CN1448005A - 用于产生电流可控开关式电源装置用开关信号的电路布置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电路布置，该电路布置用于产生电流可控开关式电源装置用的开关信号，由一个至少含有一个初级绕组(Wp)和至少一个次级绕组(Ws)的变压器(Tr)、一个与初级绕组(Wp)和电源直流电压(VIn)串联的可控电源断路器(T1)、一个在一定周期内以频率(f)定时控制切换电源开关(T1)开与关的控制电路(A)、一个用于测量通过电源开关(T1)的电流值(Isense)并产生一个测量信号(Ssense)作为测量电流值(Isense)量值的测流装置(M、Rsense)、一个用于产生基准信号(Sref)且基准信号(Sref)为一个与时间无关的恒定基准信号(So)的基准信号源(Q)，以及一个用于比较测量信号(Ssense)与基准信号(Sref)并在测量信号(Ssense)大于基准信号(Sref、Uref)时向控制电路(A)发送关闭电源开关(T1)用信号的比较电路(V)。基准信号源(Q)连接到一个补偿信号源(Q’)，从而使基准信号(Sref)取恒定信号(So)与补偿信号(SKomp)和的值，其中补偿信号源用于产生一个随时间变化的补偿信号(SKomp)。

Description

用于产生电流可控开关式电源 装置用开关信号的电路布置
技术领域
本发明涉及一种电路布置，该电路布置用于产生电流可控开关式电源装置用开关信号，如权利要求1的特征陈述条款中所述，其中包括一个含有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组的变压器。
背景技术
本发明所基于的、已知的此类电路布置，已有大量在现有技术的基础上改进的形式。例如在本文中，应参考“U.Tietze和Ch.Schenk，《半导体电路技术》第10期，Springer Verlag，Berlin Heidelberg，纽约，1993，第456页之后”。这些电路布置基本上均基于一种与初级绕组串联而连接到输入直流电压的可控电源开关。该电路布置还有一个以时钟频率节拍定时切换电源开关的开与关的驱动电路、一个测量通过电源开关的电流并产生一个为测量电流量值的测量信号的测流装置、一个用于产生基准信号且基准信号为一个与时间无关的恒定基准信号的基准信号源，以及一个用于比较测量信号与基准信号并在测量信号大于基准信号时向控制电路发送关闭电源开关信号的比较电路。
原理上，这种开关式电源装置的运算方法如下：
开关式电源装置输出电压是在对通过电源开关的电流进行测定的基础上进行调节的：首先，来自驱动电路的开关脉冲闭合电源开关。由于与电源开关串联的变压器初级绕组的感应作用，通过电源开关的电流强度基本上呈线性上升。电流强度达到特定值时，则驱动电路再次切断电路开关。
这种情况下重要的一点是，通过电源开关的电流强度不会超过最大值。电流强度的最大允许值取决于相应的应用场合，也就是说，取决于输入电压以及变压器次级所连接的负载。如果电流强度超过最大值，则会导致非常不良的输出电压控制误差。最恶劣的情况下，如果通过电源开关电流强度超过最大值，则可能造成热过载并毁坏电源装置。此外，变压器次级输出电压过高可能产生对负载供电的干扰，甚至会破坏负载。
驱动电路用于切断电源开关的信号一般是用测流装置测量通过电源开关的电流强度的方法产生的。这种情况下，产生一个测量信号，其量值为通过电源开关的电流强度测量值。此瞬时值与恒定基准信号进行比较，其中基准信号是一种与时间无关的信号，由上述基准信号源提供。如果测量信号大于提供的此基准信号，则该比较电路向驱动电路发送一个可切断电源开关的信号。
对于这种电流可控开关式电源装置，通过变压器初级绕组及电源开关的电流强度的上升速度——如上所述——取决于应用电路的相应运行状态(运行电压、负载)。
尤其是这意味着输入直流电压越高，则会导致电流强度上升越快。此外，负载越大(输出功率越大、负载电阻越小)同样也会导致通过初级绕组的初级电流强度上升越快。
比较电路和驱动电路连同其集成电路块均以电路系统所决定的延迟时间进行操作。如果测量信号，即测量的初级电流测量电流强度的量值，达到来自基准信号源的基准信号数值，则信号延迟时间(门延迟时间)一过，驱动电路即会切断电源开关。在这此延迟时间内，初级的电流强度继续线性上升。
这种情况下在这些延迟时间内电流强度的增大取决于电流强度上升的速度，也就是说，取决于应用电路的相应运行状态，因而取决于输入电压和输出功率。如果输入电压低且输出功率也低，则初级侧的电流强度上升速度便低，因而在这些延迟时间内电流强度的增大也小。因此控制误差会较小，并且没有超过最大值而导致热过载及破坏电源开关和(或)负载的可能性。如果上升速度快，在延迟时间内由电路系统引起的电流强度变化则较大。因此在这种情况下控制误差也大。在这种情况下，如果电流强度超过最大值，则电源开关及(或)负载会很容易热过载并被破坏。
依据现有技术，可通过按过载时可能出现的最大功率来选用组件的方法，避免电源装置及(或)负载的破坏。
发明内容
本发明的目的是开发一种电路布置，该电路布置用于产生电流可控开关式电源装置用开关信号，以最大程度地降低取决于初级侧电流上升的速度的控制误差。
依据本发明，此目的是通过一种产生电流可控开关式电源装置用开关信号的电路布置来实现的，其中如权利要求1的特征陈述条款中所述，包括一个含有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组的变压器。
本发明有利的具体实施例及改进将在相关权利要求条款中予以规定。
