CN1455984A - 具有减少谐波并且提高效率的cmos功率放大器 - Google Patents

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Abstract

一个F类CMOS放大器使用差分输入消除偶次谐波，因此不需要调谐到二次谐波的电路。这也使得对在调谐电路选择的二次谐波频率和/或特定部件值方面变化的设计的敏感度减到最小。通过控制差分输入之间的相位关系减小三次谐波。作为输出功率电平的功能，通过动态控制放大器的阻抗获得额外效率。

Description

具有减少谐波并且提高效率的CMOS功率放大器
本发明涉及电学领域，尤其是用于CMOS装置中的功率放大器，比如说无线发射机。
CMOS技术通常用在那些要求最小功率消耗的装置，比如手提电话。功率放大器，比如用在无线发射机的输出级，通常用GaAs，Bipolar，或PHEMT技术制造。随着CMOS技术的发展，基于它的小尺寸，低费用和相对高效率(低功率损耗)，CMOS成为用于功率放大器中一个具有吸引力的选择。由于CMOS晶体管体积小，制造费用低，用其他技术可能不经济可行的复杂设计，对CMOS来说却十分可行。
图1描述了现有技术中的功率放大器100的实例，通常称为F类功率放大器。1989年出版的IEEE MTT Symposium Digest第857-858页，William S Kopp和Sam D Pritchett发表的“微波和毫米频率中的高效功率放大器”，公开了F类功率放大器的工作原理，并将在本申请中作为参考。在一个优选的实施例中，传输线T调谐到短偶次谐波，设计一个匹配网络Co，Lo，CL与负载RL相匹配，以便通过基频并且衰减三次谐波。与RL并联的电容CL，减少了与负载RL相关的阻抗，同时Lo消除晶体管可见的任何残留的电抗性阻抗。信号通过电容Co交流耦合。
常规的F类功率放大器通过传输线T基本上衰减偶次谐波，通过匹配网络Co，Lo，CL衰减三次谐波，但是在一些应用中对三次谐波提供的衰减经常是不够的。三次谐波在高电平存在的原因之一在于，由于用四分之一波长的传输线T消除偶次谐波，传输线T的阻抗对二次谐波来说最小，但是对三次谐波来说最大。因此三次谐波实际上在晶体管M1的漏极增加，尽管有匹配滤波，放大器输出端的三次谐波仍然很高。同时，传输线T响应二次谐波的精确调谐，可以影响对偶次谐波实现的衰减。改进的谐波衰减正常地形成了输出波形，同时由于损失较少的功率用于传播不需要的谐波而带来更高效率。
由于移动终端通常不在最大输出功率发射，因而在功率的宽范围上效率的增加在当前的无线应用上是必要的。高的能量利用率使电池的寿命更长，减少了热损耗的需求量，等等。
本发明的一个目的是减小F类放大器中产生的谐波。本发明的另一目的是增加F类放大器的效率。本发明更进一步的目的是在F类放大器的CMOS实施例中提供减少的谐波和增加的效率。本发明更进一步的目的是在F类放大器输出功率的宽范围上增加效率。
上述及其它发明目的是通过提供CMOS F类放大器实现的，其使用差分输入消除偶次谐波，因此不需要调谐到二次谐波的电路。这也使得对在调谐电路选择的二次谐波频率和/或特定部件值方面变化的设计的敏感度减到最小。通过控制差分输入之间的相位关系减小三次谐波。通过动态控制放大器的阻抗获得额外效率作为输出功率电平的函数。
通过举例，并参考下面的附图，本发明将被进一步详细说明，其中：
图1描述了现有技术中F类功率放大器的示意图；
图2描述了按本发明的F类CMOS功率放大器的示意图；
图3描述了按本发明的无线发射机范例方块图；
图4A和图4B描述了按本发明与差分输入信号有关的范例的时序图；
图5描述了按本发明进一步改进的F类CMOS功率放大器的示意图；
图6描述了按本发明与差分和辅助输入信号相关的时序图，上述信号用于动态调整图5中功率放大器的阻抗；
所有的附图中，相同的附图标记或符号代表相同或相应的特征或功能。
