CN1371160A

CN1371160A - 非对称全桥dc/dc变换器

Info

Publication number: CN1371160A
Application number: CN01139447A
Authority: CN
Inventors: 章进法; 黄贵松; 顾亦磊
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Taida Electronic Industry Co Ltd; Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2001-02-12
Filing date: 2001-11-22
Publication date: 2002-09-25
Anticipated expiration: 2021-11-22
Also published as: US20020136032A1; US6466458B2; TW533670B; CN1242537C

Abstract

本发明提供一种非对称全桥DC/DC变换器,其包括一非对称全桥电路,该全桥电路包含两个主开关和两个辅助开关,一电容器串接于这些辅助开关的分支电路,以及一变压器有一次侧绕组和二次侧绕组。该变压器一次侧绕组连接于该全桥的每一支线的共同点。一整流电路连接于该变压器二次侧绕组以获得直流电压输出。在工作中,对这些主开关和辅助开关应用一非对称控制方法。主开关和辅助开关互补地接通和断开。输出电压对开关占空比的线性控制特性及变压器铁芯的最佳复归由本发明达成。

Description

非对称全桥DC/DC变换器

技术领域

本发明一般地涉及包含DC/DC变换操作的电源供应系统，更具体地说，本发明涉及一种改良的电路设计和构造，其具有一具备宽输入电压范围的非对称全桥DC/DC变换器。

背景技术

现有技术中的DC/DC变换器设计和制造仍因缺乏一适合于高输入电压和宽输入范围操作的最佳电路而有所局限。

图1显示了单端正激DC/DC变换器的构造和关键工作波形。在此种变换器中，在变压器一次侧内仅使用一个开关S1。当开关S1为接通，变压器一次侧绕组连接于输入电压Vin，能量通过变压器耦合从输入电源传送至负载。当开关S1为断开，变压器一次侧绕组连接于磁复归电路MR，该电路产生一负电压-Vr施加于变压器一次侧绕组且使磁化电流复归为零。在此过程中，开关S1必须忍受Vin+Vr电压，此电压必须比输入电压高。该磁复归电路可能是一RCD电路，一辅助绕组，或一有源箝位电路，其复归电压依据不同电路参数而不同。就一般性应用而言，开关S1的额定电压应当是输入电压的两倍。由于主开关的较高额定电压要求，单端正激DC/DC变换器并不适用于高输入电压应用。

图2显示了双开关正激DC/DC变换器的构造和关键工作波形。在一次侧内使用两个开关。当此两个开关同时为接通时，变压器一次侧绕组连接于输入电压且能量从输入电源传送至负载。当此两个开关同时为断开时，磁化电流通过两个箝位二极管，其在图2中标示为Da1和Da2。输入电压反向地施加于一次侧绕组且使磁化电流复归为零。由于开关的漏极-源极电压由Da1和Da2箝位为输入电压，这些开关仅承受输入电压。此种变换器适用于较高输入电压系统。

然而，双开关正激变换器的磁复归机制对宽输入应用而言并非最佳。由于复归电压等于输入电压，复归时间亦等于开关的接通时间以便为变压器保持二次侧伏秒平衡。随着输入电压降低，通路时间应当增加以输出足够的功率。然而，由于复归时间也增加，在低输入电压将最大占空比限制在50％以内。随着输入电压提高，占空比变小且使变换器性能变差。因此，此种变换器不适用于宽输入电压应用。

在全桥型变换器中，在一次侧内使用四个开关，这些开关交替地接通和断开使能量从输入电源传送至负载且自然地保持变压器的磁平衡。图3显示一典型相移全桥DC/DC变换器。图中亦显示其关键工作波形。

为了达到开关的零电压开关条件，将相移控制逻辑应用于四个开关。参照图3，每一支线内的开关由两个具备固定的50％占空比的补偿信号驱动。也就是说，S1和S4交替地接通和断开，且S2和S3交替地接通和断开。两支线的相移为可改变的。S1和S2通路时间的重叠部分为变压器的有效占空比时间。因此得通过控制两支线的相移来调节输出。