本发明的主旨是以适当的方式补偿因比较电路和驱动电路所产生的延迟时间。为此，本发明规定基准信号源有一个相应的补偿信号源用于产生一个随时间变化的补偿信号，采取的方式为：取不随时间变化的基准信号与补偿信号的和作为基准信号的值。这种情况下，可选择不随时间变化的基准信号及随时间变化的补偿信号，使基准信号从电源开关闭合之时开始增大，直到产生切断电源开关的信号为止。如果通过初级绕组的初级侧及电源开关的电流强度上升速度低，则经过很长时间后，相应的测量信号才会大于基准信号。因此很久后才会向驱动电路发送切断电源开关的信号。另一方面，如果初级侧电流强度上升速度很高，则测量信号(初级侧测量电流强度的量值)会大于初期的基准信号值。切断电源开关的信号因此直到很早就会发送给驱动电路。由于延迟时间内发生的电流上升仍然以很高的速度进行，早期发信可使电源开关适时切断，不会造成电流强度以不良的方式超过最大允许值。如果对恒定的基准信号及随时间变化的补偿信号进行适当配置，可实现输出电压控制误差基本与初级侧电流强度上升速度无关。
在本发明的一种特别有利的具体实施例中，规定可控电源开关为金属氧化物半导体场效应晶体管。因为避免输出电压不良控制误差的主要目的是减少热过载，所以采用了可用较低功率驱动的电压可控(场效应)晶体管而不采用电流可控(双极)晶体管。这种晶体管还有另外一个优点，即很容易设计用于任意所需功率级。
在本发明另一种有利的具体实施例中，规定测量信号为测流电压信号。这种用于测量初级侧电流强度的电压信号，可非常容易地用连接在包含初级绕组及电源开关的初级电路中的测流电阻器来产生。
比较电路则可非常容易地借助现有技术中已知的传统比较器(电流传感比较器)来实现。
本发明规定在电源开关闭合时，基准信号取恒定基准信号的值，在最终切断电源开关时再次降到恒定基准信号初始值之前，一直增大直到产生切断电源开关的信号为止。因此，基准信号呈现为一种基本上为周期性的信号，该信号以时钟频率随的节拍振荡，电源开关则以该时钟频率闭合与切断。由于这种周期性时钟信号均用于驱动电源开关，可很容易地产生这种交变基准信号。基准信号在一个时钟周期终点相对于初始值的下降，确保了规定的开关过程的发生，其中初始值对应于恒定基准信号值。
本发明规定电源开关已经闭合时的补偿信号为按指数曲线上升的信号、线性上升的信号、按平方律上升的信号或按幂函数上升的信号。一方面，这种信号曲线可非常容易地用传统电路技术实现，而另一方面，它们也容易与各种具体应用场合相匹配。
为此，本发明进一步规定恒定基准信号及(或)补偿信号的曲线为(外部)可调信号，需要更改整个电路布置。
“外部”调节功能不只意味着如本发明所述的集成电路形式的电路布置中，要有可用于调节基准信号的引线。“外部”调节功能还意味着基准信号是在所谓晶片测量时通过采用所谓“齐纳击穿”并联内部电阻的方法设定的。这样，外部是指根据输入电压及(或)负载进行“自动”调节。
这样便可进行大量生产，同时仍然可具体与应用场合相匹配。
在本发明一项特别有利的具体实施例中，规定补偿信号源为差动放大器。该参考放大器的非反相输入通过无电抗电阻连接到基准接地电位。现有技术的电路布置中已经存在的恒定基准电压，通过另一个无电抗电阻器连接到非反相输入。此外，还通过无电抗电阻器提供非反相输入一个以时钟频率变化的频率信号。该差动放大器的反相输入通过无电抗电阻连接到基准接地电位。该差动放大器的输出通过无电抗耦合电阻反馈到反相输入。无电抗输出电阻器连接到差动放大器的输出上，再通过输出电容器连接到基准接地电位。基准电压可在输出电阻器和输出电容器之间的节点上引出。基准电压是一种锯齿形信号，该信号以时钟频率的节拍周期性不断重复。这种情况下，一方面认为比较有利的一点是它可以非常简单的方式产生，另一方面它可与任何应用场合相匹配，正如以下实例中所详述。
在这方面的另一个具体实施例中，规定补偿信号源为差动放大器。在一个较佳具体实施例中，该差动放大器的非反相输入通过一个无电抗电阻连接到基准接地电位。此外，通过一个无电抗电阻向该非反相输入提供一个恒定基准电压。另外，非反相输入借助与无电抗电阻串联且其基极是借助时钟电压信号激励的双极晶体管，通过一个无电抗电阻以时钟电压信号时钟频率的节拍连接到基准接地电位上。该差动放大器的反相输入通过无电抗电阻连接到基准接地电位。该差动放大器的输出通过无电抗耦合电阻反馈到反相输入。基准电压可在与输出连接的无电抗输出电阻器的两端引出，其中无电抗输出电阻器通过输出电容器连接到基准接地电位。与本发明上述改进一样，本发明的此项改进推出了一种可非常容易实施且符合要产生的基准电压所有要求的电路布置。
对掌握相关领域技术的人员来说，很明显，如果各输出信号以相应的方式反相，则差动放大器的反相和非反相输入电路系统也可互换。
刚才叙述的两种变型中一种特别有利的改进是：布置一个与无电抗电阻并联的开关，此开关闭合时桥接输出电阻器，使电流基本上都通过此开关。本发明规定此开关在输出电压较低时闭合、在输出电压较高时断开。这种措施意味着当输出电压低时基准电压基本上与输出电压一致。输出电压高时，基准电压为输出电容器上瞬时电荷电势，该电容此刻通过无电抗输出电阻器充电。
在本发明的一种特别有利具体实施例变型中，规定使用的开关为一个晶体管，最好为双极晶体管，因为其闭合电阻较低。
本发明进一步规定该开关以交变信号或交变时钟电压信号的节拍断开和闭合。
在本发明的一种特别有利的具体实施例中，规定整个电路布置均集成在一个开关式电源装置控制器中。采用这种集成电路形式的实施方案特别有利于大批量连续生产。
本发明还规定测流装置，特别是测流电阻，采用外部布置的方式。采用外部布置使测量范围和控制范围可与相应应用场合相匹配。特别是，简单地通过更换测流装置(有不同电阻值的测流电阻器)的方法对相应初级电流强度进行外部调整功能，在开关式电源装置控制器采用差别较大的输入电压及差别较大的输出功率级时非常有利。
在本发明的一种特别有利的具体实施例中，规定用该电路布置或开关式电源装置控制器产生逆向变换器用开关信号。在设计上考虑了可采用固定频率逆向变换器以及准谐振逆向变换器这两种逆向变换器。它也可用于产生正向变换器和增压变换器用开关信号。本发明所有这些具体实施例均以推出一种可广泛应用的模块化结构为目的。本发明仅规定那些对于基准信号的调节或测流装置测量范围的选择绝对必要的组件采取外部布置的方式。
附图说明
本发明连同其它优点将在下文中用附图所示的具体实施例加以详细说明，其中
图1所示为一种如本发明所述有一个电源开关的开关式电源装置的电路布置
