CN1167182C - 一种多路输出直流／直流变换器及变换方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种多路输出直流/直流变换器及变换方法，通过两个结构对称的单端隔离变换器对输入电压进行变换，变换后两个隔离变换器的输出脉冲电压幅值相同；将两个隔离变换器输出端相并联，形成低压直流母线；将多个直流/直流变换单元的输入端与低压直流母线连接，输出作为多路输出直流/直流变换器的输出。其中隔离变换器的控制电路所产生的两路驱动信号占空比等于或大于50%，相位相差180°。隔离变换器的输出电压并联后就不会形成方波。由于采用两个变压器，因而不会导致功率开关管的直通和损坏，也不存在偏磁问题，电路简单可靠，成本低。

Description

一种多路输出直流/直流变换器及变换方法

技术领域：

本发明涉及一种多路输出直流/直流(DC/DC)变换器及变换方法。

背景技术：

多路输出的DC/DC变换器具有使用方便、体积小、成本较低等特点，因而应用很广泛。但目前普遍存在的问题是：稳压精度不高、各路输出在负载变化时相互影响，因而在很多要求较高的场合无法使用。也有一些技术方案针对以上问题进行了改进，但同时也带来了新的问题，比如效率降低、成本过高、控制复杂、可靠性降低、输出电压不能大范围调节等等。

目前已有的一种多路输出DC/DC变换器电路可参见1985年由BLOOMassociates Inc.出版的名为《MODERN DC-TO-DC SWITCHMODE POWERCONVERTER CIRCUITS》的专业文献中(ISBN 0-442-21396-4)，其电路如图1所示。该电路由两级功率变换构成，第一级功率变换采用PUSH-PULL(推挽)电路，原边两个开关管S1、S2工作在互补的固定50％占空比的状态，副边绕组采用中心抽头，与全波整流电路连接，在副边形成低压直流母线；第二级功率变换采用多个BUCK(降压型，但理论上讲也可以采用BOOST即升压型)电路，BUCK电路的输入与低压直流母线连接，BUCK电路的输出作为多路输出DC/DC变换器的输出。由于各个BUCK电路均采用单独的控制，因而各路输出都能够实现高精度稳压。但该电路存在以下缺点：

1、第一级功率变换采用PUSH-PULL电路，原边两个开关管S1、S2工作在互补的固定50％占空比的状态，由于两个开关管及其驱动电路不可能完全一致，很容易形成变压器偏磁，而要解决变压器偏磁问题会造成电路过于复杂。容易形成变压器偏磁是“PUSH-PULL”电路固有的弱点，一般要附加电路动态调节占空比，使其不偏磁，但如果采用固定50％占空比，此时占空比无法动态调节，就会更容易导致偏磁。

2、第一级功率变换采用PUSH-PULL电路，由于原边开关管存在导通延时，以及变压器漏感造成的占空比损失，经过全波整流后，在低压直流母线上实际波形并不是直流，而是占空比较大(一般在95％左右)的方波，当第二级BUCK电路连接到低压直流母线上时，为便于保持系统稳定，BUCK电路的开关必须与原边开关控制同步，从而造成电路过于复杂。事实上，对于PUSH-PULL(或HALF-BRIDGE或FULL-BRIDGE)这类双端变换器(double-end)来说，在实际应用中要留有死区，占空比会略小于50％，否则容易导致开关管损坏。这也导致了低压直流母线上存在方波，增加了控制的难度。

发明内容：

本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种多路输出直流/直流变换器及变换方法，实现稳定的低压直流母线，便于控制，而且电路简单可靠，成本低。

