CN1397149A

CN1397149A - 用于lcd背光的带耦合电感的反向电路

Info

Publication number: CN1397149A
Application number: CN01804207.4A
Authority: CN
Inventors: D·F·翁
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2000-11-27
Filing date: 2001-11-19
Publication date: 2003-02-12
Also published as: EP1382228A1; WO2002043450A1; JP2004515043A; US6356035B1

Abstract

一种LCD背光反向电路，包括能够在PWM深度调光模式下有效工作的电压馈电串联共振推挽式反向器。该电压馈电串联共振推挽式反向器包括：DC电压源，带第一和第二原边线圈及至少一个适合与灯负载串联的次边线圈的变压器；包括第一共振电感和一个共振电容的第一共振电路，包括第二共振电感和该共振电容的第二共振电路，第二共振电感磁耦合到所述第一共振电感。该反向电路迅速接通或断开以完成深度脉宽调制(PWM)调光。该电压馈电推挽式反向器有低输入阻抗和高输出阻抗用于以PWM深度调光模式驱动CCFL负载等。该反向电路还可以表征为带足以击穿灯负载的高初始Q值(即，降低高启动电阻)，并且在击穿灯负载之后电路的Q自动过渡到一个低Q值，而不需要监视和/或开关电路。对于那些负载为CCFL负载或类似的情况，驱动源为被驱动使负载稳定的电流。

Description

用于LCD背光的带耦合电感的反向电路

本发明涉及一种改进的在深度调光模式下操作调节荧光灯的装置和方法，尤其涉及一种能够在脉宽调制(PWM)深度调光模式下工作的推挽式反向电路。

现有的LCD背光系统使用多种电路拓扑结构。两种流行的电路拓扑结构是半桥式反向器和补偿功率级正电流馈电推挽式反向器(也称为罗耶尔反向器)。

为了保存能量，包括上述背光系统在内的大部分LCD背光系统都是可以调光的系统。对于那些使用CCFL灯的应用，一般采用两种调光方法。第一种方法是PWM功率校准，第二种方法是使用频移的输出电流校准或输入电压校准。图1说明了一种补偿功率级2加电流馈电推挽式反向器4的拓扑结构。这个电路拓扑结构通过PWM输出电流校准完成调光功能。补偿功率级用于校准输出电流。输出电流依次校准输出功率来完成PWM调光。电流馈电推挽部分不包括功率校准功能。为了完成调光，补偿功率级控制输出功率，该输出功率控制灯电流的振幅。图1所示现有技术电路的整体电路拓扑结构的效率由各组成部分级的效率决定，即补偿功率级和电流馈电推挽级。尽管电流馈电推挽级能够达到高效率，但补偿功率是固有低效的。该电路还有一个缺点是它不适合工作在脉宽调制深度调光模式下。为了使该电路适合深度调光应用，有必要将电流馈电推挽式配置转换成电压馈电推挽式配置。电压馈电推挽式配置比电流馈电推挽式配置更合乎需要。这是必需的，因为电压馈电推挽式配置对输入电流的变化响应更快。

图2说明了现有技术的半桥式类型反向电路拓扑结构。该半桥式类型反向器拓扑结构是一种比上述补偿级/推挽式类型反向器拓扑结构更有效的电路拓扑结构。与推挽式类型反向器相似，半桥式类型反向器包括一个变压器T。在本领域众所周知，对于半桥式反向器电路配置，输出电压V_out通常是输入电压V_in的一半。因此，对于12V的输入电压，变压器原边的最大电压是6V。但是，灯需要大约690V的电压。照这样，变压器的匝数比必须大于100x。变压器T的高匝数比降低了电路的效率。这种电路配置还有一个缺点是尽管负载R_L(即，灯)的稳态电流是6毫安，但由于变压器匝数比引起的反射电流是很高的。高反射电流进一步降低了电路的效率。