-单端逆向变换器用驱动线路-
图2所示为一种有一个电源开关和一个内部振荡器的开关式电源装置的电路布置
-采用电流型固定频率逆向变换器原理的开关式电源装置的驱动线路-
图3所示为一种有一个电源开关的开关式电源装置的电路布置
-采用电流型自由振荡逆向控制器原理的开关式电源装置的驱动线路-
图4所示为一种有一个电源开关和一个内部振荡器的开关式电源装置的电路布置
-采用电流型正向控制器原理的开关式电源装置的驱动线路-
图5所示为一种有一个电源开关的开关式电源装置的电路布置
-现有技术-
图6所示为如现有技术所述电源开关的切断方式
a)当电源开关中的电流慢速上升时
b)当电源开关中的电流快速上升时
图7所示为一种有一个电源开关的开关式电源装置的电路布置
-如本发明所述-
图8所示为如本发明所述电源开关的切断方式
a)当电源开关中的电流慢速上升时
b)当电源开关中的电流快速上升时
图9所示为如本发明所述的基准信号源
图10所示为如本发明所述的开关式电源装置控制器
a)以方块图的形式
b)说明内部时间信号的相应定时方法
图11所示为在如本发明所述，如图10所示的开关式电源装置控制器，对于不同负载通过功率晶体管的最大电流强度。
(测量参数：Rsense＝2.04Ω，f＝91.4kHz)
图12所示为图7至图9所示、有信号UA、Uref和Usense时间曲线的基准信号源信号详图。
图13所示为图12中如本发明所述用于桥接输出电阻器RA的晶体管开关详图和信号UA、Uref和Usense以及晶体管开关用开关信号的时间曲线图。
具体实施方式
图1所示为一种如本发明所述用于驱动开关式电源装置的电路布置。在该实例中，开关式电源装置是一种单端逆向变换器。
这种简单的逆向变换器包含一个有初级绕组wp和一个次级绕组ws的变压器Tr。一个时钟控制电源开关T1与初级绕组wp串联。输入直流电压VIn施加于此初级电路的“+”和“-”两个端子上。输入直流电压VIn值的范围一般为几伏特到400伏特之间。
次级绕组ws后面连接一个(整流器)二极管Ds1和电荷存储或平滑电容器Csl。补偿电压Vout可在相应端子上引出。
开关信号一般用以下两个模块产生：脉宽调制器和带电压基准的调节器。例如在U.Tietze和Ch.Schenk，《半导体电路技术》一书第10期，Springer Verlag，Berlin Heidelberg，纽约，1993，第566页之后，对运算方法和电路系统进行了说明。
图1所示的本实例中，以时钟控制方式切换电源开关T1的开与关的模块标注为驱动电路A。向驱动电路A发送用于切换电源开关Ta开与关信号的信号发送机标注为比较电路V。由初级绕组wp和电源开关T1构成的初级电路，还包含一个测流装置M，用于测量通过电源开关T1的电流强度并产生一个测量信号Ssense作为测量电流Isense的量值。
在本实例中，测量信号Ssense与通过电源开关T1的电流强度Isense成正比并提供给比较电路V。在比较电路V中，测量信号Ssense与基准信号源Q提供的基准信号Sref进行比较。
根据现有技术，基准信号Sref是一个与时间无关的恒定信号。在本实例中，此恒定基准电压信号(与时间无关)标注为参考符号S0。
只要测量信号Ssense小于基准信号Sref，电源开关即保持闭合状态。如果测量信号Ssense大于基准信号Sref的值，比较器信号V即发送驱动信号A，断开电源开关T1。该步骤以一般由驱动电路A预定的时钟频率f重复进行。
由变压器Tr初级绕组wp和电源开关T1形成的电感的串联，使初级电路中的电流强度Isense线性上升。测量信号Ssense同样上升，直到大于基准信号Sref的值，比较电路V即向驱动电路A发送信号，断开电源开关T1。
依据本发明，基准信号源Q有一个相应的补偿信号源Q′用于产生一个随时间变化的补偿信号SComp。如图所示，基准信号Sref取恒定基准信号S0与补偿信号SComp和的值。依据本发明，在电源开关已闭合之后的时钟周期内，补偿信号SComp一直上升，直到产生切断电源开关T1的信号为止。
在图1、图2、图3和图4所示的具体实施例中，驱动电路A、比较电路V、基准信号源Q和补偿信号源Q′在一起合称为脉宽调制控制器A′。例如，此脉宽调制控制器A′与电源开关T1组合，又构成开关式电源装置控制器IC。
在图2、图3和图4中，这种开关式电源装置控制器IC与电源开关T1集成在一起，串联在电路布置中用于驱动各种开关式电源装置。开关式电源装置控制器IC和脉宽调制控制器可根据需要用现有技术所述或本发明所述相应的电路布置来替换。
图2所示为一种包含一个带电源开关的开关式电源装置控制器IC和一个用于根据电流型固定频率逆向控制器原理驱动开关式电源装置的内部振荡器的电路布置。这种固定频率逆向控制器基于一具带一个初级绕组和两个次级绕组ws和ws″的变压器Tr。如上述图1实例所示，本实例中的初级绕组wp与可控开关串联，其中可控开关采用了一个MOSFET功率晶体管T1和一个测流装置的形式，其中在实例中测流装置采用了测量电阻器Rsense的形式。产生测流电压Usense(与电流强度Isense成正比)电压降的测量电阻Rsense，在本实例中是以外部形式布置的。输入直流电压VIn施加于此串联电路的“+”和“-”端子上。负端“-”同时又构成基准接地电位GND。
输出直流电压VIn是由一个输入交流电压信号VN用(桥式)整流器DN整流并用平滑电容器CP滤波后形成的。
如上述实例所述，次级绕组ws后面连接了一个整流器DS1和储能或平滑电容器CS2。一个储能电感器LS连接到平滑电容器CS2的一个端子上，其后面连接另一个平滑电容器CS1。输出直流电压Vout可在另一个平滑电容器CS1的端子上引出。
输出直流电压Vout提供给次级控制回路SR，其中一个端子通过耦合电容器CK连接到基准接地电位GND。次级控制回路SR的输出传送到开关式电源装置控制器IC的反馈输入FB，其中反馈输入FB通过平滑电容器CS′连接到基准接地电位上。反馈输入FB处的信号包含与输出电压Vout状态有关的控制信息。