图2描述了按本发明的F类CMOS功率放大器的示意图。如图所示，输入信号被分裂成差分输入信号Vinn和Vinp，每个差分输入信号Vinn和Vinp输入到相应的功率放大器级210n，210p。每个功率放大器级210n，210p的输出信号Von，Vop耦合于输出变压器K的初级线圈，输出变压器K的次级线圈与负载RL相连。
由于输出信号Von，Vop彼此不同相，偶次谐波在变压器K中消除，因此排除了精确调谐传输网络Tn，Tp到二次谐波频率的必要，和/或因此减少了偶次谐波衰减对传输网络Tn，Tp中的各元件值的依赖性。由于差分输入消除了偶次谐波，传输线Tn，Tp不必调谐到二次谐波，因此避免了传统F类功率放大器中二次谐波等效短路到地面带来的功率损耗。
图3描述了按本发明包括功率放大器200的无线发射机300的范例方块图。调制器330通过对音频放大器310的输出信号和来自RF振荡器320的载波信号进行调制。提供输入到功率放大器200。在本示例中，图2中的负载RL相当于发射功率放大器200的输出信号的天线。为了符合已有的传输标准，同时使传输效率最大，设计功率放大器200抑制载波信号的谐波。
如上所述，通过功率放大器200的差分结构，基本减少偶次谐波。如图4A所示，通过控制输入信号Vinn和Vinp的相位关系和脉冲持续时间，减少三次谐波。在一个优选的实施例中，不同相的信号Vinn和Vinp的每个脉冲410n，410p持续时间被控制为小于180度，优选的方案为120度。例如，在输入信号的每个正的零交叉处，图2中的分路器220将输入信号的三分之一周期认定为Vinn信号，在每个负的零交叉处，分路器220将输入信号的三分之一周期认定为Vinp信号。已发现每个差分输入信号的输入信号的三分之一周期的持续时间基本上减小了三次谐波，但是在图2中的输出变压器K中消除的二次谐波仍然存在。
可选的，由于通过控制脉冲宽度减少三次谐波，图2中功率放大器200的输出匹配部分Con，Lon，CLn，RL和Cop，Lop，CLp，RL可以被设计成通过使用本技术中通用的滤波技术进一步减少，比如，五次谐波。
图5描述了按本发明进一步改进的F类CMOS功率放大器200’的示意图。1936年9月出版的Proceedings of the Institude of RadioEngineers第24卷第9期中，W.H.Doherty发表的“一种用于调制波形的新的高效功率放大器”将作为参考，功率放大器的效率将通过改变在调制周期上的电路阻抗来改进，如图5所示，附加了晶体管Mn2和Mp2来增加低输出功率电平时的电路阻抗，以便改进功率放大器200’的效率性能。
图6描述了按本发明与差分和辅助输入信号有关的时序图，上述信号用于动态调整图5中功率放大器的阻抗。如图所示，驱动图5中晶体管Mn2和Mp2的辅助输入信号Vinn2和Vinp2与相应的输入信号Vinn和Vinp不同相，并且幅度小。辅助输入信号Vinn2和Vinp2的精确的脉冲持续时间不重要；在优选的实施例中，辅助输入信号Vinn2和Vinp2的脉冲持续时间与主要输入信号Vinn和Vinp的脉冲持续时间相关，以便简化电路设计。辅助输入信号Vinn2和Vinp2幅度的设定，使得增加电路阻抗，同时减小输出功率电平，因此在不同输出功率电平时提供了一个基本不变的效率。
图4B描述了一个可供选择的方法，该方法通过提供辅助脉冲420p和420n到输入电压Vinn和Vinp，动态调整图2中电路的阻抗。由于差分电路中的每一级只在半个周期工作，辅助脉冲420p和420n可在各级的传统的“截止”状态期间提供，因此可以使用图2中的晶体管Mp，Mn代替图5中的晶体管Mn2，Mp2，在它的传统的“截止”状态期间分别调整网络的阻抗。
以上仅仅描述本发明的工作原理。即使没有明确描述或在此详细说明，在不脱离本发明的精神实质和权利要求的范围下，本领域的技术人员可以用不同的装置实现上述发明。

