CN1340007A

CN1340007A - 在轮胎压力检测系统中的信号传输

Info

Publication number: CN1340007A
Application number: CN00803656A
Authority: CN
Inventors: 阿德利安·埃德蒙德·班卡特; 萨拉赫·凯瑟琳·布拉德肖
Original assignee: Emtop Ltd
Current assignee: Emtop Ltd
Priority date: 1999-02-11
Filing date: 2000-02-11
Publication date: 2002-03-13
Also published as: GB9903114D0

Abstract

用在例如在诸如车装式轮胎压力检测系统之类的无源传感器系统中的设备,包括由一种耦合(C_c),最好是诸如两个相对板形天线之类的无线耦合,耦合在一起的发射机电路(1)和接收机电路(4)。发射机电路(1)包括一个带有至少一个元件(C_v)的谐振器(10),该元件的值影响谐振器装置的自然谐振频率,并且能在电路的使用中变化。有效值例如通过检测的物理参数或通过要传输的一个控制信号而变化。接收机电路(4)包括一个驱动器部分(12),用来施加到谐振器(10)上一个激励信号,该激励信号具有与自然谐振频率不同的预定激励频率。发射机电路(1)最好经一个整流器电路(14)引出其电源。接收机电路经耦合检测有效值的这样一种变化。

Description

在轮胎压力检测系统中的信号传输

本发明涉及信号传输，特别是但不仅仅是涉及无线信号传输。例如，在与两个元件使用的传感器系统中，需要这样的无线信号传输，这两个元件可相对于彼此运动，在两个元件之一上的一个传感器，把其传感器数据传输到在另一个元件上的一个接收器，并且最好从其供有功率。例如，本发明的一个实施例打算用在车辆上的压力传感器系统中来测量轮胎压力。

在车辆轮胎压力测量中的关键问题，归因于车轮和轮胎相对于车辆转动的事实。检测的信息必须从运动车轮传递。车轮和轮胎仍然必须能由用户和汽车修理厂更换，并且任何失效必须具有安全后果。而且，必须准确和可靠地检测轮胎压力，并且必须把检测信息转换成经在每个车轮处提供的适当链接传输的一种适当形式的信号。该信息必须输送到仪表板，并且转换成适于显示的形式。希望应该保持约±2％的整体精度。另外，完整系统必须在一定的尺寸和重量限制内实现，以便在车辆的电子和周围恶劣环境中操作。为了可应用于大量销售的车辆，系统必须便宜。

轮胎压力随环境条件显著变化。这意味着，单独的绝对压力测量不足以准确地确认轮胎正确地充气。如果在轮胎内的空气热得不能使用，即使相对于大气压力的压力测量也不足。因此也希望测量在轮胎内的空气温度和把这考虑进去，以证实轮胎充气是正确的。

在一种商业适用的轮胎压力测量系统中，一个电池、传感器及一个无线电发射机提供在车辆上的每个轮胎内，并且车辆载有一个中央无线电接收站以说明和显示数据。在车轮中的发射机由车辆运动致动，并且每个带有一个编码标记，从而能辨别它和把其数据传输到其中为显示而译码的中央接收站。该系统能中继压力和温度信息。然而，该系统具有大量缺陷。它复杂和昂贵；它需要在车轮中保持电池；它使用用于发射的无线电，这种发射是弥漫的，并且在高车辆密度处有电磁耦合(EMC)污染问题；如果把车轮运动到一个不同的位置，则该系统必须重新配置和重新编码；及它直到车轮旋转才工作，并因此在备用车轮或静止车辆上不工作。

另一种存在的测量系统使用在车辆轴上的同心紧密耦合变压器，并且把功率传输到在车轮中的传感器和电路，及用从车轮传输的信息多路转换(时间分片)该功率。每个变压器由电缆连接到一个控制该系统和为显示译码信息的中央模块。该系统主要为重型商业车辆设计，并且将中继压力和温度数据。

该系统也太复杂，并且要求在车辆的设计阶段包括耦合变压器，因为他们必须与轴同心；它因为时间分片也是电子复杂的；当装配车轮时对其必须进行附加连接，而尽管在重型商业车辆上是可接收的，但在轿车上是成问题的。

另一种系统在每个车轮中采用一个简单的行/不行传感器，该传感器改变其特征谐振频率以指示状态变化。每个传感器由一个电磁脉冲致动，并且监视其回波。该系统尽管简单，但提供有限的性能。行/不行阈值对于传感器是固有的，并因此如果需要不同的阈值，例如，如果车轮从一个轴上移动到另一个上，或者如果要载有大负载，则必须更换传感器。该系统不能检测过压力，也不能容易地适用于多车轮轴。