为实现上述目的，本发明提出一种多路输出直流/直流变换器及变换方法。

所述多路输出直流/直流变换器包括两级功率变换装置，第一级功率变换装置的输入端与输入电压(Vin)相连，输出端形成低压直流母线(DCBUS)，第二级功率变换装置包括多个直流/直流变换单元，每个直流/直流变换单元的输入与低压直流母线(DC BUS)连接，输出作为多路输出直流/直流变换器的输出；其特征是：第一级功率变换装置包括两个结构对称、输出脉冲电压幅值相等的单端隔离变换器；两个隔离变换器的控制电路所产生的两路驱动信号占空比等于或大于50％，相位相差180°；两个隔离变换器输入端并联且与输入电压(VIN)相连；输出端也并联，即正极与正极相连、负极与负极相连，形成所述低压直流母线(DC BUS)。

所述多路输出直流/直流变换方法，包括如下步骤：输入电压(Vin)由第一级功率变换后形成低压直流母线电压，再经第二级功率变换，输出多路直流信号，其特征在于：所述第一级功率变换将输入电压(Vin)分为两路，分别进行功率变换，产生两个电压幅值相同、占空比等于或大于50％、相位相差180度的输出脉冲，再将所述的两个输出脉冲叠加，形成低压直流母线电压。

由于采用了以上的方案，第一级功率变换装置用两个单端隔离变换器(在本发明中，单端隔离变换器是指变压器工作在第一象限的变换器)，采用合适的去磁方式，可以取较大的占空比而不会导致功率开关管的直通和损坏，这样它们的输出电压并联后就不会形成方波，而是一个稳定的直流，便于控制。两个变换器既然是各自独立，也就不存在偏磁问题，而要保证输出的电压相等，只需两个变换器采用输出电压相同的变压器即可，方便易行，不需要复杂的电路，成本低。

附图说明：

图1为现有技术中的一种多路输出DC/DC变换器电路；

图2为本发明的一种多路输出DC/DC变换器电路；

图3为本发明的另一种多路输出DC/DC变换器电路；

图4a为本发明的第三种多路输出DC/DC变换器电路；

图4b为本发明的第四种多路输出DC/DC变换器电路；

图4c为本发明的第五种多路输出DC/DC变换器电路；

图4d为本发明的第六种多路输出DC/DC变换器电路；

图4e为本发明的第七种多路输出DC/DC变换器电路。

具体实施方式：

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明所述多路输出DC/DC变换器的第一级为两个隔离变换器，下面描述将其称为A1。第二级为一个或多个DC/DC变换器，不妨将这些变换器统一称作A2变换器，A2变换器可以是降压型的变换器，也可以是升压型的变换器，A2变换器的输入全都连接在低压直流母线DC BUS上，A2变换器的输出就是多路输出DC/DC变换器各分路的输出。每个A2变换器采用独立的输出电压反馈和独立的开关脉冲调制。

下面的描述的各个实施例中，所述结构对称的单端隔离变换器有两个，它们分别包括原副边绕组匝数比相等的第一、二变压器T1、T2，在第一、二变压器T1、T2原边对称位置处分别串联有第一、二功率开关管S1、S2，原边控制电路所产生的两路驱动信号占空比等于或大于50％，相位相差180度，分别接于第一、二功率开关管S1、S2的门极，驱动第一、二功率开关管S1、S2；在第一、二变压器T1、T2副边对称位置处分别连接有第一、二输出整流管SR1、SR2，形成两路整流电路，两路整流电路的正端和正端相连，负端和负端相连，从而形成所述低压直流母线DC BUS。

假设两路驱动信号占空比等于50％，当S1开通时，S2关断，此时T2通过电容上的谐振电压复位，变压器T1正向励磁并向副边传送能量，SR1开通，SR2关断，此时副边低压直流母线DC BUS上的电压为Vin/N1，Vin为输入电压，N1为绕组Np1与Ns1的匝比；半个开关周期之后S2开通，S1关断，此时T1通过电容上的谐振电压复位，变压器T2正向励磁并向副边传送能量，SR2开通，SR1关断，此时副边低压直流母线DC BUS上的电压为Vin/N2，N2为绕组Np2与Ns2的匝比；因而，当N1等于N2时，副边低压直流母线DC BUS上的电压为正比于输入电压Vin的恒定直流。而现有加工工艺完全可以实现N1＝N2。