一般称为辅助绕组ws的次级绕组ws″一侧连接到基准接地电位GND，另一侧通过二极管DS′连接到开关式电源装置控制器IC的输出之一，过程中用于施加电源电压VS。另外两个平滑电容器CS1′和CS2′用于平滑电源电压VS′。
图3所示为一种开关式电源装置控制器IC的电路布置，其中含有一个以电流型自由振荡逆向控制器原理驱动开关式电源装置的电源开关。图2所示固定频率逆向控制器电路布置与图3所示自由振荡逆向控制器电路布置实质上是一样的。对于固定频率逆向控制器，切换电源装置开与关的时钟是用集成在开关式电源装置控制器IC中的振荡器实现的，而自由振荡逆向控制器的时钟脉冲则由变压器Tr的辅助变换ws″产生的，其中该辅助变换通过电阻耦合到MOSFET功率晶体管T1′的漏极上。
图4所示为一种开关式电源装置控制器IC的电路布置，其中含有一个电源开关和一个以电流型正向控制器原理驱动开关式电源装置的内部振荡器。这种本来已知的正向控制器电路布置不同于固定频率逆向控制器，表现在次级侧的电容CS2被替代以二极管Ds2。至于变压器Tr的电压限制，该变压器有另加的一个初级绕组wp′通过二极管DP′连接到初级绕组wp且另一侧与基准接地电位GND连接。图2至图4所示这种电路布置的基本结构及运算方法，可在已提到的参考文献中查得，例如上述引文中的“U.Tietze和Ch.Schenk”。配备现有技术所述的开关式电源装置与配备如本发明所述的开关式电源控制器的电路布置的不同控制响应，将在下文中详细说明。
图5所示为一种开关式电源装置控制器IC的电路布置，其中含有一个电源开关和一个如现有技术所述的内部振荡器；图7所示为一种开关式电源装置控制器IC的电路布置，其中含有一个电源开关和一个如本发明所述的内部振荡器。两种开关式电源装置控制器电路布置均可用于图2至图4中，代替用参考符号IC所标注的电路块。
图7所示如本发明所述的电路布置的运算方法，将在下文中用图2所示固定频率逆向控制器的实例加以说明。与此相比，依据图5所示现有技术的开关式电源装置的控制响应，也将在下文中详细说明。
图5所示及现有技术的开关式电源装置控制器IC，含有用参考符号标注的以下引线和电路单元。
开关式电源装置控制器IC有一个电路电压VS″引线、一个反馈输入FB、功率MOSFET的一个漏极引线和一个源极引线以及一个基准接地电位引线GND。
反馈输入FB通过电阻RFB连接到一个以所谓能带隙BG产生高精度电压基准的电路。反馈输入也与脉宽调制比较器PC的第一个输入连接。金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)T1′源极引线(源极)与运算放大器电路OP的输入连接。运算放大器电路OP的输出与脉宽调制比较器PC的第二个输入连接。脉宽调制比较器PC的输出与逻辑块LB的一个输入连接。此外，电流传感比较器CSC的反相输入与金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)T1′的源极引线(源极)连接。电流传感比较器CSC的非反相输入与一个提供内部基准电压Uref的基准电压源连接。电流传感比较器CSC的输出连接到逻辑块LB的输入及脉宽调制比较器PC的输出。振荡器OCS连接到逻辑块LB的另一个输入。逻辑块LB另外一个输入连接到一个过热切断装置TSD(tempshutdown的缩写)，当超过内部预定的最大芯片温度时，该装置便发出一个信号切断功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)T1′。逻辑块LB的输出连接到驱动线路T。驱动线路T的输出又连接到金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)T1′的栅极引线(gate，即栅极)。
现有技术的开关式电源装置控制器IC的运算方法如下：
电流强度为Isense的(源级)电流流经测流电阻Rsense，在此电阻上产生一个电压降Usense。在本实例中，测流电阻Rsense采用的是外部电阻的形式。但也可集成在开关式电源装置控制器IC中。电压Usense施加于集成电流传感比较器CSC的反相输入上，并与内部产生的基准电压Uref进行比较，其中基准电压不随时间变化并施加在电流传感比较器CSC的非反相输入上，此处的电流传感比较器的形式为(例如)运算放大器。如果Usense超过Uref的值，则电流传感比较器CSC便会切断功率晶体管T1′。下一个时钟脉冲再次将功率晶体管T1′接通。在固定频率逆向控制器中，时钟脉冲是通过内部布置的振荡器OSC产生的。
应注意，时钟脉冲也可用耦合到MOSFET功率晶体管T1′漏机的辅助绕组产生。这种情况下，这是一种自由振荡逆向控制器，如图3中实例所示。
在固定频率逆向控制器和自由振荡逆向控制器这两种情况下，(源极)电流强度Isense的上升速度dI/dt取决于应用电路的相应运行状态。电流传感比较器CSC及下游电路块以电路系统引起的延迟时间操作。如果测流电压信号Usense达到基准电压Uref的值(不随时间变化)，则在延迟时间过去之前，逆向控制器不会将MOSFET功率晶体管T1′切断。在发出切断MOSFET功率晶体管T1′(其和用参考符号tdelay标注)信号的下游电路块所引起的信号延迟时间内，电流强度Isense继续线性增大，如图6a)和图6b)中可见。MOSFET功率晶体管T1′仅在瞬时(源极)电流强度Isenseact时切断，该电流由发出切断功率晶体管信号时的额定电流强度Isensenom与信号的总延迟时间tdelay内电流强度的增量Idelay之和构成：
Isenseact＝Isensenom+Idelay    (1)
额定电流强度Isensenom可假设为不随时间变化，而Idelay则取决于(源极)电流强度Isense的上升速度dIsense/dt。总延迟时间tdelay实质上一般与(源极)电流强度Isense的上升速度dIsense/dt无关。