现存的多种其他系统也包括轮胎重新充气机构。这些不可避免地成本高和复杂。可得到的一些系统测量其他参数，如轴的高度或滚动轮胎周长，以给出轮胎充气的指示。这些其他的参数不容易与轮胎制造商的规格相联系。

根据本发明的第一方面，提供有信号传输设备，该设备包括：发射机电路，包括具有至少一个元件的谐振器装置，该元件的有效值影响谐振器装置的自然谐振频率，并且在电路的使用中能变化；激励装置，用来向谐振器装置施加一个具有预定激励频率的激励信号，该激励频率与所述自然谐振频率不同；及耦合装置，用来提供在设备的所述谐振器装置与接收机电路之间的一种耦合，接收机电路是可操作的，以经所述耦合检测所述有效值的这样一种变化。

根据本发明的第二方面，提供有一种压力传感器，该压力传感器包括：第一和第二彼此相对的电极，在其之间有一种电介质，当传感器经受施加的压力时，两根电极的至少一根适于向另一根电极弯曲，从而在电极之间的电容随施加的压力变化。

根据本发明的第三方面，提供有检测设备，用来把传感器数据从一个第一元件传输到一个第二元件，第一和第二元件可相对于彼此运动，该设备包括实施本发明上述第一方面的信号传输设备；所述传输电路适于由第一元件携带，并且包括用来检测一个或多个预定参数的传感器装置，所述有效值的所述变化通过所述预定参数至少一个的变化产生；及所述接收电路适于由第二元件携带。

根据本发明的第四方面，提供有轮胎压力测量设备，适于由车辆携带，包括信号传输设备，实施本发明的上述第一方面，其中所述发射机电路包括用来检测一个或多个预定参数的传感器装置，并且所述有效值的所述变化通过所述预定参数至少一个的变化产生。

根据本发明的第五方面，提供有一种与发射机电路和接收机电路一起使用的信号传输方法，该发射机电路包括带有其有效值影响谐振器装置的自然谐振频率的至少一个元件的谐振器装置，而该接收机电路当用于所述谐振器装置时有一种耦合，该方法包括：向谐振器装置施加一个激励信号，该激励信号具有一个与所述自然谐振频率不同的预定激励频率；在发射机电路中产生所述一个元件的所述有效值的变化；及经所述耦合检测在接收机电路中所述有效值的这样一种变化。

现在通过例子参考附图，其中：

图1表示实施本发明的轮胎压力测量设备的的方块图；

图2表示用在解释图1设备的操作时使用的曲线；

图3和4表示另外的曲线，以比图2曲线大的比例表示图2中感兴趣频率范围中的操作；

图5表示在解释图1设备中的寄生电容效应时使用的示意电路图；

图6表示车辆车轮的示意剖视图，用来解释在本发明一个实施例中的图1设备的部分的物理布置；

图7表示包括在图1设备中的一个传感器的方块电路图；

图8是与图7相对应的详细电路图；

图9表示在本发明一个实施例中传感器模块的示意剖视图；

图10表示包括在图1设备中的一个中继模块的方块电路图；

图11(A)至11(C)是与图10相对应的详细电路图；

图12(A)至12(H)表示图1设备在其操作中产生的波形；

图13表示包括在图1设备中的一个显示模块的方块电路图；

图14表示包括在图13显示模块中的一个信号转换器电路的一个例子；

图15表示图14的信号转换器电路的选择性附加部分；

图16表示一种多车轮轴车辆布置的示意剖视图，用来解释在本发明另一个实施例中的图1设备的部分的物理布置；

图17表示用在图1设备中的一个改进传感器模块的方块电路图；

图18表示根据本发明另一个方面的信号传输设备的示意电路图；及

图19表示刚性可充气船的部分的示意剖视图，用来解释对这样一种船实施本发明的压力测量设备的用途。

如图1的方块图中所示，实施本发明的轮胎压力测量设备包括五个主要元件：一个传感器模块1、一个车轮天线2、一个固定天线3、一个中继模块4及一个显示模块5。传感器模块1、车轮天线2、固定天线3及中继模块4提供在每个车轮底座上；显示模块5为所有车轮共同提供。传感器模块1和车轮天线2安装在相关的车轮上，而固定天线3、中继模块4及显示模块5由车辆携带。

