号について実行される。変調され、そして処理されたＩＦ信号は、無線周波数（ＲＦ：radio frequency）にアップコンバートされ、さらに処理され、そして送信される。
【０００４】
受信機においては、送信されたＲＦ信号が受信され、処理され（すなわち、増幅され、そして濾波され）、そして（送信機におけるＩＦ周波数に一致するかも知れずしないかも知れないが）ＩＦ周波数にダウンコンバートされる。ＩＦ信号はそこで、送信機において使用された変調方式に相補的な復調方式を用いて復調される。
【０００５】
多くの従来の送信機および受信機アーキテクチャにおいては、信号処理は２回の周波数変換段階を含む。一つの周波数変換段階は、データの変調（あるいは受信された信号の復調）に起因する。他の周波数変換段階は、最初の周波数から最終の周波数への周波数の置き換えを行う。送信機に対しては、第１の変換段階は変調されたＩＦ信号を発生し、そして第２の変換段階はアップコンバートされたＲＦ信号を発生する。そして受信機に対しては、第１の変換段階は、ダウンコンバートされたＩＦ信号を発生し、そして第２の変換段階は、復調されたベースバンド信号を発生する。
【０００６】
ＩＦ周波数は、典型的には、回路設計の容易さおよびスプリアス信号の濾波の容易さを含む、種々の配慮にもとづいて選定される。たとえば、同相および直交正弦波を発生するための位相反転器は、しばしばＩＦ周波数における要求される仕様を満足するためにより容易に設計されそして製造されることができる。ＲＦ周波数もまた、信号伝送の容易さ、および工業標準への適合など、いくつかの考慮にもとづいて選定される。２重周波数変換（dual frequency conversion）設計は、周波数計画における柔軟性、信号濾波の容易さ、高いアイソレーション、広い可変利得範囲に対する許容度、および他の利点を提供する。一般にこれらの利点は、付加回路および電力消費の費用負担のもとに得られる。
【０００７】
直接アップコンバージョン送信機アーキテクチャは、１個の変調／周波数変換段階を用いて、ベースバンド信号から直接に変調されたＲＦ信号を発生する。直接変換アーキテクチャは一般に、より少ない実行回路を必要とし、そしてそれはしばしば簡素化された、そして電力効率のよい設計と言い換えられる。しかしながら、直接変換送信機アーキテクチャは、典型的に種々の実行困難性に遭遇する。たとえば、（このアーキテクチャは）一般に、変調されたＲＦ信号の周波数と同じ周波数における、ＲＦ正弦波（ＲＦ ＬＯ：RF sinusoid）を発生するために電圧制御発信器（ＶＣＯ）を使用するのに実用的ではない。ＶＣＯはつねに、ＲＦ信号に対してある量の“漏洩”を示す。そしてこの漏洩は、もしもＶＣＯがＲＦ信号と同じ周波数で動作されるならば、システム特性を劣化させることが可能である。さらに、送信機においては、ＲＦ信号の大きな振幅はまた、ＶＣＯを“引き込む（pull）”ことが可能であり、そしてその特性に逆に影響を与える。ＶＣＯ引き込みは、ＲＦ正弦波内の付加的な位相雑音の原因となり、そしてそれは、特性劣化の原因となりうる。
【０００８】
２個の中間正弦波から発生されたＲＦ正弦波を用いての方向性アップコンバージョン（direction upconversion）は、上に述べた特性劣化（すなわち、ＬＯ漏洩およびＶＣＯ引き込み）のいくつかを改善する。このような方法でＲＦ ＬＯを発生する回路は、“直交局部発信器ネットワーク”と題された、そして参照によってこの中に組み込まれた、米国特許５，４１２，３５１の中に記述されている。このＬＯ発生回路は、４個のミクサ、２個の位相反転器、そして２個の加算器を含む。ミクサはＲＦ周波数において動作し、そして必要とされる線形性および帯域幅を与えるために、大電流（high currents）でバイアスされる。ミクサはまた、送信機の特性を劣化させうるスプリアス信号を発生する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、より少ない回路を用いている、そしてエラー強さのある特性を有している正弦波を発生するための技術がおおいに要望される。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、変調および／あるいは周波数変換のために使用されうる正弦波を発生するための技術を与える。ＲＦ特性の改善のためには、正弦波は、２個の中間正弦波、たとえばＩＦ正弦波およびＲＦ正弦波から発生される。本発明の技術は、従来の技術よりもより少ない数のミクサを必要とし、そしてそれは回路の複雑性の低減、より低い電力消費、そして他の利点と言い換えることができる。
【００１１】
本発明の一つの実施例は、第１および第２のミクサ、第１および第２の位相シフトネットワーク、そして加算器を含む信号発生器を与える。第１および第２のミクサそれぞれは、第２の周波数における、第２の入力正弦波とともに、第１の周波数における直交正弦波および同相正弦波を受信し混合する。第１および第２の位相シフトネットワークはそれぞれ、第１および第２のミクサに結合し、第１および第２のミクサからの出力を受信し、そして第１および第２の位相シフトされた信号を発生する。加算器は、第１および第２の位相シフトネットワークに結合し、そして第１の出力正弦波を発生するために、第１および第２の位相シフトされた信号を受信しそして加算する。第２の加算器は、第１および第２の位相シフトネットワークに結合されることが可能で、そして第２の出力正弦波を発生するために、（第１および第２の位相シフトネットワークそれぞれにより発生された）第３および第４の位相シフトされた信号を受信し、そして加算することが可能である。第１および第２の出力正弦波は直交している。第３の位相シフトネットワークは、第１の周波数における第１の入力正弦波を受信することが可能であり、そして同相および直交正弦波を発生する。
【００１２】
信号発生器は、ミクサのためにはギルバートセル乗算器（Gilbert cell multiplier）を、そして位相シフトネットワークのためには多相濾波器を用いて、都合よく実現されうる。加算器は、位相シフトネットワークからの適切な電流信号を結合することによって実現されうる。電力消費を低減するためには、積み重ねられた回路トポロジー（stacked circuit topology）が使用されうる。信号発生器は、（たとえば、変調、あるいはアップコンバージョン、あるいは両者のために）送信機内で、あるいは（たとえば、復調、あるいはダウンコンバージョン、あるいは両者のために）受信機内で、使用されることが可能である。信号発生器は、セルラ（たとえば、ＣＤＭＡ）電話内における使用のために、特別に設計されることが可能である。
【００１３】