实施例一：见图2，其隔离变压器采用电压谐振去磁，谐振电容并联在变压器原边绕组上。所述多路输出DC/DC变换器电路中的隔离变换器A1采用正激变换方式，其第一变压器T1和第二变压器T2是采用电压谐振去磁，谐振电容C1并联在T1的原边绕组Np1上，谐振电容C2并联在T2的原边绕组Np2上。

实施例二：见图3，其隔离变压器采用第三绕组去磁。所述多路输出DC/DC变换器电路中的隔离变换器A1采用正激变换方式，其第一变压器T1和第二变压器T2是采用第三绕组去磁，去磁绕组Nc1与T1耦合，Nc1的正端与二极管D1的阴极连接，Nc1的负端与输入电源的正极连接，二极管D1的阳极与输入电源的负极连接。去磁绕组Nc2与T2耦合，Nc2的正端与二极管D2的阴极连接，Nc2的负端与输入电源的正极连接，二极管D2的阳极与输入电源的负极连接。

实施例三：见图4a，其隔离变压器采用电压谐振去磁，谐振电容并联在原边功率MOS管的源极和漏极之间，其结构为，所述多路输出DC/DC变换器从电路结构上可分为两级，第一级为一个不稳压的隔离变换器A1，A1包括第一变压器T1和第二变压器T2，T1的原边绕组Np1正端与T2的原边绕组Np2正端连接，再与输入电源的正极连接，T1的原边绕组Np1负端与功率MOS管S1的漏极连接，T2的原边绕组Np2负端与功率MOS管S2的漏极连接，S1的源极和S2的源极连接，再与输入电源的负极连接，谐振电容C1并联在功率MOS管S1的源极和漏极之间，谐振电容C2并联在功率MOS管S2的源极和漏极之间。T1的副边绕组Ns1正端与T2的副边绕组Ns2正端连接，作为低压直流母线DCBUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与输出整流管SR1的漏极连接，T2的副边绕组Ns2负端与输出整流管SR2的漏极连接，SR1的源极和SR2的源极连接，作为低压直流母线DC BUS的负端，T1的副边绕组Ns1负端与输出整流管SR2的门极连接，T2的副边绕组Ns2负端与输出整流管SR1的门极连接。

本例中，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，整流管SR1的门极与T2副边绕组Ns2的负端连接，整流管SR2的门极与T1副边绕组Ns1的负端连接。所述隔离变换器A1采用正激变换方式，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，T1的副边绕组Ns1正端与T2的副边绕组Ns2正端连接，作为低压直流母线DC BUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与输出整流管SR1的漏极连接，T2的副边绕组Ns2负端与输出整流管SR2的漏极连接，SR1的源极和SR2的源极连接，作为低压直流母线DC BUS的负端。

实施例四：见图4b，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，整流管SR1的门极由变压器T2的副边驱动绕组Nd2驱动，整流管SR2的门极由变压器T1的副边驱动绕组Nd1驱动。所述隔离变换器A1采用正激变换方式，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，T1的副边绕组Ns1正端与T2的副边绕组Ns2正端连接，作为低压直流母线DCBUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与输出整流管SR1的漏极连接，T2的副边绕组Ns2负端与输出整流管SR2的漏极连接，SR1的源极和SR2的源极连接，作为低压直流母线DC BUS的负端，变压器T2的副边驱动绕组Nd2的负端与整流管SR1的门极连接，Nd2的正端与整流管SR1的源极连接，变压器T1的副边驱动绕组Nd1的负端与整流管SR2的门极连接，Nd1的正端与整流管SR2的源极连接。