传感器模块1安装在一个具体的车轮上。最好，模块布置在轮缘的凹处中，但可选择地借助于至包含在轮胎中的空气的压力和热连接能布置在轮胎外面。传感器模块包含与压力和温度对应的传感器、以及用来产生其频率是压力和温度的函数的一个或多个信号的电路。传感器模块也包括：谐振器形式的负载电路，其阻抗根据产生的信号变化；和用来从负载引出电源的装置。

由天线2和3通过电抗耦合到传感器模块上的中继模块4，用来驱动在传感器模块中的负载电路和检测负载的变化及把这种变化转换成适于由显示模块5使用的信号。中继模块能安装在轴的任一侧，靠近固定天线3或作为其部分，或者在仪表板中。

中继模块4包含经一个源阻抗向固定天线3提供高频电压和电流的驱动器电路、及检测中继模块的负载变化和把一个表示该变化的信号供给到显示模块5的电路。

显示模块5处理来自用于每个车轮的中继模块的信号，施加任何需要信号的校正，及向驾驶员显示信息。显示模块最好安装在仪表板上或其后面，紧密靠近实际显示器或与其集成。显示模块例如可以作为单芯片微控制器实施，或者作为也完成其他驾驶员信息功能的现有微控制器的部分。

现在将更详细地描述图1的设备。

如在引言中描述的那样，对于轮胎压力测量，简单的压力测量是不适当的。即使在温度区中，环境温度可以变化30℃，并且由使用造成的轮胎加热可以增高轮胎温度类似的量。对绝对轮胎压力的影响能是20％的变化，并且计示轮胎压力可以变化30％或更大。这意味着，为了得到希望高的精度，必须对于轮胎或每个轮胎测量压力和温度。

如果大气压力和温度的值是已知的，则使用标准气体定律能计算在大气温度下的表压：

P_{g} = \frac{P}{T} \cdot T_{a} - P_{a} - - - (1)

其中P_g是要求的表压，P是测量的绝对压力，T是测量的绝对温度，及P_a和T_a分别是大气压力和温度。

有可能分别测量绝对压力P和绝对温度T，并且把表示测量值的两个信号分别传输到车辆。然而，实施本发明的轮胎压力测量的最佳特征在于，把压力和温度测量组合成单个参数，即商ρ，其中

ρ = \frac{P}{T} - - - (2)

为了简化在传感器模块中的要求电路，希望设计和连接压力和温度检测元件，从而产生一个具有是商ρ的函数的性质的信号。

RC振荡器的基本时间周期t由下式给出：

t＝k₀.R.C (3)

其中k₀是一个常数，R是电阻性元件及C是电容性元件。

类似地，LC振荡器的基本时间周期t由下式给出：

t = k_{o} \cdot \sqrt{L \cdot C} - - - (4)

其中L是电感性元件及C是电容性元件。

由此能看到，如果压力影响一个频率控制元件(例如C)而温度影响另一个(R)，则能固有地组合两种测量，条件是各个检测元件的特征具有适当的形式。

例如，如果压力检测元件的电容是绝对压力的几乎线性函数，则一个微调电容器允许电容压力特性的校准以匹配一个幂函数。因而，总电容(与微调电容器组合的压力检测元件)由下式给出：

C_p＝k_p.P^φ (5)

其中C_p是总电容，k_p和是常数及P是绝对压力。

在这种情况下，温度检测元件应该在要求的温度范围上至少对于良好的近似，具有一种是对于压力检测元件的电容压力特征的幂函数的反幂函数。换句话说，

R_t＝k_t.T^-φ (6)

其中R_t是电阻，k_t是常数，φ是与在公式5中相同的常数及T是绝对温度。

把压力和温度特性与振荡器时间周期函数相组合给出：

t = k_{o} \cdot k_{p} \cdot k_{t} \cdot {(\frac{P}{T})}^{φ} - - - (7)

从公式7可以推定，有可能由振荡器的频率恢复商ρ的值。以这种方式，实现测量压力的温度补偿而不利用两个分离的数据通道分别输送压力和温度数据。

顺便说明，如果压力检测元件特性是线性的，则在公式5中的φ的值一般等于1。然而，如果压力检测元件具有一种不是线性的、或者是这样的从而在完全真空下其电容的外推值不等于0或为负的特性，则不可能通过添加微调电容把公式5的电容压力特性微调到一条比例功率曲线。尽管如此，因为在电容压力和电阻压力特性中感兴趣的区域基本上远离原点，所以使用用于压力检测元件的微调电容器和用于温度检测元件的串联电阻器的适当值，能紧密地匹配具有不等于1的φ值的功率曲线。