本発明の他の実施例は、正弦波を発生するための方法を与える。この方法に従って、第１の周波数における第１の直交正弦波は、第１の混合された信号を発生するために、第２の周波数における第２の入力正弦波と混合され、そして、第１の周波数における第１の同相正弦波は、第２の混合された信号を発生するために、第２の入力正弦波と混合される。第１の混合された信号は、第２の同相正弦波および第２の直交正弦波を発生するために位相シフトされる。そして、第２の混合された信号は、第３の同相正弦波および第３の直交正弦波を発生するために位相シフトされる。第２の同相および直交正弦波、および第３の同相および直交正弦波の選択的（selective）組み合わせは、第１の出力正弦波を与えるために結合される。第２の同相および直交正弦波、および第３の同相および直交正弦波の、第２の選択的組み合わせは、第２の出力正弦波を与えるために結合されることが可能である。第１および第２の出力正弦波は直交している。第１の周波数における第１の入力正弦波は、第１の同相および直交正弦波を発生するために位相シフトされることが可能である。
【００１４】
本発明のさらに他の実施例は、正弦波発生器と結合した直接アップコンバータ（direct upconverter）を含む変調器を与える。この直接アップコンバータは、変調された信号を与えるために、少なくとも１個のアナログ信号と、少なくとも１個のアップコンバート正弦波を受信し、混合する。この正弦波発生器は、直接アップコンバータに結合し、そして上に述べた方法で実現される。たとえば、この変調器は、セルラ電話に使用されうる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、性質、そして利点が、図面と関連させた場合に、以下に記述する詳細な説明から、より明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通じて同一のものと認定する。
【００１６】
図１は、２個の周波数変換段階を使用している直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を実現する、送信機１００の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。ディジタル処理装置１１０はデータを発生し、このデータを符号化し変調しそして、ディジタル的に処理されたデータを、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号はそれぞれ、ベースバンド信号の濾波を実行する（すなわち整合する（match））１対の低域通過濾波器１２２ａおよび１２２ｂに与えられる。濾波されたＩおよびＱ信号はそれぞれ、その信号を中間周波数（ＩＦ）に、ＩＦ位相反転器１２６から受信された同相ＩＦ正弦波（すなわちＬＯ）および直交ＩＦ ＬＯでそれぞれ変調する、１対のミクサ１２４ａおよび１２４ｂに与えられる。ミクサ１２４ａおよび１２４ｂからのＩＦ出力は、変調されたＩＦ信号を発生するために、加算器１２８によってあわせて加算される。ＩＦ信号は、ＩＦ信号をバッファしそして帯域通過濾波器１３４を駆動するバッファ１３２に与えられる。濾波器１３４は、帯域外雑音（out-of-band noise）および望ましくない信号を除去するために、バッファされたＩＦ信号を濾波する。
【００１７】
濾波されたＩＦ信号は、利得制御回路（図示せず）からの利得制御信号によって決定される利得をもって信号を増幅する、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１３６に与えられる。増幅されたＩＦ信号は、無線周波数における正弦波（ＲＦ ＬＯ）をまた受信し、ＲＦ信号を発生するためにＩＦ信号をＲＦ ＬＯとともにアップコンバートするところのミクサ１３８に与えられる。ＲＦ信号は、先行するアップコンバージョン段階によって発生されたイメージを濾波する濾波器１４０に与えられる。濾波された信号は、信号をバッファしそして濾波器１４４を駆動するバッファ１４２に与えられる。濾波器１４４はさらに信号から雑音を濾波し、そして濾波された信号を、必要とされる信号ドライブを用意する電力増幅器（ＰＡ）１４６に与える。ＰＡ１４６の出力は、アイソレータおよびデュプレクサ（すべての３個のエレメントは、図１には示されず）を経由して、アンテナに結合する。図１に示された実施例は、イメージ阻止濾波器（image reject filters）をもった両側波帯アップコンバータを含む。単側波帯アップコンバータもまた、当業界において知られている方法で実現可能である。
【００１８】
図２は、１個の周波数変換段階を使用して直接直交変調を実現する、送信機２００の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。ディジタル処理装置２１０は、データを発生しこのデータを符号化しそして変調しそして、ディジタル的に処理されたデータを、図１における処理装置１１０と同様にＩ信号およびＱ信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号はそれぞれ、信号をバッファし、そしてバッファされたベースバンド信号を直接アップコンバータ２３０に与える、１対のバッファ２２２ａおよび２２２ｂに与えられる。アップコンバータ２３０はまた、ＬＯ発生器２４０から同相ＬＯ（Ｉ ＬＯ）および直交ＬＯ（Ｑ ＬＯ）を受信し、そしてベースバンド信号をＲＦにアップコンバートする。一つの実施例においては、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、二つの周波数における正弦波（たとえば、ＩＦ ＬＯおよびＲＦ ＬＯ）から発生される。ＲＦ信号は、利得制御信号（図示せず）によって決定される利得をもって信号を増幅する、ＶＧＡ２５０に与えられる。増幅されたＲＦ信号は、信号から雑音を濾波する濾波器２５２に与えられる。濾波された信号は、アンテナを駆動するＰＡ２５４に与えられる。
【００１９】
種々の変更が、図２に示された送信機実施例に対して実施可能である。たとえば、送信信号経路は、より少ないあるいは付加的なバッファおよび増幅器段階、１個あるいはそれ以上の濾波器、そして他の回路を含むように設計されるかも知れない。一つの例として、濾波器がスプリアス信号を濾波するために、直接アップコンバータの後に備えられるかも知れない。さらに、信号経路内のエレメントは異なった形に配列されるかも知れない。特定の実施例においては、バッファ２２２からＰＡ２５４への送信信号経路は、個別エレメントがまた使用されるかも知れないが、１個あるいはそれ以上の集積回路内で実現される。
【００２０】
特定の送信機実施例においては、直交変調はベースバンドＩおよびＱ信号に対して、ディジタル処理装置内で実行される。ディジタル的に変調された信号はそこで、本発明に従って発生されたＬＯを使用し周波数アップコンバージョン段階によって、ＲＦに直接にアップコンバートされる。
【００２１】
送信機２００は、アップコンバータ２３０によって実行される１個の周波数コンバージョン段階を含む。ＲＦ変調およびアップコンバージョンに直接ベースバンドを使用して、多くの利点を得ることができる。利点の若干は以下に列挙される。
【００２２】