Claims (19)

1.一个功率放大器(200)，由以下部分组成：
第一CMOS放大器级(201n)，具有一个输入端和一个输出端；
第二CMOS放大器级(201p)，具有一个输入端和一个输出端；和
一个变压器(K)，包括：
一个初级线圈，包括第一端和第二端，第一端可操作耦合于第一CMOS放大器级(201n)的输出端，第二端可操作耦合于第二CMOS放大器级(201p)的输出端；和
一个次级线圈，提供功率放大器(200)的输出；
其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)的输入端对应于信号输入的差分输入信号(Vinn，Vinp)，因而基本衰减了信号输入的偶次谐波。
2.根据权利要求1所述的功率放大器(200)，其特征在于配置每个差分输入信号(Vinn，Vinp)提供具有持续时间小于信号输入的半个循环周期的脉冲信号(410n，410p)。
3.根据权利要求2所述的功率放大器(200)，其特征在于每个差分输入信号的脉冲(410n，410p)持续时间基本上等于信号输入的三分之一循环周期，因此基本衰减了信号输入的三次谐波。
4.根据权利要求1所述的功率放大器(200)，其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)每个包括：
一个CMOS晶体管(Mn，Mp)具有接收放大器级的输入信号的栅极，和
一个匹配网络(Con，Lon，CLn；Cop，Lop，CLp)可操作耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端，根据与功率放大器(200)的负载(RL)相关的电阻，提供放大器级(210n，210p)的输出信号。
5.根据权利要求4所述的功率放大器(200)，其特征在于匹配网络(Con，Lon，CLn；Cop，Lop，CLp)包括：
第一电容(Co)和电感(Lo)的串联装置，可操作耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端和放大器级(210n，210p)的输出端之间，和
第二电容(CL)，可操作耦合于放大器级(210n，210p)的输出端和参考电压之间。
6.根据权利要求4所述的功率放大器(200)，其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)的每个也包括一条传输线(Tn，Tp)，可操作耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端和参考电压之间。
7.根据权利要求4所述的功率放大器(200)，其特征在于配置差分输入信号(Vinn，Vinp)每个提供的脉冲(410n，410p)具有持续时间小于信号输入的半个循环周期。
8.根据权利要求7所述的功率放大器(200)，其特征在于每个差分输入的脉冲(410n，410p)的持续时间基本上等于信号输入的三分之一循环周期，因此基本上衰减了信号输入的三次谐波。
9.根据权利要求8所述的功率放大器(200)，其特征在于配置匹配网络(Con，Lon，CLn；Cop，Lop，CLp)基本上衰减了信号输入的五次谐波。
10.根据权利要求4所述的功率放大器(200)，其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)的每一个也包括一个辅助晶体管(Mn2，Mp2)，可操作耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端，即是配置为根据功率放大器(200)的功率输出电平，动态地产生与放大器级(210n，210p)相关的阻抗。
11.根据权利要求4所述的功率放大器(200)，其特征在于每个差分输入信号(Vinn，Vinp)包括辅助脉冲(420n，420p)，根据功率放大器(200)的功率输出电平，其动态地产生与放大器级(210n，210p)相关的阻抗。
12.一个无线发射机，包括：
一个音频放大器(310)，
一个RF振荡器(320)，
一个调制器(330)，可操作耦合于音频放大器(310)和RF振荡器(320)，即被配置来提供被调载波信号，和
一个功率放大器(200)，可操作耦合于调制器(330)，即配置来接收被调载波信号，产生放大的输出信号；其特征在于功率放大器(200)包括：
一个分路器(220)，根据被调载波信号，产生第一差分信号(Vinn)和第二差分信号(Vinp)；
第一CMOS放大器级(201n)，接收第一差分信号(Vinn)并提供第一差分输出；
第二CMOS放大器级(201p)接收第二差分信号(Vinp)并提供第二差分输出；
一个变压器(K)，包括：
一个初级线圈，包括第一端和第二端，第一端可操作耦合于第一差分输出，第二端可操作耦合于第二差分输出，和
一个次级线圈，提供放大的输出信号。
13.根据权利要求12所述的无线发射机，其特征在于配置分路器(220)提供第一和第二差分信号(Vinn，Vinp)作为脉冲(410n，410p)，每个脉冲的持续时间小于被调载波信号的半个循环周期。
14.根据权利要求13所述的无线发射机，其特征在于每个脉冲(410n，410p)的持续时间基本上等于被调载波信号的三分之一循环周期。
15.根据权利要求12所述的无线发射机，其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)分别包括：
一个CMOS晶体管(Mn，Mp)，具有一个栅极用于接收放大器级(201n，201p)的差分信号，和
一个匹配网络(Con，Lon，CLn；Cop，Lop，CLp)可操作将其耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端，根据与功率放大器(200)的输出负载(RL)相关的电阻，提供差分输出。
16.根据权利要求15所述的无线发射机，其特征在于配置分路器提供第一和第二差分信号作为脉冲(410n，410p)，每个脉冲的持续时间小于被调载波信号的半个循环周期。
17.根据权利要求16所述的无线发射机，其特征在于每个脉冲(410n，410p)的持续时间基本上等于被调载波信号的三分之一循环周期。
18.根据权利要求15所述的无线发射机，其特征在于第一CMOS放大器级(201n)和第二CMOS放大器级(201p)每个也包括一个辅助晶体管(Mn2，Mp2)，可操作耦合于CMOS晶体管(Mn，Mp)的输出端，根据功率放大器(200)的功率输出电平，配置其动态地产生与放大器级(210n，210p)相关的阻抗。
19.根据权利要求12所述的无线发射机，其特征在于分路器还被配置来为每个差分信号提供辅助脉冲(420n，420p)，根据功率放大器(200)的功率输出电平，动态地产生与放大器级(210n，210p)相关的阻抗。
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