以后在本说明书中将更详细地描述压力和温度检测元件的最佳设计。

其次，将解释在车轮上或每个车轮上的传感器模块1、与其在车辆上有关中继模块4之间的耦合。这种耦合必须用来把至少一个信号从传感器模块1传送到中继模块4，由该信号中继模块能引出由传感器模块1产生的有关测量参数(例如，商ρ)。

而且，在一个最佳实施例中，该耦合也用来把功率从车辆传输到传感器模块1。

因为当车辆在使用中时车辆车轮相对于车辆轴转动，所以最好在传感器与中继模块之间的耦合是通过非接触装置，从而消除磨损。两种非接触耦合方法能用来在一个方向传输功率，并且在另一个方向接收一个信号：电容性耦合和磁性耦合。在某些常规轮胎压力测量系统中使用的无线电仅能有效地用来传输信号，并且在车轮中需要一个局部电源(电池)。而且，无线电按其本质是一种弥漫介质，并且呈现另外的问题。

电容性耦合是用在本发明中的最佳耦合方法。这能通过由一个气隙分离的传导板天线的使用简单地实现。在一块板上的电位产生一个在另一个上感应电位的局部电场。板本身能通过由绝缘材料覆盖而防护。板不必是平面的或具有相同的尺寸。

简单传导板形式的天线远比线圈不容易受电磁干扰。

也有可能使用在两个紧密隔开的同心线圈之间的磁感应，一个线圈安装在轴上，而另一个安装在车轮上。借助于这种方法，当来自一个线圈的磁场与另一个线圈链接时，在车轮上的传感器模块1和在轴上的中继模块4耦合。在实际中，磁耦合由于制动元件通常布置在车轮上的位置，可能难以布置。能使用大直径的线圈以避开制动元件，但这些对电磁干扰特别敏感。

对于电容性和磁性耦合都是，经耦合仅能传输交流电流。

经耦合的功率传输由把交变电压施加到耦合上的中继模块(源)、和由从耦合取出电流的传感器模块(负载)实现。

从负载回到源的信息的传输通过改变负载而实现。如果由负载取出的电流必须来自源，则由此得出在源处的该电流的测量将表示负载的任何变化。这就是大多数无源传感器操作基于的原理，即传感器阻抗根据测量的参数变化，并且测量由传感器呈现的电气负载。

为了保证至负载的电流供给仅来自源，希望使负载频率是选择性的。以这种方式，在选择频带外的噪声被除去，并且在负载中不会产生对信号有不利影响的显著电流。

因为在源与负载之间的耦合的阻抗不能忽略并且可以变化，所以在多种(但不是所有)情况下，不满足测量负载直接获得准确信息。

为了克服这种问题，本发明的一个最佳特征在于，作为频率编码传感器信息和通过该频率调制负载。正是然后译码负载的变化频率以恢复希望的传感器信息。以这种方式，耦合阻抗值的漂移不会影响传输的信息。

中继模块(源)能认为具有一个复数阻抗Z_S，耦合具有一个复数阻抗Z_C，及传感器模块(负载)具有一个复数阻抗Z_L。类似地，对于负载变化的最好接收，由源看到的阻抗应该匹配源阻抗。因而，对于最好的性能，Z_L应该匹配Z_C+Z_S，并且同时Z_S应该匹配Z_C+Z_L。

如果Z_C和Z_L都是纯电阻性的则这不能实现，并且甚至不能良好地近似，除非Z_C非常小。另一方面，如果Z_L或Z_S或者两者是复数，并且Z_C没有实数分量(如在电容性耦合中的情况和能使用电感性耦合布置的那样)，则能实现希望的匹配。

在复数阻抗的情况下，匹配意味着实数(电阻性)分量应该相同而虚数(电抗)分量应该互补，即数值相同符号相反(共轭复数)。

为了使负载频率是选择性的，可以考虑使用是高度选择性的耦合调谐电路。有效地是，这使源和负载的阻抗能够稳定耦合阻抗，并由此接近匹配标准。

然后在数值或相位或者二者上改变负载以产生该信号。然而，如果要保持调谐，则负载变化必须或者仅在负载的电阻性部分中(数值变化)，或者如果它在电抗部分中(相位变化)，则它必须保持到非常低的电平。这些要求在实际中是有问题的。首先，数值的较大变化对传输功率具有对应大的影响。而且，如果信号较小，则必须使用高的放大电平。这又增加对选择性的需要，因为否则噪声将随要求的信号放大。

为了解决与调谐电路有关的这些问题，在实现频率选择性满意程度的同时，本发明的一个最佳实施例采用一个提供负载阻抗Z_L的“失调谐振器”，即一个其自然谐振频率从施加到谐振器上的激励信号的频率“失调”的谐振器。以这种方式，不需要用于调谐的严格容差。而且，能使用较大信号而不会干扰功率传输，从而不需要非常高的放大电平，并且减小选择性需求。另外，急剧减小对于调谐漂移的敏感性。