如果上升速度dIsense/dt较低，则Idelay较小从而控制误差也较小(参阅图6a))。如果上升速度dIsensc/dt较高，则Idelay较大，因而控制误差也较大(参阅图6b))。
与此对照，如本发明所述的开关式电源装置控制器IC的运算方法如下：
总延迟时间tdelay在电路布置中予以了补偿，使上升速度dIsense/dt的影响最大程度地减小到(源极)电流强度Isense的最大值，结果这在很大程度上与运行参数无关。
为此，内部基准电压并非象上一个实例(采用现有技术)那样保持不变，而是可调制的。当MOSFET功率晶体管T1′接通时，补偿电压UComp即叠加到恒定基准电压U0上：
Uref＝U0+UComp    (2)
如图5所示现有技术的电路布置中增加了另外一个组件(图7)，用以产生这种随时间变化的基准电压Uref。此另加的组件包含一个补偿电压源Q′。补偿电压UComp是在此补偿电压源Q′中产生的。在该补偿电压源Q′的输入侧提供了不随时间变化的基准电压U0。随时间变化的基准电压Uref可在其输出上引出。不随时间变化的基准电压系由一个产生高精度电压基准的电路即能带隙BG提供的。
随时间变化并在输出上产生的基准电压Uref，如在上述现有技术的实例一样，提供给电流传感比较器CSC的非反相输入。在本实例中，补偿电压源Q′基于一个差动放大器，该差动放大器有一个反相输入和一个非反相输入以及一个输出。反相输入通过无电抗电阻R4连接到基准接地电位GND。非反相输入同样通过无电抗电阻R3′连接到基准接地电位。通过无电抗电阻R1′，非反相输入构成了与能带隙BG输出连接的补偿电压源Q′的输入，在该处产生了以时钟频率节拍变化的恒定基准电压U0。此外，非反相输入通过无电抗电阻R2′连接到运算放大器电路OP的输出上。产生输出电压VA的差动放大器DV的输出，通过耦合电阻器RK反馈给反相输入。与差动放大器输出连接并通过输出电容器CA与基准接地电位连接的输出电阻器RA形成了补偿电压源Q′的输出。
因为输出电容器CA与输出电阻器RA一起构成了一个低通滤波器，如本发明所述的该补偿电压源Q′产生一个以指数时间曲线变化的补偿电压UComp。但视具体应用场合而定，也可能选择一种电路布置，举例来说，在其输出位置产生一个线性基准电压Uref或一个以幂函数上升的基准电压Uref。
例如，图8所示为图7所示电路布置产生的基准电压Uref的电压曲线。此外，图8a)所示为(源极)电路强度Isense上升速度dIsense/dt较低时测流电压Usense的曲线，图8b)所示为(源极)电路强度Isense上升速度dIsense/dt较高时测流电压Usense的相应曲线。两个电压曲线Uref和Usense的交点是指产生切断功率晶体管T1′信号的时间点。相应的交点是用参考符号Urefth标注的。在下游电路组件产生切断信号的总延迟时间tdelay内，(源极)电流强度Isense及因此造成的瞬时测流电压Usenseact继续上升，与(源极)电流强度Isense的上升速度dIsense/dt无关。
在源极电流Isense上升速度dIsense/dt较低的情况下，在总延迟时间tdelay内源极电流Idelay及因此造成的测流电压的增量Udelay较小，而反过来说，当上升速度dIsense/dt较高时，(源极)电流强度Isense则较大。
为了不超过最大允许额定电流强度值Isensenom及因此造成的最大允许额定测流电压值Usensenom，在该点触发切断功率晶体管T1′信号的基准电压值Urefth，在图8b)所示第二种情况下可选择比图8a)所示第一种情况更低的值。
这个要求通过图8所示基准电压曲线Uref予以了考虑。理想情况下：
Usenseact＝U0+UComp+Udelay＝常数。    (3)
对于这种情况，电路的时间常数，即闭合后运算放大器OP的延迟时间(爬升时间)τPLS以及补偿电压源Q′中输出RACA单元的时间常数τ可用下式计算：
U0+Ud*(1-exp(-(t+τPLS)/τ)＝Rsense*dIsense/dt*τ    (4)
Isenseact＝dIsense/dt*(t+tde1ay)                      (5)
为完整性起见，值得一提的是：一旦达到额定测流电压Usensenom，MOSFET功率晶体管T1′即被切断。基准电压Uref降回到初始值U0。在下一个时钟周期之前，补偿电压值UComp并不再次增大。
为得到较高的补偿精度，补偿电压U0可直接在控制器IC上调整。
如本发明所述的补偿信号源的另一种电路布置如图9所示。该电路布置同样也是基于差动放大器DV及相应电路系统的。该差动放大器DV的非反相输入通过无电抗电阻R3连接到基准接地电位。此外，恒定输入电压UE通过一个无电抗电阻R1提供给该非反相输入。此外，非反相输入用与无电抗电阻R2串联且其基极是用时钟电压信号激励的双极晶体管T2，通过一个无电抗电阻R2以时钟电压信号Uosc的时钟频率f连接到基准接地电位GND上。该差动放大器的反相输入通过无电抗电阻R4连接到基准接地电位GND。该差动放大器DV的反相输入通过无电抗耦合电阻RK反馈到反相输入。输出电压UA是在差动放大器DV的输出上产生的。基准电压Uref可在与输出下游连接的无电抗输出电阻器RA的两端引出，其中无电抗输出电阻器RA通过输出电容器CA连接到基准接地电位GND。
补偿电压源Q′用两个输入电压UE′进行运算。第一个输入电压UE′是恒定基准电压U0，第二个是最终值U1(参阅图8)。U1是用分压电阻R1、R3产生的(参阅图9)。U0是通过用闭合的晶体管T2连接与电阻器R3并联的电阻器R2的方法产生的。
该电路，特别是其响应，设计上与上一实例类似(电路布置如图7所示)。
图10所示为为另一个如本发明所述的开关式电源装置控制具体实施例变型的原理图，以及该开关式电源装置控制器中内部控制信号的相应的定时曲线。
图10a)所示开关式电源装置控制器IC含有图5和图7所示开关式电源装置控制器IC的大多数电路组件。以同样方式出现的电路组件有：能带隙BG、运算放大器电路OP、脉宽调制比较器PC、振荡器OSC、电流传感比较器CSC、逻辑块LB、驱动线路T及金属氧化物半导体场效应功率晶体管T1′以及欠电压断路电路UVL和过热切断装置TSD。这些电路组件如图5和图7所示详细说明相互连接。