第１に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは典型的に、２重（dual）アップコンバージョンアーキテクチャよりもより複雑性が少ない。１個の周波数コンバージョン段階を除去することによって、送信信号経路内の部品数は対応して削減される。たとえば、図２に示された送信機アーキテクチャは、図１に示されたアーキテクチャ内にある、バッファ、濾波器、そしてミクサ段階の若干を含まない。回路複雑性の減少は、コストを削減し信頼性を改善する。
【００２３】
第２に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは、（典型的には）２重アップコンバージョンアーキテクチャよりもより少ない電力を消費する。これは、上に言及したように、送信信号経路内の、若干の段階の消去、そしてまた以下に述べるように、送信信号経路内の回路の特定の実施例に起因する。低減された電力消費は、たとえばセルラ電話のような若干の応用に対して、その可搬性のためにとくに好都合である。
【００２４】
第３に、直接アップコンバージョンアーキテクチャはＩＦ高調波（harmonics）を発生せず、そして一般に２重アップコンバージョンアーキテクチャよりもより少ないスプリアス信号を発生する。典型的には、ミクサは調波およびミクシング生成物を発生する非線形デバイスとして動作する。２重アップコンバージョンアーキテクチャにおいては、ＩＦミクサはＩＦミクサの後に置かれた帯域通過濾波器によってある程度まで濾波される、スプリアス信号を発生する。ＩＦアップコンバージョン段階を消去することによって、ＩＦ調波は発生されずそしてＩＦ濾波要求は緩和される。
【００２５】
第４に、直接アップコンバージョンアーキテクチャは、改善された特性を与える設計が可能である。たとえばアップコンバータ２３０は、変調されたＲＦ信号が、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯ内の位相および振幅の不均衡（imbalance）に対して、より寛容であるように設計されることが可能である。
【００２６】
図３は、従来のＬＯ発生器３００のブロック線図を示す。発生器３００は、入力ＩＦ正弦波（ＩＦ ＬＯ）および入力ＲＦ正弦波（ＲＦ ＬＯ）に基づいて、ＲＦ周波数において同相正弦波（Ｉ ＬＯ）および直交正弦波（Ｑ ＬＯ）を発生する。発生器３００の中で、ＩＦ ＬＯは同相（０゜）および直交（９０゜）ＩＦ正弦波を準備する位相シフトネットワーク３１２に与えられる。同相ＩＦ正弦波はミクサ３１４ａおよび３１４ｄに与えられ、そして直交ＩＦ正弦波はミクサ３１４ｂおよび３１４ｃに与えられる。同様にＲＦ ＬＯは、同相および直交ＲＦ正弦波を準備する、位相シフトネットワーク３１６に与えられる。同相ＲＦ正弦波はミクサ３１４ｂおよび３１４ｄに与えられ、そして直交ＲＦ正弦波はミクサ３１４ａおよび３１４ｃに与えられる。ミクサ３１４ａおよび３１４ｂは、二つの入力正弦波を混合しそして混合された信号を、Ｉ ＬＯを準備するために信号を結合する加算器３１８ａに与える。同様にミクサ３１４ｃおよび３１４ｄは、二つの入力正弦波を混合しそして混合された信号を、Ｑ ＬＯを準備するために信号を結合する加算器３１８ｂに与える。Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、ベースバンド信号をＲＦに直接に変調（すなわち送信機に対して）し、あるいは受信されたＲＦ信号をベースバンドに直接に復調（すなわち受信機に対して）するところの、後のミクサ（図３には示されていない）に与えられる。
【００２７】
ＬＯ発生器３００は、二つの正弦波を用いて、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯを準備する。そしてそれはある応用において好まれる。しかしながら発生器３００はいくつかの不都合を示す。とくに、発生器３００はＲＦ周波数で動作される４個のミクサを含む。これらのミクサは送信機あるいは受信機の特性劣化の原因となりうる、スプリアス信号を発生する傾向を有する。調波のミクシングの総量を減らすために、ミクサは線形領域で動作することが望ましい。ＲＦ周波数において必要とされる回路特性（たとえば線形性および帯域幅）を達成するために、ミクサおよび後の加算器は典型的には大電流でバイアスされる。ＣＤＭＡ通信システムなどの若干の応用に対しては、電力消費は重要な設計パラメータであり、そして大バイアス電流を必要とする回路は典型的には望まれない。
【００２８】
図４は、本発明のＬＯ発生器４００の一つの実施例に関するブロック線図を示す。 ＩＦ ＬＯは、直交するすなわち１個の正弦波が他の正弦波に比して付加的な９０度の位相シフトを有している、２個の正弦波を準備する位相シフトネットワーク４１０に与えられる。位相シフト回路４１０からの同相および直交ＩＦ ＬＯはそれぞれ、ミクサ４１２ｂおよび４１２ａに与えられる。それぞれのミクサ４１２はまた、ＲＦ ＬＯを受信しそして二つの正弦波を混合する。ミクサ４１２ａおよび４１２ｂからの出力はそれぞれ、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂに与えられる。それぞれの位相シフトネットワーク４２０は、入力信号に関する同相成分および直交成分を発生する。位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂからの出力は、交差結合され（cross-coupled）、そして加算器４２２ａおよび４２２ｂに与えられる。加算器４２２ａは、Ｉ ＬＯを発生するために、位相シフトネットワーク４２０ａからの同相成分および、位相シフトネットワーク４２０ｂからの直交成分を受信しそして加算する。加算器４２２ｂは、Ｑ ＬＯを発生するために、位相シフトネットワーク４２０ａからの直交成分を受信しそして、位相シフトネットワーク４２０ｂからの同相成分から減算する。
【００２９】
もしもＲＦ ＬＯがｓｉｎ（ωＲＦ）として表現され、そしてＩＦ ＬＯがｃｏｓ（ωＩＦ）として表現されれば、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂからの成分ａ、ｂ、ｃ、およびｄは、
ａ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ）−ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（１）
ｂ＝−ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｓｉｎ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（２）
ｃ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（３）
そして、
ｄ＝ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ）＋ｓｉｎ（ωＲＦ＋ωＩＦ） 式（４）
として表現されることが可能である。
【００３０】