用来提供负载Z_L的一个失调谐振器包括一个电感器、和与一个电容器并联的有关串联电阻。能使用与这样的电感器等效的有源元件、电阻及电容器，但这些需要功率。以这种方式，即使当耦合阻抗可与源和负载阻抗相比较时，也能实现阻抗匹配。

如果耦合阻抗是电容性的，则使用比谐振器的谐振频率低的激励频率。另一方面，如果耦合阻抗是电感性的，则使用比谐振器的谐振频率高的激励频率。

通过改变组成谐振器的电抗元件的任一个，并且较不希望通过改变电阻性元件，能容易地改变负载。因为谐振器的阻抗相对于频率的特性曲线，借助于电抗元件之一的值的较小变化，能产生阻抗的较大变化。

使用具有较低Q(例如在从10至30的范围内)的失调谐振器，宽分量容差是可接收的，并且能避免对单独调谐电路的需要。

另外，因为谐振器仍然是频率选择性的，所以将除去在其带宽外的频率处的激励和噪声。尽管该带宽比高度调谐电路的宽，但信号放大不需要一样高。

这种选择性意味着，如果传感器模块具有不同的谐振频率，并且中继模块在不同的激励频率之间切换，则多于一个的传感器模块能由一个使用用于耦合的相同天线的中继模块驱动。

图2是曲线图，用来表明一个电容性耦合失调谐振器的特性。在图2中，黑体曲线表示跨过一个电阻性源阻抗的电压V_rs随激励频率ω的变化。该源电压V_rs是流到负载的电流的测量。浅曲线表示跨过负载的电压V_L随激励频率的变化。虚线曲线表示相位随激励频率的变化。所有三条曲线已经对于1的谐振频率标准化。由于在谐振器中的电抗元件之一的变化改变其谐振频率，所以这能认为是激励频率ω的等效移动。

在图2中感兴趣的区域包括在V_rs的最小值与最大值之间的频率范围，其中V_L高得足以向负载供电。另外，感兴趣的区域稍微超越高至一个高反转频率和低至一个低反转频率的该最大最小频率范围延伸。在这些反转频率的每一个处，对谐振器电抗变化的负载电流的影响反转。该区域例如是至少从一个低于0.85倍的谐振频率的值(可能低到0.8倍)至高于0.97倍谐振频率的值。在该区域外，有至负载的不足功率传输，从而除去其他频率。在该区域中，V_rs的斜率较陡，从而ω的变化(即电抗元件之一的变化)将产生V_rs的较大对应变化。

定义为在图2中V_rs相对于ω曲线的最大值与最小值之间的区域的可使用带宽，主要取决于负载谐振器电容与耦合电容的比值。一个高比值给出一个窄带；一个低比值给出一个宽带。特别是，定义相关曲线的公式是：

V_{rs} = | \frac{V \cdot R_{s}}{R_{s} + (\frac{1}{i \cdot ω \cdot C_{c}} + \frac{1}{\frac{1}{R_{L}} + \frac{1}{R + i \cdot ω \cdot L} + i \cdot ω \cdot C})} | - - - (8)

其中V是激励电压，R_S是源阻抗，ω是激励频率，C_C是耦合电容，R_L是等效负载电阻，R是谐振器阻尼电阻，L是谐振器电感及C是谐振器电容。

图3表示对于相差1％的谐振器电容的两个不同值用源电压V_rs的两条曲线扩展的感兴趣区域。这表示在感兴趣的区域内在给定激励频率下在负载电容变化1％处能期望的V_rs的变化。同样，源电压V_rs是流到负载的电流的测量。

图4表示负载电压V_L对于负载电容的相同1％变化的特性。能看到，在两条曲线之间有一个大的重叠区域。在谐振频率的近似0.95的频率处，两条曲线相交，并且对于谐振器电容的变化没有可检测的负载电压变化。这在某些关键用途中是有用的，如参照图18以后描述的那样。

如可以期望的那样，电路配置的分析表明，对于功率传输的主要限制是耦合阻抗。在负载处可得到的功率P_L由下式给出

P_{L} = | \frac{1}{{(1 + (R_{s} + \frac{1}{i \cdot ω \cdot C_{c}}) \cdot (\frac{1}{R_{L}} + \frac{1}{R + i \cdot ω \cdot L} + i \cdot ω \cdot C))}^{2}} | \cdot \frac{V^{2}}{R_{L}} - - - (9)