本发明的一个目的是提供能够在PWM深度调光模式下有效工作的电压馈电串联共振推挽式反向器。根据本发明的一个方面，提供了一种电压馈电串联共振推挽式反向器，包括：DC电压源，带第一和第二原边线圈及至少一个适合与灯负载串联的次边线圈的变压器；包括第一共振电感和一个共振电容的第一共振电路，所述第一共振电感的一侧与所述变压器的第一原边线圈串联，所述第一共振电感的另一侧与第一开关晶体管串联，而且还连到所述共振电容的一侧；

该新电路还包括：包括第二共振电感和该共振电容的第二共振电路，所述第二共振电感的一侧与所述变压器的第二原边线圈串联，所述第二共振电感的另一侧与第二开关晶体管串联，而且还连到所述共振电容的另一侧，该共振电感磁耦合到所述第一共振电感；

该新电路的结构使其能够迅速地接通或切断来完成深度脉宽调制(PWM)调光。

根据本发明的另一方面，第一和第二共振电感相互磁耦合，由此每个电感在各自的半个开关周期储存能量并且储存的能量在接下来的半个开关周期释放，从而提供启动功能。

根据本发明的另一方面，该电压馈电推挽式反向器在PWM深度调光模式下对于驱动CCFL负载等有低输入阻抗和高输出阻抗。

根据本发明的再一方面，该发明电路具有足以击穿灯负载的高Q值(即，降低高启动电阻)，并且在击穿灯负载之后，电路的Q过渡到一个低Q值，而不必使用现有技术的方法来识别灯负载何时从击穿状态过渡。

本发明反向器的一个特征是在负载为CCFL负载或类似的情况下，驱动源是电流，该电流被驱动使负载稳定。

联系相应附图，本发明的上述特征将变得非常明显，而且可以通过参考以下对本发明一种说明性实施例的详细描述来理解，其中：

图1是说明现有技术一种LCD背光反向电路的电路图；

图2是说明现有技术一种LCD背光反向电路的电路图；

图3是说明根据本发明一种实施例的LCD背光反向电路的电路图；及

图4说明了图3电路中呈现的有代表性的电流/电压波形。

图5a-d说明了用于描述灯启动操作的各种不同的电路配置。

结构

现在转向附图，其中相同的标号在几个图中从头到尾都标志相似的或同一元件，图3说明了一种根据本发明优选实施例的深度PWM可调光电压馈电共振推挽式反向器10。假定根据本发明的该改进电路将用于深度脉宽调制(PWM)调光应用。

如图3所示，包括PWM驱动电路12的反向器10连到负载R_L，负载R_L可以是，但不限于冷阴极类型的荧光灯。来自R_L的光可以用于照亮计算机(未示出)的液晶显示器(LCD)。负载R_L连到变压器T的次边线圈16。

变压器有原边线圈18，其中点22连到电压源V。变压器T的每个端子都与耦合电感对L1/L2的相应电感串联。耦合电感对L1/L2相对的端子分别连到开关晶体管Q1和Q2的端子。共振电容C_r在开关晶体管Q1、Q2上方与耦合电感对L1/L2的端子并联。开关晶体管Q1和Q2由PWM驱动电路12来驱动。

工作详述

稳态工作

反向电路10的工作在开关晶体管Q1和Q2连续的ON/OFF开关周期的每半周中是对称的，Q1和Q2工作在恒定的频率(即，30kHz)和恒定的占空度(即，50％)。由于开关周期对称的缘故，为了方便解释，对定义为{Q1 ON/Q2 OFF}的半周中电路的工作进行描述。通过对称性，{Q1 OFF/Q2 ON}半周被类似地进行描述。

{Q1 ON/Q2 OFF}半开关周期

参考图4的电路波形，现在对图3电路Q1 ON/Q2 OFF半开关周期的工作进行描述。

图4说明了对于反向电路10一个完整的开关周期的电路电压/电流波形(例如，波形A、B和C)。分界线X和Y定义第一个半开关周期{Q1 ON/Q2 OFF}的开始和结束，而分界线Y和Z定义第二个半开关周期{Q1 OFF/Q2 ON}的开始和结束。