此外，图中还有以下电路组件：一个恒定基准电压稳压电路单元(bias)、一个设定脉宽调制比较器PC及运算放大器电路OP操作点的电路布置(biaspwm)、一个连接在振荡器OSC下游并基于JK触发器的脉冲形成器触发器(tff)。
来自补偿信号源Q及基准信号源Q′的输出信号如图10a)所示。取而代之，图10中符号代表恒定基准电压U0及基准电压Uref的参考符号所指定的电压源。此外，各电路组件(UVL、BG、bias、TSD、biaspwm、OP、PC、LB、T、OSC、tff、CSC)的运算方法均用以相应方式相互连接的电子元件符号绘制。各组件的运算方法及其电路系统在下文中不再赘述，因为对于掌握本领域技术的人来说，这些都是显而易见的。
此外，值得一提的是，测流电阻器Rsense在如本发明所述的本例中是集成在开关式电源装置控制器IC中，而不是布置在外部的。在本实例中，测流电阻Rsense后面连接了一个RC元件作为低通滤波器。
以函数形式表示的信号曲线及其相应定时曲线在下文中予以说明，以论证开关式电源装置控制器IC的运算方法。图10a)所示为可引出信号的电路点，采用相应的参考符号标注。
图中有以下信号曲线：
pwmpls：     脉冲形成器触发器tff的Q输出点信号
slogpwm：    脉冲形成器触发器tff的Q输出点信号
pwmrmp：     运算放大器电路OP输出点的斜坡电压
alogpwm：    脉宽调制比较器的第一个输出信号
rlogpwm：    脉宽调制比较器的第二个输出信号
UT：        驱动线路T的输出信号
Isense：     初级电流的电流强度
Usense，leb：  前沿消隐(leb)的测流电压
logpwm：     逻辑块LB中RS触发器的输出信号
电路布置的运算方法如下：
pwmpls：输出信号pwmpls一般用于脉宽调制PWM的优化。输出信号pwmpls的边缘梯度用于控制最小可实现工作周期。理想情况下，工作周期最低可达0％。输出信号pwmpls的后沿起始一个趋向于终值OP偏移量0.85V的内部斜坡电压。
alogpwm：输出信号alogpwm的上升边将MOSFET功率晶体管T1′切换为接通状态。
slogpwm：输出信号alogpwm的下降边将MOSFET功率晶体管T1′切换为关闭状态。从而输出信号的一个脉冲确定了一个工作周期的持续时间。
pwmrmp：斜坡电压pwmrmp是内部斜坡电压和经放大的电路电压信号Usense的和。当斜坡电压pwmrmp在延迟时间τPLS后达到0.3V(栅极启动)的值，则MOSFET功率晶体管T1′即被接通。当斜坡电压pwmrmp达到反馈电压UFB的值(实例中为2.0V)，则MOSFET功率晶体管T1′即被切断。只要斜坡电压在0.3和0.7V之间的电压范围内，电流传感比较器CSC即被切断。此即所谓前沿消隐(leb)。本实例中，前沿消隐的持续时间τ*为200ms。MOSFET功率晶体管T1′处于闭锁状态时则无法切断。结果，接通MOSFET功率晶体管T1′时所产生对电流强度的扰动脉冲(参阅图10b))因而被抑制掉。
rlogpwm：输出信号rlogpwm的下降边(后沿)用于复位逻辑块LB中的RS触发器以及切断MOSFET晶体管T1。
UT：驱动激励级T的输出信号是由逻辑块LB的输入信号、信号rlogpwm、slogpwm和alogpwm产生的。激励级T的输出信号为方波信号，其信号持续时间主要取决于延迟时间τPLS和斜坡电压达到反馈电压UFB的时间。
已经发现图7和图9所示补偿电压源的缺点是，它仅适用于以特定的频率f进行开关式电源装置的运算，因为这是唯一能可靠地避免通过电源开关的电流超过最大允许值电流情况。
本发明规定基准电压曲线Vref定义方式为：使开关式电源装置的开关运算实际上能够用于任意所需时钟频率f。为此，本发明建议对补偿电压源的电路布置进行少量改进，如图7和图9所示。
图12和图13所示为进行修改的方法。这两个图所示为图7和图9所示基准电压源Q的主要部分，即产生补偿电压的部分。图12所示为图7和图9所示基准信号源相应的详图，如本文上文所述。图13所示为同一详图，但采取了本发明所述的改进内容。
图12所示为无电抗输出电阻器RA及输出电容器CA的电路布置，其中这两个元件布置在图7和图9所示差动放大器DV的输出点。
如在图7和图9中所见，输出电压UA是在相应差动放大器DV的输出侧产生的。此输出电压UA因而同样施加于RACA单元的输入上。该输出电压UA的符号也表示在图中。基准电压Uref是在RACA单元的输出上产生的。相应信号Uref同样在图7、图9和图12中均可看到。
在图12中还可看到，此电压信号Uref被传送到电路传感比较器的非反相输入，而测流电压施加到反相输入上。该电流传感比较器的输出信号传送到逻辑块，此处不再赘述。
图12中的电路图下面所示为时间各种信号的时间曲线。实线信号曲线对应于以时钟频率f定时的电源开关，而用虚线表示的信号曲线则对应于以时钟频率f′定时的功率晶体管的定时特性。
输出电压曲线UA、基准电压曲线Uref及测流电压曲线Usense叠加画在一起的，使定时特性一一对应。
对应于时钟频率f的信号曲线将首先予以考虑。与输出电压UA的方波信号曲线相对应，当输出电压UA取较高值时，基准电压Uref有一个锯齿形曲线，如上述图8a中所示，即一个以指数曲线上升的曲线，而当输出电压UA取较低值时则是为指数衰减曲线。这是因为，如上文所详述，输出电容器通过电阻器RA充电和放电。
在时间t0处，通过电源装置的电流基本上线性上升。这一点可从与电源开关电流成正比的测流电压Vsense也同样线性上升的现象得以证明。
通过电源开关电流的这种线性上升一直延续，直到电流传感比较器CSC算出基准电压Uref与测流电压Usense的大小相等时。切断电源开关的信号就是在此刻产生的。Uref等于Usense的相应时间在图中用参考符号t1标注。通过电源开关电流的进一步上升以及因此造成的测流电压Usense的进一步上升是按信号延迟时间发生的，如上文所述。