当使用电容性耦合时要求的天线2和3的尺寸主要取决于传感器模块的功率要求。为了考虑分量容差，能仅依赖于最大可传输功率的比例。适用功率的量由如下保守近似给出。

P_{L} = \frac{V^{2}}{8} \cdot Ω \cdot C_{c} - - - (10)

其中Ω是谐振频率。

在本说明书中以后要描述的传感器模块在2.5伏特下需要小于100μW。如果该功率由1.75V(＝5V波峰对波峰)和11MHz的谐振器频率(给出约10MHz的激励频率)提供，则需要4pF的最小耦合电容。

然而，在实际中，寄生电容可以呈现在耦合电容器的任一侧或两侧。这既影响功率又影响信号传输。

在中继模块侧，对功率的影响不严重，因为这能通过增大输出缓冲器的驱动能力容易地补偿。来自传感器模块的接收信号被衰减，但检测信号的增大放大能容易地补偿。

在传感器模块侧的寄生电容影响是显著的。对于传感器电路，功率非常需要，并且寄生电容影响电路的频率。如果该电容是可预计的并且固定，则能包括在电路的主电容元件中。如果不是，则不利地影响的电路调谐。

为了克服这些问题和仍然保持对于传感器电路的良好电源，能包括寄生电容，作为形成谐振器的主电容性元件的部分的一个抽头电容器的部分。

图5是在中继模块与传感器模块之间的耦合的示意表示。如图5中所示，传感器模块谐振器10可以认为包括一个主电容性元件C_m、一个可变电容性元件C_v、一个电感L及一个电阻性元件R。如以后更详细描述的那样，可变电容性元件C_v使其电容依据测量参数ρ变化。

主电容性元件C_m，如已经叙述的那样，是一个由与一个第二(或寄生)电容C_st串联的一个第一(或网络)电容器C_n组成的抽头电容器。

耦合电容C_C能有效地认为是把一个在中继模块输出阻尼器侧的输出源阻抗Z_s(包括一个阻塞电容器和电感以及一个源电阻)与网络和寄生电容C_n和C_st之间的抽头节点链接。这限制了寄生电容变化的效果，并同时提升了谐振器上的电压。

下面表1中示出了各电路元件的示例值。

表1

元件	值
元件	值	C_c	15pF
C_n	56pF	C_c	15pF
C_n	56pF	C_st	100-200pF
C_v	10-11pF	C_st	100-200pF
C_v	10-11pF	L	4.7uH
R	33R	L	4.7uH
R	33R	Rl	50K
Z_s	330R	Rl	50K

虽然在谐振器的主电容元件中包含网络电容有助于限制寄生电容变化的效果，但是限制了能够容纳多少寄生电容。寄生电容C_st以其相对于耦合电容C_c的比例降低施加到传感器模块上的电压(如在标准电容器分配器网络中)。对于15pF的一个耦合电容C_c和135pF的一个寄生电容C_st，施加到模块上的电压将减小到十分之一。

如果网络电容器C_n较小，则也减轻寄生电容变化的影响，但在这种情况下在谐振器处可得到的功率也较小。当网络电容器C_n的电容增大时，较大的功率成为可得到的，但寄生电容变化对谐振器调谐具有较大影响。具有10至15的Q的失调谐振器10具有10至15％的宽频率容差。在LC谐振器中，这对应于在20至30％的电抗分量中的总容差。

如果在规定元件中保持严格的容差，则能容许寄生电容的大范围变化。如果规定元件容差不超过30％，则一个具有10的Q使用一个具有56pF网络电容和10pF可变电容C_v的电路，能在100pF至200pF的范围上工作，并且保持良好的发信号功率。通过由9V驱动电压驱动，将保持一个至150μW最小值的传感器模块和20μA最小值的信号电平的电源。

平等板的电容由下式给出：

C = e_{0} \cdot \frac{A}{d} - - - (11)

其中C是电容，A是板面积，d是板间距及e₀是空气的介电常数(＝8.854pF/m)。

最小可能板间隔取决于能保持的间隙容差。如果假定必须保持最小1mm的间隙(包括绝缘)，并且能保持±1mm的容差，则最大板间距将是3mm。对于满足10pF的最小电容要求的这种空隙，如果使用具有有效零阻抗的一种支撑耦合返回(bearing-coupled return)(以后参照图6解释)，则板面积必须至少为3388mm²。如果把一块第二板用于返回路径，则必须使用每块两倍该尺寸的两块板。