现在参考第一个半开关周期{Q1 ON/Q2 OFF}，波形(A)描述了通过电感L2的电流I_L2，波形(B)描述了通过电感L1的电流I_L1，波形(C)描述了电容C_r上的电压V_CR。波形A、B和C显示了一个完整的开关周期。但是，由于电路对称的缘故，只就{Q1 ON/Q2 OFF}半开关周期对波形进行讨论。

假定就在第一个半开关周期的开始Q1接通(点D)之前，共振电容C_r上的电压，波形(C)，基本上是0伏(点F)，而耦合电感L1/L2中的电流I_L1和I_L2都是正电流(即，电流向远离源V_in的方向流动，见图3)。

还假定与变压器T关联的磁化电感(未示出)的阻抗比负载R_L的反射负载阻抗(未示出)大得多。

对于由{Q1 ON/Q2 OFF}定义的半开关周期，在Q1被接通的点(见点D)，一个正DC电流I_DC由一电流回路形成，该电流回路由DC电压V_in、反射负载电阻R_REFL(未示出)、电感L1和开关晶体管Q1定义。应当指出开关晶体管Q1和Q2在一个C_r上电压基本为0的点被开关以实现0伏开关(见点D和E)。

从Q1在半周开始被接通的点(见点D)开始，L1中的电流I_L1一直增加到点B1为止，如波形(B)所描述的。

同样，在Q1在点D被接通的点，先前储存在电感L2中的能量在前半个开关周期中共振地减少，如代表I_L2的波形(A)所描述的(在点A1到A2之间)。能量释放到电容C_r。波形(C)，基本上从点C1-C2，描述了当电感L2储存的能量转移到电容C_r时作为电容C_r上增加的电压的能量转移。应当指出在这个能量从电感L1释放期间，电容C_r从两个源充电，从输入电压源V_in和从电感L2释放的储存能量。这后一个源被称为推进功能。即，它在除通常由电压源V_in提供的电荷之外，提供了电容C_r上附加的电荷。对于当前的半周，推进功能被认为基本上是从Q1接通的点(点D)到C_r达到其最大值的点(见点C2)起作用。在C_r达到其最大值的点(见点C2)，C_r被认为与电感L2共振。说电容C_r与电感L2在点C2共振，是因为最初从电感L2转移到C_r的能量随后通过电感L2和负载的反射电阻R_REFL被共振返回到源V_in。这个共振能量的返回示为电感电流I_L2，(见波形(A)从点A3到A4)I_L2通过反射电阻R_REFL与输入DC电压V_in串联。电感电流I_L2，从点A3到A4，可以表征为负半周电流，其中I_L2的电流方向与源电流I_DC的方向相反。

在这个半开关周期中，电感L1通过反射电阻R_REFL和开关晶体管Q1从电压源V_in充电来储存能量，该能量在接下来的半周中提供推进功能，类似于上述关于电感L2在当前半开关周期中的工作。应当指出储存能量在接下来半周释放的过程对于每个共振电感都是交替重复的。

储存在电感L2中的共振能量，除了提供推进功能，还将部分耦合到电感L1作为既含AC成分又含DC成分的电流I_L2。耦合电流I_L2的AC成分与电流I_L1的的AC成分异相。从电感L2耦合的异相AC电流有减少电流I_DC不合需要AC成分(即，AC纹波)的作用，从而保持电流I_DC的DC电平在一个相对恒定的电平。从电感L2耦合的AC电流的大小是电感L1和L2之间耦合系数的一个函数。因此，该耦合系数是建立在一个预定值基础之上的，该值足以使DC电压源的输出电流的高频纹波非常弱。L2中的电流I_back从0增加到负的最大值。L2中的电流和C_r上的电压降至0。