それぞれの成分（ａ、ｂ、ｃ、あるいはｄ）が、加算された周波数（ωＲＦ＋ωＩＦ）における正弦波、および差の周波数（ωＲＦ−ωＩＦ）における正弦波を含むことは注目されうる。これらの成分の対を適切に結合することによって、加算された周波数の正弦波、あるいは差の周波数の正弦波の何れかが相殺されうる。残っている（加算されたあるいは差の）正弦波が、変調、復調、あるいは周波数変換に使用されうる。
【００３１】
図４に示された特定の実施例においては、加算された周波数の正弦波は相殺され、そして差の周波数の正弦波がＩ ＬＯおよびＱ ＬＯとして与えられる。そしてそれは、
Ｉ ＬＯ＝ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ） 式（５）
そして
Ｑ ＬＯ＝ｓｉｎ（ωＲＦ−ωＩＦ） 式（６）
として表現されることができる。代わりに、差の周波数の正弦波が相殺されることができ、そして加算された周波数の正弦波が、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯとして与えられることも可能である。加算された周波数の正弦波は、図４に示されているものから、成分ａおよびｂの符号を逆転することによって得られることができる。
【００３２】
とくにＣＤＭＡ通信システムに適用可能な、特定の実施例においては、ＩＦ ＬＯは、ほぼ１００から２２５ＭＨｚの周波数を有し、そしてＲＦ ＬＯは、セルラ帯域に対しては８２４から８４９ＭＨｚ、そしてＰＣＳ帯域に対しては、１８５０から１９１０ＭＨｚの周波数に分布している。これらの周波数選定にともなって、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯは、セルラ帯域に対しては、９５４から９７９ＭＨｚの周波数範囲（すなわち、加算された周波数正弦波、ωＲＦ＋ωＩＦを用いて）を、そしてＰＣＳ帯域に対しては、１７２０から１７８０ＭＨｚの周波数範囲（すなわち、差の周波数正弦波、ωＲＦ−ωＩＦを用いて）をカバーするために発生されることができる。代わりに、同じセルラおよびＰＣＳ周波数範囲をカバーするために、ＲＦ ＬＯは、セルラ帯域に対して１０８４から１１０９ＭＨｚ（すなわち、差の周波数正弦波を用いて）そして、ＰＣＳ帯域に対して１５９０から１６５０ＭＨｚ（すなわち、加算された周波数正弦波を用いて）の周波数に変化することが可能である。
【００３３】
２個の入力正弦波を用いている、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯの発生は、いくつかの利点を与える。第１に、入力正弦波の周波数は変調されたＲＦ信号のそれとは異なり、したがって、ＬＯ漏洩およびＶＣＯ引き込みに起因する特性劣化を避けている。さらに、ＩＦ ＬＯおよびＲＦ ＬＯを発生するためのＶＣＯは、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯの周波数よりもより低い周波数において動作するよう設計されることが可能であり、したがって、個々の信号レベルに対して位相雑音特性の改善変調器および周波数変換器のための正弦波を発生する方法および回路を達成している。
【００３４】
ＬＯ発生器４００は、他の従来のＬＯ発生器にまさって多くの利点を与える。たとえば、ＬＯ発生器４００は、図３に示されたＬＯ発生器３００よりも２個少ないミクサを含む。より少ないミクサ数は、回路の複雑性を低減しそしてまた、より少ないスプリアス信号を発生する。ＬＯ発生器４００はまたさらに、同時に動作されるミクサの数半分を含むために、ＬＯ発生器３００の約半分のバイアス電流を使用するよう設計が可能である。
【００３５】
ＬＯ発生器４００のアーキテクチャはまた、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂによって持ち込まれる位相誤差の影響を軽減する。とくに、もしも位相シフトネットワーク４２０ａあるいは４２０ｂが、９０゜＋θｅｒｒの位相を有している（ここでθｅｒｒ は、位相誤差を表す）直交信号を発生すれば、Ｉ ＬＯおよびＱ ＬＯ内の位相誤差は、
【数１】
【００３６】
図５は、ＬＯ発生器５００の特定の実施例に関するブロック線図を示す。ＬＯ発生器５００は、図４におけるＬＯ発生器４００の特定の実施例であって、そして図２におけるＬＯ発生器２４０に対して使用されうる。図５における、位相シフトネットワーク５１０、５２０ａ、および５２０ｂはそれぞれ、図４における位相シフトネットワーク４１０、４２０ａ、そして４２０ｂに対応する。図５におけるミクサ５１２ａおよび５１２ｂはそれぞれ、図４におけるミクサ４１２ａおよび４１２ｂに対応する。加算器４２２ａおよび４２２ｂは、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力を結合し合わせることによって実現される。
【００３７】
発生器５００の中で、ディファレンシャル（differential）ＩＦ ＬＯ（ＩＦ＿ＬＯ＋およびＩＦ＿ＬＯ −）は、ディファレンシャル同相ＩＦ ＬＯ（ＩＩＦ＿ＬＯ＋およびＩＩＦ＿ＬＯ −）およびディファレンシャル直交ＩＦ ＬＯ（ＱＩＦ＿ＬＯ −そしてＱＩＦ＿ＬＯ＋）を準備する位相シフトネットワーク５１０に与えられる。ディファレンシャルＲＦ ＬＯ（ＲＦ＿ＬＯ＋およびＲＦ＿ＬＯ −）およびディファレンシャル同相ＩＦ ＬＯは、ミクサ５１２ａに与えられ、そしてディファレンシャルＲＦ ＬＯおよびディファレンシャル直交ＩＦ ＬＯは、ミクサ５１２ｂに与えられる。
【００３８】
図５に示された実施例においては、それぞれのミクサ５１２は、１対の交差結合された差動増幅器５１６に結合された差動増幅器５１４を含む、ギルバートセル乗算器を用いて実現される。特別に、ミクサ５１２ａに対しては、ＩＩＦ＿ＬＯ＋ およびＩＩＦ＿ＬＯ −が、トランスコンダクタ５１１ａの入力に与えられる。そしてそれは、図５に示された実施例においては、トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂを含む差動増幅器として実現される。図５には示されていないが、エミッタ負帰還抵抗器（emitter degeneration resistors）が、差動増幅器の線形性改善のために、トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂのエミッタおよびグランドの間に結合されることができる。もしもＩＩＦ＿ＬＯ＋ およびＩＩＦ＿Ｌ Ｏ −が、電流信号であれば、それらは直接に、ギルバートセルミクサに印加されることが可能である。トランジスタ５１４ａおよび５１４ｂのエミッタは、合わせられて、そしてＡＣグランドに結合する。トランジスタ５１４ａのコレクタは、トランジスタ５１６ａおよび５１６ｂのエミッタに結合し、そしてトランジスタ５１４ｂのコレクタは、トランジスタ５１６ｃおよび５１６ｄのエミッタに結合する。トランジスタ５１６ａおよび５１６ｃのコレクタは、合わせてられ、そして位相シフトネットワーク５２０ａに結合する。そしてトランジスタ５１６ｂおよび５１６ｄのコレクタは、合わせられて、そしてまた位相シフトネットワーク５２０ａに結合する。トランジスタ５１６ａおよび５１６ｄのベースは、合わせて結合し、そしてＲＦ＿ＬＯ＋を受信し、そしてトランジスタ５１６ｂおよび５１６ｃのベースは、合わせて結合し、そしてＲＦ＿ＬＯ−を受信する。ミクサ５１２ｂは、ミクサ５１２ａと同様に配列される。