图6是示意剖视图，表明传感器模块1、车轮天线2、固定天线3及与一个车辆车轮20有关的中继模块4的可能物理布置。车轮20带有一个凸缘22、一个外边缘24、一个内边缘26及一个在内与外边缘24与26之间的凹处28。

是磨菇形状的传感器模块1带有一个穿过凹处28中的一个孔突出并且由一个保持螺母30保持到位的外部螺纹基座部分。一个密封件32提供在传感器模块头的基座与凹处28之间，以提供在传感器模块与车轮之间的气密密封。

在图6中的传感器模块1最好带有一个金属壳体，该金属壳体提供其对车轮凹处28的直接接地连接。

顺便说明，将认识到，在图6的布置中，用于传感器模块1的接地连接(返回路径)通过车轮轴承实现。尽管这作为单独的欧姆连接是不可靠的，但它作为在提出频率下的与欧姆连接并联的电容性连接将满意地工作。

车轮天线2成形为一个截头锥体，以便装配在车轮内边缘26的下方。车轮天线2打算卡在由在现代车轮上使用的轮缘保持凸峰形成的边缘26下侧中的凹口中。车轮天线2的宽度可以例如是20mm。通过使车轮天线2是锥形的，车轮的装配保持简单，并且对于固定天线的耦合对车轮边缘的轴向跑出，比使用平面天线不敏感。另外，天线表面在静止和转动时都是自动排水的，并且没有对于车轮平稳重物的干扰。

车轮轮天线2由在内边缘26与车轮天线2的后表面之间的聚合物支撑材料34支撑。在传感器模块1的基座部分与车轮天线2的后表面之间延伸的电气连接(单导线)36把车轮天线2连接到在传感器模块内的电路上。

固定天线3由在一个安装支架40上的较多聚合物支撑38支撑。在该实施例中，一根170mm长的固定天线需要提供必需的面积。在一种标准13英寸的车轮边缘上，这对着约60°的角。除用于固定天线的安装点的提供之外不需要对轴改进。这些一般能与制动固定件共用。中继模块4最好局部布置在轴处(即与固定天线3成为整体)，如图6中所示。要不然，中继模块可以远离固定天线3，例如与显示模块成为整体，在这种情况下，对于固定天线的连接将经同轴电缆或通过双扭线。

其次，从传感器模块1开始，将详细地描述图1设备的元件。

图7示出一个框图，表示在本发明的优选实施例中传感器模块1的主要元件。

传感器模块1包括一个连接到车轮天线2上的谐振器52、一个连接到谐振器上的整流器54、一个连接到整流器上的电压控制部分56、一个连接到电压控制部分上的传感器振荡器58、及一个直接或经一个选择性中间振荡器60连接到传感器振荡器58上的调制器62。调制器62也连接到谐振器52上。传感器模块1的完整电路图表示在图8中。通过例子，适用于图8中用途的元件的两个可选择清单在下面的表2中给出。

表2

元件	举例清单 1	举例清单 2
元件	举例清单 1	举例清单 2	C101	56pF	56pF
C102	2pF	4.7pF	C101	56pF	56pF
C102	2pF	4.7pF	C103	18pF	18pF
C104	100pF	100pF	C103	18pF	18pF
C104	100pF	100pF	C105	100pF	100pF
C106	47pF	22pF+5-22pF	C105	100pF	100pF
C106	47pF	22pF+5-22pF	C107	56pF	10pF
C108	33pF	5.6pF	C107	56pF	10pF
C108	33pF	5.6pF	C109	1uF	1uF
C110	1nF	1nF	C109	1uF	1uF
C110	1nF	1nF	D101	BAT17	BAT17
D102	BAT17	BAT17	D101	BAT17	BAT17
D102	BAT17	BAT17	IC101	74HC00	74HC00
L101	3.9uH	3.9uH	IC101	74HC00	74HC00
L101	3.9uH	3.9uH	Q101	BST82	BST82
Q102	FDV301N	FDV301N	Q101	BST82	BST82
Q102	FDV301N	FDV301N	Q103	FDV301N	FDV301N
R101	30R	30R	Q103	FDV301N	FDV301N
R101	30R	30R	R102	1M	1M
R103	24K	24K	R102	1M	1M
R103	24K	24K	R104	91K	240K
R105	330K	560K	R104	91K	240K
R105	330K	560K	R106	560K	1M
R107	1M	1M	R106	560K	1M
R107	1M	1M	R108	560K	560K
R109	680K	680K	R108	560K	560K
R109	680K	680K	R110	220K	220K
R111	12K	12K	R110	220K	220K
R111	12K	12K	S101	50-100pF	50-100pF
T101	15K	15K	S101	50-100pF	50-100pF
T101	15K	15K	Z101	BZX84C6V2	BZX84C6V2