如果图7、图9和图10所示整个布置现在均以与此不同的定时特性运行(例如以时钟频率f′)，则会以相应方式产生用虚线表示的电压曲线UA、Uref和Usense。电源开关此刻以在时间t0′处相应的方式切换开关状态。从电压值U0开始，基准电压Uref按指数规律上升。相应的上升是用参考符号UComp′标注的。在同一时间段内，通过电源开关的电流以及因此而造成的测流电压呈线性上升。当基准电压Uref与测流电压Usense达到相同的值时，如以前一样，产生一个信号切断功率晶体管。相应的时间在图中是用参考符号t1-标注的。
如图中所见，只有在较高的电压值时才满足条件Uref＝Usense。这就是说，这种情况下只有当通过电源开关的电流达到相对较高的电流强度时，才会发出切断电源开关的信号。由于恰好在电源开关实际上被切断的点上所产生的延迟时间与以时钟频率f运行时的延迟时间相同，只有在通过电源开关的电流强度可能远远大于以时钟频率f运行时的电流强度时，电源开关才会被切断。在最恶劣的情况下，这会导致组件或电路布置的破坏，如本专利申请说明书引言中所详述。
本发明现在规定，如图13所示，一个开关(例如以双极晶体管TA的形式)与无电抗输出电阻器RA并联布置，该开关处于闭合状态时桥接输出电阻器RA，使这种情况下电流基本上通过该开关TS。
特别是，这就意味着输出电容器的充电和放电过程以大幅度减小的时间常数发生，因而发生得更快。
本发明现在规定此开关TS在输出电压UA较低时闭合、在输出电压UA较高时断开。这种措施意味着输出电压UA低时，基准电压Uref基本上与输出电压UA一致。输出电压UA高时，如上述情况下一样，基准电压Uref是作为输出电容器CA上瞬时电荷电势，在无电抗输出电阻器RA两端获得的。
图13所示作相应修正的基准电压曲线Uref为开关位置的函数，特别是对于开关晶体管TS如本文有关信号S的说明一样。例如，该开关由输出电压信号UA的时钟脉冲边缘控制开与关。
如图13中可见，在电源开关闭合时间t0、t0′时的基准电压大小，实际上对于所需的任意频率f、f′均相同。这在图13中通过这种情况下的基准电压：Uref＝U0＝U0′的现象可以看出。如果如本例中一样，电流上升对于不同的时钟频率f、f′均相同，则在相同的上升持续时间后便达到切断功率晶体管的条件Uref＝Usense。由于发出信号的时间与切断功率晶体管的时间之间的延迟时间取决于时钟频率f、f′，所以切断操作发生时通过功率晶体管的电流在两种情况下相同，同样也可从图13中看出。
元件符号对照表A驱动电路A′脉宽调制控制器alogpwm来自脉宽调制比较器的第一个输出信号BG能带隙CA输出电容器CK耦合电容器CP平滑电容器CS′平滑电容器CS″平滑电容器CS1平滑电容器CS1″平滑电容器CS2平滑电容器CSC电流传感比较器DN(桥式)整流器DP′整流器漏极金属氧化物半导体晶体管场效应功率晶体管的漏极引线DS″整流器DS1整流器DS2整流器DV差动放大器f时钟频率f′时钟频率FB反馈输入栅极金属氧化物半导体晶体管场效应功率晶体管的栅极引线GND基准接地电位IC(开关式电源装置)控制器Isense初级电流的电流强度Isenseact瞬时电流强度Isensenom最大允许额定电流强度Isensemax最大电流强度Idelay在选通延迟/总延迟时间tdelay内的电流强度Isense增量dI sense电流强度Isense的上升速度dtLB逻辑块logpwm逻辑块中RS触发器的输出信号LS储能电感器M测流装置OP运算放大器电路OSC振荡器PC脉宽调制比较器PWM脉宽调制pwmpls脉冲形成器触发器的/Q输出点信号pwmrmp运算放大器电路输出点的斜坡电压Q、/Q触发器的输出J、K、R、S触发器的输入Q补偿信号源Q′基准信号源R1电阻器R2电阻器R3电阻器R4电阻器RA输出电阻器RK耦合器电阻器rlogpwm来自脉宽调制比较器的第二个输出信号Rsense测流电阻器S开关信号SComp补偿信号slogpwm脉冲形成器触发器的Q输出点信号S0恒定基准信号源极金属氧化物半导体晶体管场效应功率晶体管的源极引线SR次级控制回路Sref基准信号Ssense电流测量信号T驱动线路TS开关晶体管t时间t0以时钟频率f定时控制时，接通功率晶体管的时间t0′以时钟频率f′定时控制时，接通功率晶体管的时间t1以时钟频率f定时控制时，发送切断功率晶体管信号的时间t1′以时钟频率f定时控制时，发送切断功率晶体管信号的时间tff脉宽形成器触发器T1电源开关T1′金属氧化物半导体场效应功率晶体管(MOSFET)tdelay总延迟时间Tr变压器TSD过热切断装置(Temp Shutdown)Ud差动电压Udelay控制误差＝测流电压Usense在选通延迟时间内增量/总延迟时间tdelay内的增量UA输出电压UE输入电压UE′输入电压UFB反馈电压UComp补偿电压UComp′补偿电压U0恒定基准电压U0′恒定基准电压Uosc时钟电压信号Uref基准电压Urefth基准电压阈值Usense测流电压Usense，leb有“前沿消隐”的测流电压Usensact瞬时测流电压Usensenom测流电压的额定值U1最终值UVL欠压断路(欠压锁闭)V比较电路VIn输入直流电压VN输入交流电压Vout输出直流电压VS″电源电压wp初级绕组(线圈)wp′初级绕组(线圈)ws次级绕组(线圈)ws″辅助绕组(线圈)τ输出时间常数(＝RACA)。τ*延迟时间τPLS闭合后运算放大器的延迟时间(爬升时间)

Claims (23)

1.一种电路布置，该电路布置用于产生电流可控开关式电源装置用开关信号，其中包括一个至少含有一个初级绕组(wp)和至少一个次级绕组(ws)的变压器(Tr)，
-含有一个可控电源开关(T1、T1′)，该电源开关通过与初级绕组(wp)串联的方法连接到一个输入直流电压(VIn)上；