利用相移控制很容易为开关达到零电压开关条件，然其引起了循环电流问题。如图3所示，在S1和S3共同接通或S2和S4共同接通的时间间隔当中，一次电流在一次侧开关和一次侧绕组内环行，且不将能量传送至负载。在宽输入应用中，有效占空比变得较小；该循环电流会导致较大的传导损耗。

若将非对称控制逻辑应用于全桥结构，其亦能调节输出且使一次侧开关达到零电压开关条件。图4显示了已知的非对称全桥DC/DC变换器及其关键波形。

在图4中，S1和S2同步地接通和断开，S3和S4同步地接通和断开。S1、S2以一占空比D接通且S3、S4以一占空比1-D接通。串接于一次侧绕组的阻塞电容器Cb提供一DC偏压以保持变压器的二次侧伏秒平衡。由于在S1、S2为接通或S3、S4为接通之时，能量传送过程持续进行，不再有循环电流问题。但磁化电流有一直流偏置，其对变压器设计造成困扰。此种变换器的另一问题在于输出电压对开关占空比的非线性控制特性。占空比和变换效率随输入和输出电压的变动而急剧变化。

因为上述理由，在DC/DC变换器的设计和制造技艺中仍有一需求要提出一适用于宽高输入电压应用的最佳电路以达成数个设计目标。这些设计目标可能包含：提出一种DC/DC变换器，其使开关负担最小化的电压应力，将开关占空比最大化以确保对宽作业范围的高变换效率，且达到主开关的软开关条件。这些设计目标需要新且改良的变换器构造，如下文所将说明。

发明内容

在本发明的较佳实施例中提出一非对称全桥电路，其用于一DC/DC变换器中。该电路包括两个主开关和两个辅助开关，一补偿电容器串接于这些辅助开关的分支电路。一个主开关和一个辅助开关构成全桥的一支线，且另一主开关和另一辅助开关构成全桥的另一支线。变压器的一次侧绕组连接于该两支线的中心点。

该两个主开关同步地接通和断开，且该两个辅助开关也是同步地接通和断开。当该两个主开关为接通，该两个辅助开关维持为断开且能量从电源传送至负载；当该两个主开关为断路，该两个辅助开关接通且使变压器复归。该补偿电容器提供一直流偏压以保持变压器的二次侧伏秒平衡。

在本发明的另一实施例中，该非对称全桥电路还包含一额外电感器串接于变压器的一次侧绕组。在复归过程结束时，该电感器协助主开关获得零电压开关条件。

在本发明的另一实施例中，该非对称全桥电路还包含一饱和电感器串接于变压器的二次侧绕组。在复归过程结束时，该饱和电感器协助主开关获得零电压开关条件。

本发明提出一种新的DC/DC变换器设计电路。此种电路的优点见于下述观点。第一，包含主开关和辅助开关在内的所有开关的电压应力等同于输入电压或比输入电压低。此种电路能用于高输入应用。第二，在低输入条件下主开关的占空比能超过50％，且在整个输入范围内，占空比最大化且在整个输入范围内保持较高变换效率。所以此种电路适用于宽输入应用。第三，一直能满足辅助开关的软开关条件，且通过适当地电路设计能为主开关获得软开关条件。所以此种电路适用于较高开关频率应用。

在本发明的另一实施例中，一非对称全桥DC/DC变换器包含一非对称全桥电路具备两个主开关、两个辅助开关和一个补偿电容器，一变压器具备一次侧绕组和二次侧绕组，及一整流电路具备两个整流器和一个输出电感器。其中，二次侧绕组有一抽头点。二次侧绕组的每一端子连接一整流器，且每一整流器连接于该输出电感器且还连接于负载的一端子。负载的另一端子连接于二次侧绕组的抽头点。