当C_r上的电压达到0时(点E)，Q1断开而Q2接通。应当指出在上述整个第一半周中，电感L1储存来自输入DC电压源V_in的能量，这将用于在接下来的半周中引起与L2的共振。此外，通过将L1和L2的波形颠倒，由{Q1 OFF/Q2 ON}定义的第二个半开关周期与上述第一个半开关周期相似，而C_r的波形为Q1 ON/Q2 OFF部分中C_r的波形取负。

这样，在第二个半开关周期中，L2从输入DC电压源V_in充电，并且储存能量，该能量将用于在接下来的半个开关周期中创造共振条件。在这半周中，电感L1与C_r共振以产生由于电感L1/L2的耦合而转移到L2的异相AC成分。

这种每半周的耦合使得输入DC电压源的输出电流的高频纹波非常弱。耦合电感的耦合系数将影响有多少磁能从L1耦合到L2或从L2耦合到L1。对于最小高频纹波有一个最优值。由于Q1和Q2的异相开关，变压器T向创建在原边线圈的灯输出AC电流的两个半周。因为反射电阻R与L2和C_r或L1和C_r串联，灯中的电流将由L2和C_r或L1和C_r串联共振电路控制。照这样，反向器是驱动灯的一个高频电流源，而不需要在变压器的输出端有一个镇流电容，就象在现有技术电压驱动源中所需要的。变压器只从原边到次边转移有功功率。没有无功功率通过变压器。该反向器可以有更高的效率。

灯启动操作

灯启动操作以一种与上面所讨论的正常操作不同的方式来操作。在灯的电阻被启动电压降低之前，灯有高阻抗。

图5a说明了一种T-类型的变压器模型，由此图3发明电路的变压器T由三个电感来表示：原边漏电感L_ps，次边漏电感L_ss，及磁电感L_pm。该T-类型模型是一种本领域众所周知的标准模型。V_in代表用于描述该T-类型模型的总输入电压。

图5b说明了用于灯启动操作的图5a的变压器电路。即，其中灯的电阻足够高，从而它可以表征为断路。在这种情况下，所有的电流都经由磁电感L_pm流动。

图5c表示用于正常工作条件的图3的发明电路，即，其中图5a的电路将表示图3所示的变压器T和反射负载R_ref1。如图5c所示，反射负载电阻R_ref1表示反射回原边的标记为R_ref1的变压器T次边的灯负载。

图5d说明了用于灯启动条件的图3的发明电路，即，其中图5b的电路将表示图3所示的变压器T和负载。在这种情况下，如上面所讨论和图5b中所示的，负载电阻R_L非常高，以至于实际上被认为是断路。相应地，该反射到原边的电阻值R_L实际上也被认为是断路，从而从图5d所示电路中除去。

通常，图3发明电路用于驱动负载R_L的输出或次边电压可以写作：

V_out＝N*(L_PM/(L_R+L_PM)*Q*V_in

其中：

N是与发明电路的变压器T关联的变压器匝数比；

L_ps是变压器T的T-类型电路模型的原边漏电感；

L_ss是变压器T的T-类型电路模型的次边漏电感；

L_pm是变压器T的T-类型电路模型的磁电感；

L_R依赖于半周是L1或L2；V_in是用于驱动图3发明电路的输入或源电压；Q是与图3发明电路关联的效率因数，可以写为：Q＝w*L/R_f其中R_f表示图3电路的等价串联电阻的实部，R_f可以写为：

R_{f} = \frac{R * W^{2} * L^{2}}{R^{2} + W^{2} * L^{2}}

在灯启动时，如上面所讨论和图5d所示的，因为灯或负载在击穿之前呈现很高的初始电阻，所以电路电阻R_circuit非常的小。灯或负载的反射电阻在上面的等式中表示为R。