-含有一个驱动电路(A)，该电路用于以时钟频率(f)及时定时电源开关(T1、T1′)的开与关；
-含有一个测流装置(M、Rsense)，用于测量通过电源开关(T1、T1′)的电流大小(Isense)并产生一个测量信号(Ssense、Usense)作为测量电流强度(Isense)的量值；
-含有一个基准电压源(Q)，用于产生基准信号(Sref、Uref)，其中基准信号(Sref、Uref)为与时间无关的恒定基准信号(S0、U0)；
-含有一个比较电路(V)，用于比较测量信号(Ssense、Usense)与基准信号(Sref、Uref)并用于在测量信号(Ssense、Usense)大于基准信号(Sref、Uref)时向驱动电路(A)发送切断电源开关(T1、T1′)的信号；
其特征是
-基准信号源(Q)有一个相应的补偿信号源(Q′)，用于产生一个随时间变化的补偿信号(SComp、UComp)，使基准信号(Sref、Uref)取恒定基准信号(S0、U0)与补偿信号(SComp、UComp)和的值，其中在闭合电源开关(t1、t1′)时的基准信号(Sref、Uref)小于切断电源开关(t1、t1′)时的基准信号。
2.权利要求1所述电路布置，
其特征是：可控电源开关为金属氧化物半导体场效应功率晶体管(t1′)。
3.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：测量信号为测流电压(Usense)。
4.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：测流装置为测流电阻器(Rsense)。
5.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：比较电路(V)为电流传感比较器(CSC)。
6.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：在电源开关(t1、t1′)闭合时，基准信号(Sref、Uref)即为恒定基准信号(S0、U0)，并且在电源开关(t1、t1′)已经切断时，为一个降低到恒定基准信号值(S0、U0)的信号。
7.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：在电源开关(t1、t1′)已经切断时，补偿信号(SComp、UComp)为一个以指数曲线上升的信号。
8.权利要求1至7之一所述电路布置，
其特征是：在电源开关(t1、t1′)已经闭合时，补偿信号(SComp、UComp)为一个线性上升的信号。
9.权利要求1至7之一所述电路布置，
其特征是：在电源开关(t1、t1′)已经闭合时，补偿信号(SComp、UComp)为一个按平方律上升的信号。
10.权利要求1至7之一所述电路布置，
其特征是：在电源开关(t1、t1′)已经闭合时，补偿信号(SComp、UComp)为一个以幂函数上升的信号。
11.上述权利要求之一所述电路布置，
其特征是：恒定基准信号(S0、U0)及(或)补偿信号(SComp、UComp)的曲线是可调的。
12.上述权利要求之一所述电路布置，
 其特征是：补偿信号源(Q′)为差动放大器(DV)，
-其非反相输入通过无电抗电阻(R3′)连接到基准接地电位(GND)；
-其非反相输入是通过一个无电抗电阻(R1′)用恒定电压(U0)提供的；
-其非反相输入可通过无电抗电阻器(R2′)用以时钟频率(f)随时间变化的交变信号提供；
-其非反相输入通过无电抗电阻(R4)连接到基准接地电位(GND)；
-其输出通过无电抗耦合电阻器(RK)反馈到反相输入，其中输出电压(UA)是输出点上产生的并且基准电压(Uref)可在与输出连接的无电抗输出电阻器(RA)两端引出，其中无电抗输出电阻器(RA)通过一个输出电容器(CA)连接到基准接地电位(GND)。
13.权利要求1至11之一所述电路布置，
其特征是：补偿信号源(Q′)为差动放大器(DV)，
-其非反相输入通过无电抗电阻(R3)连接到基准接地电位(GND)；
-其非反相输入是通过一个无电抗电阻(R1)用恒定电压(U0)提供的；
-其非反相输入借助与无电抗电阻(R2)串联且其基极是借助时钟电压信号(Uosc)激励的双极晶体管(T2)，通过一个无电抗电阻(R1)以时钟频率(f)连接到基准接地电位(GND)上；以及
-其输出通过无电抗耦合电阻器(RK)反馈到反相输入，其中输出电压(UA)是输出点上产生的并且基准电压(Urof)可在与输出连接的无电抗输出电阻器(RA)两端引出，其中无电抗输出电阻器(RA)通过一个输出电容器(CA)连接到基准接地电位(GND)。
14.权利要求12或13之一所述电路布置，
其特征是：开关(TS)的布置使之与无电抗输出电阻器并联(RA)，其配置使之能够在输出电压(UA)较低时闭合以桥接补偿电阻器(RA)，并且在输出电压(UA)较高时断开。
15.权利要求14所述电路布置，
其特征是：开关为一个晶体管(TS)。
16.权利要求15所述电路布置，
其特征是：该开关的断开与闭合可与电源开关(T1、T1′)的闭合和断开节拍相同。
17.一种开关式电源装置控制器，其中含有权利要求1至16中任意一项所述的电路布置。
18.如权利要求17所述的开关式电源装置控制器，其特征是：测流电阻器(Rsense)是外部布置的。
19.上述权利要求中任意一项所述电路布置或开关式电源装置控制器，用于产生逆向变换器用开关信号。
20.如权利要求19所述电路布置或开关式电源控制器，
其特征是：逆向变换器为一个固定频率逆向变换器。
21.如权利要求19所述电路布置或开关式电源控制器，
其特征是：逆向变换器为一个准谐振逆向变换器。
22.如权利要求1至19中任意一项所述电路布置或开关式电源装置控制器，用于产生正向变换器用开关信号。
23.如权利要求1至19中任意一项所述电路布置或开关式电源装置控制器，用于产生增压变换器用开关信号。
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