【００３９】
それぞれの位相シフトネットワーク５２０は、ディファレンシャル入力信号を受信し、そして受信された信号に関する４個の位相、あるいは互いについて直交する２個のディファレンシャル信号を発生する。４個の位相は、φ、φ＋９０°、φ＋１８０°、そしてφ＋２７０°を含む。ここで、φは任意の位相値であるが、両位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂに対して同様である。位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力は電流信号であり、そして望まれる出力信号を発生するために、５２２ａから５２２ｄまでの節点（ｎｏｄｅ）において結合される。トランジスタ５２４ａから５２４ｄまでは、出力抵抗器５２６を、位相シフトネットワーク５２０から分離（isolate）するカスコードバッファである。このカスコードバッファは、抵抗器５２６が負荷となることそして、位相シフトネットワークの特性に影響を与えることを防止する。それぞれのカスコードバッファを通過する電流は、それぞれの負荷抵抗５２６の両端に電圧を発生する。抵抗器５２６ａおよび５２６ｂにおける電圧は、ディファレンシャル同相ＬＯ（Ｉ ＬＯ＋およびＩ ＬＯ−）を含み、そして抵抗器５２６ｃおよび５２６ｄにおける電圧はディファレンシャル直交ＬＯ（Ｑ ＬＯ＋およぼＱ ＬＯ−）を含む。
【００４０】
図５は、ＬＯ発生器４００の特定の実施例を示す。種々の他の設計がまた、ＬＯ発生器のそれぞれのエレメントに対して使用されうる。たとえば、位相シフトネットワークは、結合された伝送線路（前述の米国特許５，４１２，３５１の中に開示されているように）、ウィルキンソン（Wilkinson）構造、あるいは当業界において知られている他の分布技術（distributed techniques）を用いて、回路基板上にエッチされたエレメントとして実現されることが可能である。位相シフトネットワークはまた、市販品として得られるハイブリッド結合器などの集中エレメントを用いて実現されうる。位相シフトネットワークはまた、帰還ループを経由した同相および直交正弦波の位相誤差および／あるいは振幅不均衡を訂正する、遅延ロックドループ（delay locked loop）を用いて実現されうる。位相シフトネットワークはまた、アクティブデバイスを用いて実現されうる。アクティブデバイスを用いている位相シフトネットワークの設計例は、“アクティブ位相反転器（Active Phase Splitter）”と題され、１９９７年３月２２日に提出され、本発明の譲渡人に譲渡され、そして参照によりこの中に組み込まれた、米国特許アプリケーションシリアル番号０８／８６２，０９４の中に開示されている。
【００４１】
同様に、ミクサは多くの設計を用いて実現されうる。ミクサは、当業界において知られているように、単一平衡（single balance）あるいは２重平衡（double balance）ダイオードミクサとして実現されうる。代わりに、ミクサは上に示されたように、アクティブデバイスを含むギルバートセル乗算器で実現されうる。一般にミクサは、非線形デバイスを用いて実現されうる。その結果、種々のミクサの実現が期待可能でありそして本発明の範囲内にある。
【００４２】
上に示した実施例においては、加算器は位相シフトネットワークの（電流）出力を合わせ結合することによって実現される。加算器はまた（抵抗ネットワークなどの）受動加算エレメント、あるいは（加算増幅器（summing amplifiers）などの）アクティブ回路で実現されうる。
【００４３】
図５に示された特定の実施例は多くの利点を含む。第１に、ミクサ、位相シフトネットワーク、加算器、そして出力バッファは、“積み重ねられた”回路トポロジーおよび、４個の出力信号（あるいは２個のディファレンシャルＬＯｓ）に対応した４分割電流経路（share four current path）（すなわち、抵抗器５２６ａから５２６ｄまでの）をもって実現される。電流を分割することによって、積み重ねられたトポロジーは、電力消費を低減しそしてまた、バッファおよび他の回路に対する必要性を消去することによって、必要とされる部品の数を低減する。
【００４４】
第２に、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂはそれぞれ、入力信号に関する４個の位相を発生する。４個の位相は、互いについて直交している２個のディファレンシャル出力信号に対応する。ディファレンシャル信号のためには、２個の信号線を単に交換することによって、反転された信号が容易に得られる。たとえば、図４を参照して、成分ｂに対する加算器４２２ｂ上の負の符号は、ディファレンシャル信号線（ｂ＋およびｂ−）を交換することによって得られることができる。このように、和および差の周波数成分は、位相シフトネットワーク５２０ａおよび５２０ｂからの出力信号を適切に結合することによって、同じ回路を用いて容易に得られることができる。和および差の周波数成分はまた、ミクサ４１２ａを位相シフトネットワーク４２０ａに結合しているディファレンシャルラインの極性を交換することによって、容易に得られることができる。
【００４５】
ＬＯ発生器５００は、ＬＯ発生器４００の一つの実施例である。他の実施例もまた、設計されることができそして本発明の範囲内にある。たとえば、“縦続された（cascaded）”トポロジーは、ミクサが１組の電流経路から動作し、そして位相シフトネットワークおよび出力バッファが、電流経路の第２の組から動作する場合に使用されうる。縦続されたトポロジーは、たとえば、低い供給電圧を有する応用において、使用されることができる。
【００４６】
図６Ａは、１極位相シフトネットワーク６００ａの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。位相シフトネットワーク６００ａは、図４および５における位相シフトネットワークを実現するのに使用されうる。位相シフトネットワーク６００ａは、ディファレンシャル入力信号（ＩＮ＋およびＩＮ−）を受信し、そして１対のディファレンシャル出力信号（ＩＯＵＴ＋およびＩＯＵＴ−、およびＱＯＵＴ＋およびＱＯＵＴ−）を発生する多相濾波器である。
【００４７】
ネットワーク６００ａの中で、信号ＩＮ＋は、抵抗器６１０ａおよび６１０ｂ、およびコンデンサ６１２ａおよび６１２ｂの一端に与えられる。同様に信号ＩＮ−は、抵抗器６１０ｃおよび６１０ｄ、およびコンデンサ６１２ｃおよび６１２ｄの一端に与えられる。抵抗器６１０ａ、６１０ｂ、６１０ｃ、および６１０ｄの他端はそれぞれ、コンデンサ６１２ｄ、６１２ａ、６１２ｂ、および６１２ｃの他端に結合され、そしてそれぞれ、ＩＯＵＴ＋、ＱＯＵＴ＋、ＩＯＵＴ−、およびＱＯＵＴ−を含む。ネットワーク６００ａに対する伝達関数は、次のとおりである。
【００４８】
【数２】
【数５】
【００４９】
【数６】