实施例五：见图4c，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，整流管SR1的门极由变压器T1的副边驱动绕组Nd1驱动，整流管SR2的门极由变压器T2的副边驱动绕组Nd2驱动。所述隔离变换器A1采用正激变换方式，其副边整流管SR1和SR2是采用共源极连接方式，T1的副边绕组Ns1正端与T2的副边绕组Ns2正端连接，作为低压直流母线DCBUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与输出整流管SR1的漏极连接，T2的副边绕组Ns2负端与输出整流管SR2的漏极连接，SR1的源极和SR2的源极连接，作为低压直流母线DC BUS的负端，变压器T1的副边驱动绕组Nd1的正端与整流管SR1的门极连接，Nd1的负端与整流管SR1的源极连接，变压器T2的副边驱动绕组Nd2的正端与整流管SR2的门极连接，Nd2的负端与整流管SR2的源极连接。

实施例六：见图4d，其副边整流管SR1和SR2是采用共漏极连接方式，整流管SR1的门极由变压器T2的副边驱动绕组Nd2驱动，整流管SR2的门极由变压器T1的副边驱动绕组Nd1驱动。所述隔离变换器A1采用正激变换方式，其副边整流管SR1和SR2是采用共漏极连接方式，T1的副边绕组Ns1正端与输出整流管SR1的源极连接，T2的副边绕组Ns2正端与输出整流管SR2的源极连接，SR1的漏极和SR2的漏极连接，作为低压直流母线DC BUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与T2的副边绕组Ns2负端连接，作为低压直流母线DC BUS的负端，T2的副边驱动绕组Nd2负端与输出整流管SR1的门极连接，Nd2正端与SR1的源极连接，T1的副边驱动绕组Nd1负端与输出整流管SR2的门极连接，Nd1正端与SR2的源极连接。

实施例七：见图4e，其副边整流管SR1和SR2是采用共漏极连接方式，整流管SR1的门极由变压器T1的副边驱动绕组Nd1驱动，整流管SR2的门极由变压器T2的副边驱动绕组Nd2驱动。所述隔离变换器A1采用正激变换方式，其副边整流管SR1和SR2是采用共漏极连接方式，T1的副边绕组Ns1正端与输出整流管SR1的源极连接，T2的副边绕组Ns2正端与输出整流管SR2的源极连接，SR1的漏极和SR2的漏极连接，作为低压直流母线DC BUS的正端，T1的副边绕组Ns1负端与T2的副边绕组Ns2负端连接，作为低压直流母线DC BUS的负端，T1的副边驱动绕组Nd1正端与输出整流管SR1的门极连接，Nd1负端与SR1的源极连接，T2的副边驱动绕组Nd2正端与输出整流管SR2的门极连接，Nd2负端与SR2的源极连接。

本发明的多路输出的DC/DC变换器电路具有以下特点：

(1)由于A2变换器采用独立的输出电压反馈，因而各路输出都能够实现高精度稳压。

(2)由于变压器T1和T2工作在50％或大于50％占空比的状态，低压直流母线DC BUS可以实现完全直流和零纹波，可以减少滤波电容，而且A1和A2可以直接耦合而避免采用隔离同步电路等复杂电路。

(3)由于A2变换器的输入全都连接在低压直流母线DC BUS上，A2变换器的输出电压只受DC BUS电压的限制，因而各路输出电压可单独大范围调节。

(4)由于A2变换器的输入全都连接在低压直流母线DC BUS上，A2变换器的输出电压可以同时建立，也可以通过其它控制电路对每一路的输出电压建立时间进行控制。

(5)输出电压不必采用隔离反馈，电路可以得到简化。

(6)由于A1变换器采用两个单端变换器，在50％占空比的情况下，不存在变压器偏磁、功率管直通等问题，电路可靠性高。

Claims (16)

1、一种多路输出直流/直流变换器，包括两级功率变换装置，第一级功率变换装置的输入端与输入电压(Vin)相连，输出端形成低压直流母线(DC BUS)，第二级功率变换装置包括多个直流/直流变换单元，每个直流/直流变换单元的输入与低压直流母线(DC BUS)连接，输出作为多路输出直流/直流变换器的输出；其特征是：