此种电路不仅有本发明较佳实施例的优点，且有着输出电压脉动最小化及需要一较小输出电感器的特色。

本技术领域的技术人员在阅览过结合附图中的下文较佳实施例详细说明后毫无疑问地会明了本发明的目的及优点。

附图说明

图1为已有技术的单端正激DC/DC变换器；

图2为已有技术的双开关正激DC/DC变换器；

图3为已有技术的相移全桥DC/DC变换器；

图4为已有技术的非对称全桥DC/DC变换器；

图5为本发明的非对称全桥DC/DC变换器；

图6为本发明的另一构造；

图7为主开关为接通时的等效电路：能量从输入电源传送至负载；

图8为辅助开关为接通时的等效电路：复归变压器；

图9为本发明图5的关键工作波形；

图10为通过将一电感器插入一次侧内使主开关获得零电压开关条件；

图11为通过将一饱和电感器插入二次侧内使主开关获得零电压开关条件；

图12为主开关的零电压开关条件；

图13为二次侧内的中心抽头整流电路使输出电压脉动减至最小；

图14为在二次侧内使用中心抽头整流电路的本发明关键波形；

图15为二次侧内的同步整流电路使整流效率提高；

具体实施方式

本发明的较佳实施例示于图5。非对称全桥DC/DC变换器包含一非对称全桥具备第一、第二、第三和第四切换装置(以下称为开关S1、S2、S3、S4)和一补偿电容器Cp，一变压器具备一次侧绕组和二次侧绕组，及一整流电路连接于变压器的二次侧。

S1和S4构成全桥的一支线；S2与串接的S3和Cp构成全桥的另一支线。变压器的一次侧绕组与此两支线的中心点连接。S1和S2为主开关，其传导反射的输出电流和磁化电流。S3和S4为辅助开关，其仅传导磁化电流。

主开关S1、S2同步地接通和断开，且辅助开关S3、S4也是同步地接通和断开。主开关和辅助开关交替地接通和断开。主开关的通路时间为占空比时间。主开关的占空比标示为D，且辅助开关的占空比标示为1-D。

在二次侧，两个二极管D1、D2连同输出电感器L和输出电容器C2构成一整流电路获得无脉动直流输出电压，而可使用一同步整流器代替以求在低电压应用得到高效率。

在示于图6的本发明另一实施例中，补偿电容器Cp连接在辅助开关S4的分支电路内。此两种电路构造为完全等效。今以图5所示构造为例在下文中加以分析。

在一开关周期中，横跨补偿电容器Cp的电压几乎为恒定。因此在等效电路中以一恒定直流电压源Vc取代。图7显示了主开关为接通且辅助开关为断开时的变换器等效电路。图8显示了主开关为断开且辅助开关为接通时的变换器等效电路。图9显示了在一开关循环中的变换器关键工作波形。以下将就下列时间间隔说明此等工作波形：

〔t0，t1〕

参照图7，在时间t0主开关S1、S2为接通且辅助开关S3、S4维持在断开。变压器的一次侧绕组连接于输入电压。变压器的磁化电流线性地增加。由S1和S2传导的一次电流为反射的输出电流及磁化电流之和。在二次侧内，二极管D1为接通且对输出电感器馈送电流。S4的电压应力为Vin的输入电压，且S3的电压应力为Vin-Vc。在此过程中，来自输入Vin之能量部分传送至负载Vo，且部分储存在输出电感器内。

〔t1，t2〕

在时间t1，S1和S2为断开。点A的电压下降且点B的电压提高，一次电流Ip使辅助开关S3和S4的输出寄生电容器放电。当一次侧绕组的电压Vp降为零，二极管D1断开且输出电流通过二极管D2。在一次侧内，磁化电流持续地使辅助开关S3、S4放电。最后S3和S4完全放电且本体二极管接通，从而将复归电压Vin-Vc施加于变压器一次侧绕组。