在灯启动时，由于负载值非常高的缘故，电路的Q非常高，从而电路的串联电阻R_f有非常低的值，该值是上面Q等式的分母。启动时乘以匝数比N及上述其它项的大Q值导致V_out非常高的启动值。这个V_out的高初始启动值足以击穿灯负载，使其阻值R_L从无限大的值变为大约115k。这个反射回原边的值导致一个大约30欧姆的击穿反射电压值。因此显示为在灯击穿之后，电路的Q自然地由一个很高的Q值过渡到一个很低的Q值，而不需要外部的监视和/或开关装置如，例如，在现有技术的配置中要求的频率开关和/或反馈回路。

应当理解可以对在此公开的实施例做各种不同的修改，而且以上描述不应当认为是限制，而仅仅是作为优选实施例的范例。本领域的技术人员可以在于此附加的权利要求的范围和主旨内设象其它的修改。

Claims

1.一种用于完成深度脉宽调制(PWM)调光的LCD背光反向电路，所述改进的电子LCD背光反向电路包括：

带第一和第二原边线圈(18)及至少一个适合与灯负载(R_L)串联的次边线圈(16)的变压器(T)；

包括第一共振电感(L₁)和一个共振电容(C_r)的第一共振电路，所述第一共振电感的一侧与所述变压器的第一原边线圈(18)串联，所述第一共振电感(L₁)的另一侧与第一开关晶体管(Q₁)串联，并且还连到所述共振电容(C_r)的一侧；

包括第二共振电感(L₂)和该共振电容(C_r)的第二共振电路，所述第二共振电感的一侧与所述变压器的第二原边线圈(16)串联，所述第二共振电感(L₂)的另一侧与第二开关晶体管(Q₂)串联，并且还连到所述共振电容(C_r)的另一侧，该共振电感磁耦合到所述第一共振电感(L₁)；

其中所述LCD背光反向电路(10)可以迅速地接通或断开，以完成深度脉宽调制(PWM)调光。

2.权利要求1中的LCD背光反向电路，其中所述电路是电压馈电推挽式LLC共振电路。

3.权利要求1中的LCD背光反向电路，还包括用于以预定开关速率交替接通所述第一开关晶体管(Q₁)和所述第二开关晶体管(Q₂)的开关装置，当所述第二开关晶体管(Q₂)为接通状态而所述第一开关晶体管(Q₁)为断开状态时，所述第一共振电感(L₁)储存能量，当所述第二开关晶体管(Q₂)为断开状态而所述第一开关晶体管(Q₁)为接通状态时，所述第二共振电感(L₂)储存能量。

4.权利要求3中的LCD背光电路，其中在能量储存半开关周之后，储存在第一和第二共振电感至少一个中的能量在半开关周期中向所述共振电容(C_r)提供应用到第一(L₁)和第二(L₂)共振电感至少一个的补充充电源，该补充电荷是除由所述输入电压提供的主要充电源之外的对共振电容(C_r)的充电源。

5.权利要求3中的LCD背光电路，其中当第二开关晶体管(Q₂)断开而第一开关晶体管(Q₁)接通时，第一共振电感(L₁)和所述共振电容(C_r)反射能量的一部分耦合到第二共振电感(L₂)，该耦合能量基本上减小了纹波电流。

6.权利要求3中的背光电路，其中当第二开关晶体管(Q₂)断开而第一开关晶体管(Q₁)接通时，第二共振电感(L₂)和所述共振电容(C_r)反射能量的一部分耦合到第一共振电感(L₁)，该耦合能量基本上减小了纹波电流。

7.权利要求1中的LCD背光反向器，其中变压器(T)的次边线圈直接连到灯负载(R_L)。

8.权利要求1中的LCD背光反向器，其中电路的第一个Q值足以击穿负载(R_L)以完成灯启动，而且其中电路在所述负载击穿之后有比第一个值小的第二个Q值。

9.LCD设备，包括LCD屏幕、荧光灯和权利要求1-9中一项或多项中所述的LCD背光反向器。