【数７】
【００５０】
位相シフトネットワーク６００ａは、近似的に全域通過（allpass）構造である。それぞれのＲＣネットワーク（たとえば、抵抗器６１０ｂおよびコンデンサ６１２ａ）は、隣接したネットワークに比較して４５度の位相シフトを与える。結合コンデンサ６１２ｂおよび６１２ｄは、入力ディファレンシャル信号（ＩＮ＋およびＩＮ−）と交差結合する。
【００５１】
図４を参照して、位相シフトネットワーク４１０は、ＩＦ周波数における帯域（たとえば、単一トーンＩＦ ＬＯあるいは、異なった周波数計画を調整するための可変周波数ＩＦ ＬＯ）上で動作する。そして、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂのそれぞれは、式（１）から（４）に示されたように、加算された周波数成分（たとえば、ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＩＦ））および差の周波数成分（たとえば、ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＩＦ））を有している、広帯域（たとえば、チャネル選択のための調整可能な周波数）信号上で動作する。それぞれの位相シフトネットワークのために、抵抗器およびコンデンサは、動作の周波数において、そして関係する帯域上において、要求された位相および振幅応答を与えるために選定されている。したがって、位相シフトネットワーク４１０のための抵抗および容量の値は、位相シフトネットワーク４２０ａおよび４２０ｂのそれとはおそらく異なっている。
【００５２】
図６Ｂは、３極位相シフトネットワーク６００ｂの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。位相シフトネットワーク６００ｂはまた、図４および５における位相シフトネットワークを実現するために使用されることが可能である。位相シフトネットワーク６００ｂは、位相シフトネットワーク６００ａよりもより広い帯域幅を有しており、そして図４における、位相シフトネットワーク４２０および図５における位相シフトネットワーク５２０としての使用に、とくに適している。
【００５３】
ネットワーク６００ｂの中において、信号ＩＮ＋は、抵抗器６２０ａおよび６２０ｂ、そしてコンデンサ６２２ａおよび６２２ｂの一端に与えられる。同様に、信号ＩＮ−は、抵抗器６２０ｃおよび６２０ｄ、そしてコンデンサ６２２ｃおよび６２２ｄの一端に与えられる。抵抗器６２０ａ、６２０ｂ、６２０ｃ、および６２０ｄの他端は、それぞれ、コンデンサ６２２ｄ、６２２ａ、６２２ｂ、および６２２ｃの他端に結合する。抵抗器６２０およびコンデンサ６２２は、１極を与える第１段階を形成する。
【００５４】
抵抗器６２０ａ、６２０ｂ、６２０ｃ、および６２０ｄは、抵抗器６３０ａ、６３０ｂ、６３０ｃ、および６３０ｄのそれぞれ一端にそして、コンデンサ６３２ａ、６３２ｂ、６３２ｃ、および６３２ｄのそれぞれ一端に結合する。コンデンサ６３２ａ、６３２ｂ、６３２ｃ、および６３２ｄの他端は、抵抗器６３０ｂ、６３０ｃ、６３０ｄ、および６３０ａのそれぞれ他端に結合する。抵抗器６３０およびコンデンサ６３２は、第２段階を形成する。
【００５５】
抵抗器６３０ａ、６３０ｂ、６３０ｃ、および６３０ｄは、抵抗器６４０ａ、６４０ｂ、６４０ｃ、および６４０ｄのそれぞれ一端にそして、コンデンサ６４２ａ、６４２ｂ、６４２ｃ、および６４２ｄのそれぞれ一端に結合する。コンデンサ６４２ａ、６４２ｂ、６４２ｃ、および６４２ｄの他端は、抵抗器６４０ｂ、６４０ｃ、６４０ｄ、および６４０ａのそれぞれ他端に結合する。抵抗器６４０およびコンデンサ６４２は、第３段階を形成する。抵抗器６４０ａ、６４０ｂ、６４０ｃ、および６４０ｄは、それぞれ、出力ＩＯＵＴ＋、ＱＯＵＴ＋，ＩＯＵＴ−、ＱＯＵＴ−を含む。
【００５６】
位相シフトネットワーク６００ｂの第１段階は、入力信号に関する４個の位相（たとえば、φ、φ＋９０゜、φ＋１８０゜、およびφ＋２７０゜）、あるいは互いについて直交する２個のディファレンシャル信号を発生するための、位相シフティングを与える。各段階は、抵抗および容量の値の適切な選定によって、望まれる周波数位置に置かれることが可能な極を与える。とくに、極の位置は次のように表されうる。
【００５７】
ｆ１＝２πＲ１Ｃ１ 式（１４）
【数８】
ｆ３＝２πＲ３Ｃ３ 式（１６）
図６Ｃおよび６Ｄはそれぞれ、位相シフトネットワーク６００ｂに関する、位相および振幅応答を示す。特定の実施例においては、極は、ｆ１＝６００ＭＨｚ、ｆ２＝１１５０ＭＨｚ、そしてｆ３＝２．２ＧＨｚにセットされる。典型的な位相誤差は、関係する帯域幅にわたって１．５度よりも小さいこと、そして典型的な振幅誤差は０．５ｄＢよりも小さいことが注目されうる。一般的に、ＲおよびＣの値の許容誤差は極をシフトし、そして抵抗器およびコンデンサの不適合は、位相誤差を発生する。許容誤差および不適合は、適切な設計レイアウトガイドラインを遵守することによって減少されうる。
【００５８】
図６Ａおよび６Ｂは、位相シフトネットワークの特定の形式に関する特定の設計を示す。他の設計もまた実現されることが可能でありそして本発明の範囲内にある。たとえば、位相シフトネットワークは任意の極数（たとえば、１、２、３、４、５など）を含むように設計されることが可能である。
【００５９】
図７は、直接アップコンバータ２３０の特定の実施例に関するブロック線図を示す。ＩおよびＱ信号はまたＩ ＬＯおよびＱ ＬＯをそれぞれ受信する、ミクサ７１０ａおよび７１０ｂそれぞれに与えられる。それぞれのミクサ７１０は、変調された成分を発生するために、入力信号をＬＯ信号で変調する。変調された成分は、変調されたＲＦ信号を発生するために成分を加算する加算器７１２に与えられる。ミクサ７１０および加算器７１２は、図５に示されたと同様に、１対のギルバートセル乗算器を用いて実行されることが可能である。
【００６０】
明快のために、本発明のＬＯ発生器は、送信機内のＱＰＳＫ変調器に対して述べられてきている。ＬＯ発生器はまた、復調されたおよび／あるいはダウンコンバートされた（ベースバンド）信号を発生するために、ＲＦ信号を受信しそして受信されたＲＦ信号を直接に復調あるいはダウンコンバートする、直接ダウンコンバータ内で使用されうる。
【００６１】
本発明はまた、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ:bipolar junction transistor）を用いて実現される回路で述べられてきている。本発明はまた、ＦＥＴｓ、ＭＯＳＦＥＴｓ、ＭＥＳＦＥＴｓ、ＨＢＴｓ、Ｐ‐ＨＥＭＴｓ、そしてその他を含む、他の回路で実現することができる。ここに用いられているように、“トランジスタ”は、一般的に任意のアクティブ回路を示し、ＢＪＴに限定されない。
【００６２】
ここに用いられているように、正弦波は、変調、復調、および周波数変換のために用いられる搬送信号の一つの形式である。一般的に、搬送信号は、方形波、のこぎり波、三角波などのような他の形式であることもできる。ここに述べられたように本発明は、任意の形式の搬送信号を発生するために使用されることができ、そして正弦波の発生に限定されない。