〔t2，t3〕

参照图8，在时间t2，辅助开关S3、S4在零电压开关条件下接通。施加于变压器一次侧绕组的复归电压Vin-Vc挡住磁化电流。磁化电流线性地减弱且最终反转。在二次侧内，D2维持接通且D1维持断开，输出电流由D2传导。在一次侧内没有出现反射电流，所以辅助开关S3、S4仅传导磁化电流。在此过程中，开关S1承受Vin电压，且开关S2承受Vin-Vc电压。储存于输出电感器内的能量传送至负载，且没有能量从一次侧转移至二次侧。

〔t3，t4〕

在时间t3，辅助开关S3、S4断开，磁化电流开始使主开关S1和S2的寄生电容放电，从而点A的电压提高且点B的电压下降。所以变压器的复归电压降低，在一次侧绕组电压Vp降为零且变成正值时，二极管D1接通。由于一次电流小于输出的反射电流，二极管D2维持为接通且传导输出电流。因此，二极管D1和D2皆接通且一次侧绕组的电压Vp箝位在接近零。

在时间t4，主开关S1和S2接通，输入电压Vin施加于变压器一次侧绕组，且一次电流加大。当一次电流升高超过输出的反射电流时，二极管D2断开，所有输出电流由二极管D1传导，重新开始一个新的开关循环。

在一稳定操作中，复归电压Vin-Vc与占空比间的关系得以下式表示：

V_{in} - V_{c} = \frac{D}{1 - D} \cdot V_{in} - - - (1)

输出电压得以下式表示：

V_{o} = \frac{V_{in}}{n} \cdot D - - - (2)

为了完全了解本发明非对称全桥DC/DC变换器的运作，在下文说明该变换器的重要工作特征：

首先，输出电压对开关占空比的关系为线性。易于以调整占空比的方式调节输出，且控制回路在宽输入电压操作的实施例中为稳定。

其次，复归电压为可改变的。随着输入电压降低，占空比加大，且复归电压提高；复归时间缩短。所以在低输入条件下最大占空比能高于50％。在宽输入电压的运作实施例中的占空比最大化且预料中变换效率为最好的。

第三，在一次侧内没有循环电流问题。当主开关断开，没有输出电流反射至一次侧，一次电流仅为磁化电流，其远低于输出电流。所以一次侧内的RMS电流最小化。

第四，开关S1和S4的电压应力等于输入电压，且S2和S3的电压应力等于复归电压Vin-Vc。所以得将低额定电压开关用于此电路中。易言之，此电路适用于高输入电压应用。

图10和图11显示了本发明的其他实施例，其中在一次侧内使用一电感器或在二次侧内使用一饱和电感器以获得主开关的零电压开关条件。

如图10所示，一电感器Lk(其为一额外组件或为变压器的漏电感)得嵌入变压器一次侧绕组内。其在辅助开关断开和主开关接通间的过程中发生效果参照图12，当辅助开关S3、S4在时间t3断开，变压器的一次电压降为零且因二极管D1和D2一同接通而箝位于零。储存于电感器Lk内的能量使主开关S1和S2的寄生电容持续放电，使得点A的电压上升至Vin且由其本体二极管箝位于Vin；点B的电压降为零且由其本体二极管箝位于零。在时间t4，主开关S1和S2在零电压开关条件下接通。

在图11中，一个饱和电感器嵌入二次侧内。其亦在辅助开关断开和主开关接通间的过程中发生作用以获得主开关的零电压开关条件。当辅助开关在时间t3断开，变压器的一次电压降为零然后变成正值。一正电压施加于二次侧且要将二极管D1接通。因为饱和电感器Ls的存在，二极管D1延迟接通。在此延迟时间内磁化电流持续地使主开关S1、S2的寄生电容放电且获得零电压开关条件。

图13显示了本发明的另一实施例，其中在二次侧内使用一中心抽头整流电路。二次侧绕组内的一抽头端子将二次侧绕组区分成两个绕组标示为W1和W2。W1连接于D1且W2连接于D2。D1和D2连接于输出电感器且更连接于负载的一端子负载的另一端子连接于二次侧绕组的抽头端子。