第一级功率变换装置包括两个结构对称、输出脉冲电压幅值相等的单端隔离变换器；两个隔离变换器的控制电路所产生的两路驱动信号占空比等于或大于50％，相位相差180°；

两个隔离变换器输入端并联且与输入电压(VIN)相连；输出端也并联，即正极与正极相连、负极与负极相连，形成所述低压直流母线(DCBUS)。

2、如权利要求1所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述单端隔离变换器分别包括原副边绕组匝数比相等的第一、二变压器(T1、T2)，在第一、二变压器(T1、T2)原边对称位置处分别串联有第一、二功率开关管(S1、S2)，原边控制电路所产生的两路驱动信号占空比等于或大于50％，相位相差180度，分别接于第一、二功率开关管(S1、S2)的门极，驱动第一、二功率开关管(S1、S2)；在第一、二变压器(T1、T2)副边对称位置处分别连接有第一、二输出整流管(SR1、SR2)，形成两路整流电路，两路整流电路的正端和正端相连，负端和负端相连，从而形成所述低压直流母线(DC BUS)。

3、如权利要求2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：第一变压器(T1)的原边绕组(Np1)正端与第二变压器(T2)的原边绕组(Np2)正端连接，再与输入电源的正极连接；第一变压器(T1)的原边绕组(Np1)负端与第一功率开关管(S1)的漏极连接，第二变压器(T2)的原边绕组(Np2)负端与第二功率开关管(S2)的漏极连接，第一功率开关管(S1)的源极和第二功率开关管(S2)的源极连接，再与输入电源的负极连接；副边绕组与整流电路相连。

4、如权利要求2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：第一级功率变换装置采用正激变换方式，其第一变压器(T1)和第二变压器(T2)是采用电压谐振去磁，第一谐振电容(C1)并联在第一功率开关管(S1)的源极和漏极之间，第二谐振电容(C2)并联在第二功率开关管(S2)的源极和漏极之间。

5、如权利要求2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：第一级功率变换装置采用正激变换方式，其第一变压器(T1)和第二变压器(T2)是采用电压谐振去磁，第一谐振电容(C1)并联在第一变压器(T1)的原边绕组(Np1)上，第二谐振电容(C2)并联在第二变压器(T2)的原边绕组(Np2)上。

6、如权利要求2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：第一级功率变换装置采用正激变换方式，其第一变压器(T1)和第二变压器(T2)是采用去磁绕组去磁，第一去磁绕组(Nc1)与第一变压器(T1)耦合，第一去磁绕组(Nc1)的正端与第一二极管(D1)的阴极连接，负端与输入电源的正极连接，第一二极管(D1)的阳极与输入电源的负极连接；第二去磁绕组(Nc2)与第二变压器(T2)耦合，第二去磁绕组(Nc2)的正端与第二二极管(D2)的阴极连接，负端与输入电源的正极连接，第二二极管(D2)的阳极与输入电源的负极连接。

7、如权利要求1或2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述隔离变换器采用正激变换方式，其第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)正端与第二变压器(T2)的副边绕组(Ns2)正端连接，作为低压直流母线(DC BUS)的正端，第一整流管(SR1)的门极与第二变压器(T2)副边绕组(Ns2)的负端连接，第二整流管(SR2)的门极与第一变压器(T1)副边绕组(Ns1)的负端连接；第一变压器(T1)的副边绕组(NS1)负端与第一整流管(SR1)的漏极连接，第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)负端与第二整流管(SR2)的漏极连接，第一整流管(SR1)的源极和第二整流管(SR2)的源极连接，作为低压直流母线(DC BUS)的负端。