【００６３】
好ましい実施例に関するこれまでの記述は、当業界におけるいかなる熟練した人にも、本発明を作成しあるいは使用することを可能にする。これらの実施例に関する種々の変更は、当業界における熟練した人々に容易に明らかであり、この中に定義された一般的原理は、創造的能力を用いなくとも、他の実施例に適用可能であろう。従って本発明は、ここに示された実施例に限定されることを意図したものではなく、ここに開示された原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲に一致されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、２周波数変換段階を用いている直交変調を実行する、送信機の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。
【図２】 図２は、単一周波数変換段階を用いている直接直交変調を実行する、送信機の実施例に関する単純化されたブロック線図を示す。
【図３】 図３は、従来のＬＯ発生器に関するブロック線図である。
【図４】 図４は、本発明のＬＯ発生器の実施例に関するブロック線図を示す。
【図５】 図５は、図４のＬＯ発生器の特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ａ】 図６Ａは１極位相シフトネットワークの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ｂ】 図６Ｂは３極位相シフトネットワークの、特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【図６Ｃ】 図６Ｃは３極位相シフトネットワークの位相応答を示す。
【図６Ｄ】 ６Ｄは３極位相シフトネットワークの振幅応答を示す。
【図７】 図７は、直接アップコンバータの特定の実施例に関するブロック線図を示す。
【符号の説明】
１００…送信機
１１０…ディジタル処理装置
１２２…低域通過濾波器
１２４…ミクサ
１２６…ＩＦ位相反転器
１２８…加算器
１３２…バッファ
１３４…帯域通過濾波器
１３６…可変利得増幅器
１３８…ミクサ
１４０…濾波器
１４２…バッファ
１４４…濾波器
１４６…電力増幅器
２００…送信機
２１０…ディジタル処理装置
２２２…バッファ
２３０…直接アップコンバータ
２４０…ＬＯ発生器
２５０…ＶＧＡ
２５２…濾波器
２５４…ＰＡ
３００…ＬＯ発生器
３１２…位相シフトネットワーク
３１６…位相シフトネットワーク
３１８…加算器
４００…ＬＯ発生器
４１０…位相シフト回路
４１２…ミクサ
４２０…位相シフトネットワーク
４２２…加算器
５００…ＬＯ発生器
５１０…位相シフトネットワーク
５１１…トランスコンダクタ
５１２…ミクサ
５１４…トランジスタ
５１６…トランジスタ
５２０…位相シフトネットワーク
５２４…トランジスタ
５２６…抵抗器
６００…位相シフトネットワーク
６１０…抵抗器
６１２…コンデンサ
６２０…抵抗器
６２２…コンデンサ
６３０…抵抗器
６３２…コンデンサ
６４０…抵抗器
６４０…抵抗器
６４２…コンデンサ
７１０…ミクサ
７１２…加算器
Claims (11)
- 信号発生器であって、
第１の周波数における直交正弦波を、第２の周波数における第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第１のミクサと、なお第１の周波数は通信装置の局部発振器中間周波数であり、第２の周波数は該通信装置の局部発振器無線周波数であり、
第１の周波数における同相正弦波を第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第２のミクサと、
第１のミクサと結合された第１の位相シフトネットワークと、なお第１の位相シフトネットワークは第１のミクサからの出力を受信し、そして第１の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、
第２のミクサと結合された第２の位相シフトネットワークと、なお第２の位相シフトネットワークは第２のミクサからの出力を受信し、そして第２の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、そして
第１および第２の位相シフトネットワークと結合された第１の加算器とを含み、なお第１の加算器は、第１の出力信号を発生するために、第１および第２の位相シフトされた信号を受信しそして加算するように形成され、ここで第１の出力信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数の第１の出力正弦波を含み、そして局部発振器中間周波数と局部発振器無線周波数の和に等しい周波数における周波数成分は第１の出力信号において除かれる
信号発生器。 - さらに、第１の周波数における第１の入力正弦波を受信し、そして同相および直交正弦波を発生するように形成されている、第３の位相シフトネットワークを含む請求項１の発生器。
- それぞれの正弦波はディファレンシャル信号として与えられる請求項１の発生器。
- 同相および直交正弦波は互いについてほぼ９０度位相が異なる請求項１の発生器。
- 第１の位相シフトネットワークはさらに、第３の位相シフトされた信号を発生するように形成され、そして第２の位相シフトネットワークはさらに、第４の位相シフトされた信号を発生するように形成され、発生器はさらに
第１および第２の位相シフトネットワークに結合された第２の加算器を含み、なお第２の加算器は、第２の出力信号を発生するために、第３および第４の位相シフトされた信号を受信しそして加算するように形成されており、
ここで、第２の出力信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との和に等しい周波数の第２の出力正弦波を含み、
局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数における周波数成分は第２の出力信号において除かれ、
第３の位相シフトされた信号は第１の位相シフトされた信号から約９０度オフセットしており、そして
第２の位相シフトされた信号は第４の位相シフトされた信号から約９０度オフセットしている
請求項１の発生器。 - 信号発生器であって、
第１の周波数における第１および第２の位相シフトされた正弦波を、第２の周波数における第２の入力正弦波とともにそれぞれ受信し、そして混合するよう形成されている第１および第２のギルバートセル乗算器と、なお第１の周波数は通信装置の局部発振器中間周波数であり、第２の周波数は通信装置の局部発振器無線周波数であり、そして