图14显示此电路的关键波形。当主开关为接通，D1接通，且一次侧内的能量由绕组W1转移至输出。在此同时，能量储存在变压器一次侧绕组内。当主开关为断开，D2接通，且储存于一次侧绕组内的能量由绕组W2转移至输出。参照图14，横跨在输出电感器与输出端口间的电压V_L在主开关开通时为输入电压Vin的反射电压，在主开关关断时为复位电压Vin-Vc的反射电压。因此输出电压脉动大幅地减少。当占空比为50％，复归电压等于输入电压且输出电压脉动为零。在此电路中得使用一小型电感器；此电路的代价是变压器的磁化电流会产生一直流偏置。

虽然已就较佳实施例说明本发明，应了解到这些说明内容不应解释为有限制意味。熟悉本技术领域者在阅览过以上说明内容后毫无疑问地会理解到众多替代方案和修改。因此，预期中所附权利要求范围是阐释为涵盖在本发明的真实精神和范围内的所有替代方案和修改。

Claims

1.一种用于DC/DC变换器的非对称全桥电路，其包括：

第一和第四切换装置构成该全桥的一支线及第二和第三切换装置构成该全桥的另一支线，该第一和第二切换装置为主开关，该第三和第四切换装置为辅助开关；

一电容器，其串接于这些辅助开关的分支电路；

一变压器，其有一次侧绕组和二次侧绕组，该变压器一次侧绕组连接于该全桥的每一支线的共同点；且

其中该第一和第二切换装置为同时接通一段占空比时间且将能量从变压器一次侧转移至二次侧；该第三和第四切换装置在该第一和第二切换装置的接通时间内维持为断开；当该第一和第二切换装置断开，该第三和第四切换装置接通且使变压器复归。

2.如权利要求1所述的非对称全桥电路，其特征在于，该电容器串接于该第三切换装置。

3.如权利要求1所述的非对称全桥电路，其特征在于，该电容器串接于该第四切换装置。

4.如权利要求1、2或3所述的非对称全桥电路，其特征在于，添加一额外电感器且串接于该变压器一次侧绕组。

5.如权利要求1、2或3所述的非对称全桥电路，其特征在于，添加一额外电感器且串接于该变压器二次侧绕组。

6.一种非对称全桥DC/DC变换器，其包括：

一全桥电路，其包含第一和第四切换装置构成该全桥的一支线及第二和第三切换装置构成该全桥的另一支线，该第一和第二切换装置为主开关，该第三和第四切换装置为辅助开关；

一电容器，其串接于这些辅助开关的分支电路；

一变压器，其有一次侧绕组和二次侧绕组，该变压器一次侧绕组连接于该全桥的每一支线的共同点；

一整流电路，其连接于该变压器二次侧绕组以获得直流电压输出；且

7.如权利要求6所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，该电容器串接于该第三切换装置。

8.如权利要求6所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，该电容器串接于该第四切换装置。

9.如权利要求6、7或8所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，添加一额外电感器且串接于该变压器一次侧绕组。

10.如权利要求6、7或8所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，添加一额外电感器且串接于该变压器二次侧绕组。

11.如权利要求6、7或8所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，该整流电路包含第一和第二整流器及一电感器，当这些主开关为接通，能量从该变压器二次侧绕组透过该第一整流器转移至该电感器，且当这些主开关为断开，该第二整流器承载该电感器的电流。

12.如权利要求6、7或8所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，该变压器二次侧绕组具有第一和第二端子及一抽头点，当这些主开关为接通，能量从该第一端子和抽头点透过该第一整流器转移至该电感器；当这些主开关为断开，能量从该第二端子和抽头点透过该第二整流器转移至该电感器。

13.如权利要求6、7或8所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，该整流电路为一倍流器电路，包含两个电感器和两个整流二极管。

14.如权利要求11所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，这些整流器为无源二极管。

15.如权利要求12所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，这些整流器为无源二极管。

16.如权利要求11所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，这些整流器为有源开关。

17.如权利要求12所述的非对称全桥DC/DC变换器，其特征在于，这些整流器为有源开关。