8、如权利要求1或2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述隔离变换器采用正激变换方式，其第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)正端与第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)正端连接，作为低压直流母线(DC BUS)的正端，第一整流管(SR1)的门极由第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)驱动，第二整流管(SR2)的门极由第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)驱动；第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)负端与第一整流管(SR1)的漏极连接，第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)负端与第二整流管(SR2)的漏极连接，第一整流管(SR1)的源极和第二整流管(SR2)的源极连接，作为低压直流母线(DC BUS)的负端，第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)的负端与第一整流管(SR1)的门极连接，第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)的正端与第一整流管(SR1)的源极连接，第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)的负端与第二整流管(SR2)的门极连接，第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)的正端与第二整流管(SR2)的源极连接。

9、如权利要求1或2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述隔离变换器采用正激变换方式，其第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)正端与第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)正端连接，作为低压直流母线(DC BUS)的正端，第一整流管(SR1)的门极由第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)驱动，第二整流管(SR2)的门极由第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)驱动；第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)负端与第一整流管(SR1)的漏极连接，第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)负端与第二整流管(SR2)的漏极连接，第一整流管(SR1)的源极和第二整流管(SR2)的源极连接，作为低压直流母线(DC BUS)的负端，第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)的正端与第一整流管(SR1)的门极连接，负端与第一整流管(SR1)的源极连接，第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)的正端与第二整流管(SR2)的门极连接，负端与第二整流管(SR2)的源极连接。

10、如权利要求1或2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述隔离变换器采用正激变换方式，其第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)正端与第一整流管(SR1)的源极连接，第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)正端与第二整流管(SR2)的源极连接，第一整流管(SR1)的漏极和第二整流管(SR2)的漏极连接，作为低压直流母线(DC BUS)的正端，第一整流管(SR1)的门极由第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)驱动，第二整流管(SR2)的门极由第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)驱动；第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)负端与第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)负端连接，作为低压直流母线(DC BUS)的负端，第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)负端与第一整流管(SR1)的门极连接，正端与第一整流管(SR1)的源极连接，第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)负端与第二整流管(SR2)的门极连接，正端与第二整流管(SR2)的源极连接。

11、如权利要求1或2所述的多路输出直流/直流变换器，其特征是：所述隔离变换器采用正激变换方式，其第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)正端与第一整流管(SR1)的源极连接，第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)正端与第二整流管(SR2)的源极连接，第一整流管(SR1)的漏极和第二整流管(SR2)的漏极连接，作为低压直流母线(DC BUS)的正端，第一整流管(SR1)的门极由第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)驱动，第二整流管(SR2)的门极由第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)驱动；第一变压器(T1)的副边绕组(Ns1)负端与第二变压器(T2)的副边绕组(NS2)负端连接，作为低压直流母线(DC BUS)的负端，第一变压器(T1)的副边驱动绕组(Nd1)正端与第一整流管(SR1)的门极连接，负端与第一整流管(SR1)的源极连接，第二变压器(T2)的副边驱动绕组(Nd2)正端与第二整流管(SR2)的门极连接，负端与第二整流管(SR2)的源极连接。

12、一种多路输出直流/直流变换方法，包括如下步骤：

输入电压(Vin)由第一级功率变换后形成低压直流母线电压，再经第二级功率变换，输出多路直流信号，其特征在于：所述第一级功率变换将输入电压(Vin)分为两路，分别进行功率变换，产生两个电压幅值相同、占空比等于或大于50％、相位相差180度的输出脉冲，再将所述的两个输出脉冲叠加，形成低压直流母线电压。

13、如权利要求12所述的多路输出直流/直流变换方法，其特征是：，所述第一级功率变换由两路占空比等于或大于50％，相位相差180度的驱动信号分别控制。

14、如权利要求12所述的多路输出直流/直流变换方法，其特征是：第二级功率变换采用独立的输出电压反馈。

15、如权利要求12所述的多路输出直流/直流变换方法，其特征是：第二级功率变换的输出电压同时建立，或通过其它控制电路对每一路的输出电压建立时间进行控制。

16、如权利要求12所述的多路输出直流/直流变换方法，其特征是：各路输出电压单独调节。

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