第１および第２のギルバートセル乗算器とそれぞれ結合された第１および第２の位相シフトネットワークとを含み、なお、第１および第２の位相シフトネットワークのそれぞれは、それぞれのギルバートセル乗算器からの出力を受信し、そして１組の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、ここで第１および第２の位相シフトネットワークの出力は、第１および第２の出力信号を与えるように形成された第１および第２の加算器に選択的に結合されており、
ここで、
第１の出力信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数の第１の出力正弦波を含み、
局部発振器中間周波数と局部発振器無線周波数との和に等しい周波数における周波数成分は第１の出力信号において除かれ、
第２の出力信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との和に等しい周波数の第２の出力正弦波を含み、そして
局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数における周波数成分は第２の出力信号において除かれる
信号発生器。 - さらに、第１の周波数における第１の入力正弦波を受信し、第１の周波数における第１および第２の位相シフトされた正弦波を発生するように形成されている、第３の位相シフトネットワークを含む請求項６の発生器。
- 第１および第２の位相シフトネットワークは、多相濾波器で実現されている、請求項６の発生器。
- 無線通信装置の送信周波数への直接のアップコンバージョンのための局部発振器正弦波を発生する方法であって、この方法は
第１の混合された信号を発生するために、第１の周波数における第１の直交正弦波を第２の周波数における第２の入力正弦波と混合し、第１の周波数は無線通信装置の局部発振器中間周波数であり、第２の周波数は無線通信装置の局部発振器無線周波数であり、
第２の混合された信号を発生するために、第１の周波数における第１の同相正弦波を第２の入力正弦波と混合し、
第１の同相信号および第１の直交信号を発生するために、第１の混合された信号を位相シフトし、
第２の同相信号および第２の直交信号を発生するために、第２の混合された信号を位相シフトし、そして
第１の出力信号を発生するために、第１の同相および直交信号と、そして第２の直交および同相信号の選択された対を結合することを含み、
ここで、第１の出力信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数の第１の出力正弦波を含み、そして局部発振器中間周波数と局部発振器無線周波数との和に等しい周波数における周波数成分は第１の出力信号において除かれ、そして送信周波数は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい、
方法。 - 通信装置の変調器であって、該変調器は、
変調された信号を与えるために、少なくとも１つのアナログ信号および少なくとも１つのアップコンバート正弦波を受信しそして混合するように形成された直接アップコンバータと、そして
直接アップコンバータに結合された正弦波発生器とを含み、該発生器は、
第１の周波数における直交正弦波を、第２の周波数における第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第１のミクサと、なお第１の周波数は通信装置の局部発振器中間周波数であり、第２の周波数は通信装置の局部発振器無線周波数であり、
第１の周波数における同相正弦波を、第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第２のミクサと、
第１のミクサと結合された第１の位相シフトネットワークと、なお第１の位相シフトネットワークは、第１のミクサからの出力を受信し、そして第１の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、
第２のミクサと結合された第２の位相シフトネットワークと、なお第２の位相シフトネットワークは、第２のミクサからの出力を受信し、そして第２の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、そして
第１および第２の位相シフトネットワークと結合された第１の加算器とを含み、なお第１の加算器は、第１のアップコンバート信号を発生するために、第１および第２の位相シフトされた信号を受信しそして加算するように形成されており、ここで第１のアップコンバート信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数における第１の出力正弦波を含み、そして局部発振器中間周波数と局部発振器無線周波数の和に等しい周波数における周波数成分は第１のアップコンバート信号において除かれる
変調器。 - セルラ電話における送信機であって、
少なくとも１つのアナログ信号を受信し、そしてバッファされた前記少なくとも１つのアナログ信号を出力するように形成されている少なくとも１つのバッファと、
少なくとも１つのバッファと動作的に結合された直接アップコンバータと、なお該アップコンバータは、変調された信号を与えるために、バッファされた前記少なくとも１つのアナログ信号を、少なくとも１つのアップコンバート正弦波とともに受信し、そして混合するように形成されており、
動作的に直接アップコンバータと結合された少なくとも１つの可変利得増幅器（ＶＧＡ）と、なおＶＧＡは、変調された信号を受信しそして増幅するように形成されており、そして
直接アップコンバータと結合された正弦波発生器とを含み、該発生器は
第１の周波数における直交正弦波を第２の周波数における第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第１のミクサと、なお第１の周波数は送信機の局部発振器中間周波数であり、第２の周波数は送信機の局部発振器無線周波数であり、
第１の周波数における同相正弦波を第２の入力正弦波とともに受信しそして混合するように形成されている第２のミクサと、
第１のミクサと結合された第１の位相シフトネットワークと、なお第１の位相シフトネットワークは、第１のミクサからの出力を受信し、そして第１の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、
第２のミクサと結合された第２の位相シフトネットワークと、なお第２の位相シフトネットワークは、第２のミクサからの出力を受信し、そして第２の位相シフトされた信号を発生するように形成されており、そして
第１および第２の位相シフトネットワークと結合された第１の加算器とを含み、なお第１の加算器は、第１のアップコンバート信号を発生するために、第１および第２の位相シフトされた信号を受信しそして加算するように形成されており、ここで第１のアップコンバート信号は局部発振器無線周波数と局部発振器中間周波数との差に等しい周波数における第１の出力正弦波を含み、そして局部発振器中間周波数と局部発振器無線周波数の和に等しい周波数における周波数成分は第１のアップコンバート信号において除かれる
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