如图8中所示，谐振器52包括一个电感器L101，带有一个串联阻尼电阻器R101，与一个电容C并联。电容C由一个主电容器C_m(网络电容器C101，故意提供在谐振器网络中，与杂散电容C_st串联：见图5)和由电容器C102和C103及在调制器62中的一个晶体管Q101的栅极电容提供的一个另外的可变电容(对应于图5中的电容C_v)组成。C102包括谐振器52的内部杂散电容。

因而，谐振器52的总电容C是分布的，并且除网络电容器C101之外包括调制器耦合电容(与Q101有关)、任何杂散电容C_st、以及与整流器54中的二极管D101和D102有关的任何二极管电容。谐振角频率Ω由电容C和由电感器L101的电感L定义：

Ω = \frac{1}{\sqrt{L \cdot C}} - - - (12)

未加载谐振器的阻抗Z_L由下式给出

Z_{L} = \frac{R + i \cdot ω \cdot L}{1 - ω^{2} \cdot L \cdot C + i \cdot ω \cdot C \cdot R} - - - (13)

其中R是在谐振器52中的电阻器R101的电阻。

如果中继模块4的激励频率ω表示为谐振频率的分数α

ω＝α.Ω (14)

并且品质因数Q由下式定义

Q = \frac{1}{R} \cdot \sqrt{\frac{L}{C}} - - - (15)

则由此得出阻抗由下式给出

Z_{L} = \frac{R \cdot Q \cdot (1 + i \cdot α \cdot Q)}{(1 - α^{2}) \cdot Q + i \cdot α} - - - (16)

如果加载谐振器，则改进公式16。

在图8中的整流器54由二极管D101和D102及一个由电容器C104和C105组成的电容性滤波器组成。两个二极管提供分相整流，给出等于跨过谐振器52产生的比两个二极管电压降小的波峰对波峰交流电压的直流电压。

电压控制部分56由一个齐纳二极管Z101、NAND栅极IC101d、n沟道场效应晶体管(FET)Q102和Q103、电阻器R107至R111及电容器C110组成。齐纳二极管Z101起一条分路的作用以防止过电压(在该实施例中大于6.2V)。在电压控制部分56中的其余元件操作以产生一个ENABLE(启动)信号，该信号在由整流器54产生的供给电压大于或等于用于传感器振荡器58的适当操作的最小电压时具有高逻辑电平(H)。在该实施例中，例如，最小电压近似为2.4V。

按如下操作。当传感器模块首先供电时，FET Q102和Q103的栅极-源极电压初始为零，从而Q102和Q103断开，并且至连接到Q102上的NAND栅极IC101d的输入具有H电平。ENABLE信号因此具有低逻辑电平(L)。当由整流器54产生的供给电压增大时，Q103部分接通，并且电流经R109和R108流动，直到跨过R8的电压足以接通Q102。IC101d然后把ENABLE信号切换到H电平。电容器C110借助于提供磁滞的R110提供迅速正反馈，从而在其下ENABLE信号从H切换到L的供给电压(供给电压断开阈值)，比在其下ENABLE信号从L切换到H的供给电压(供给电压接通阈值)低。供给电压阈值(忽略磁滞)由Q102和Q103的阈值电压(他们基本上彼此相等)及R108与R109的比值确定。当ENABLE信号具有L电平时，流经反馈环路的电流由R110设置；当ENABLE信号变化到H电平时，R110切换到非传导。磁滞由R111与R110的比值确定。

Q102和Q103的阈值电压是温度依赖的，即他们随温度降低。这意味着，供给电压阈值自动适应传感器模块的环境温度，从而在较高温度下，降低供给电压阈值。这是希望的，因为在传感器模块中另外电路的最小操作电压，特别是在也包含具有以与Q102和Q103的阈值电压相同的方式是温度依赖的阈值电压的EFT的传感器振荡器58中的NAND栅极，也随环境温度升高而降低。

顺便说明，至某种程度上，由传感器模块电路消耗的电流对于温度是自调节的。由电路取出的电流往往随温度而增大(因为晶体管阈值下降)，但当由电路取出的电流增大时，供给电压降低，从而电流消耗落回。

传感器振荡器58包括一个压力传感器S1和一个负温度系数(NTC)热敏电阻T101。压力传感器S101带有一个并联微调电容器106，并且热敏电阻T101与另外的电阻器R103和R104形成一个电阻器网络的部分。

传感器振荡器进一步包括电阻器R105和R106、电容器C107和C108、及第一、第二与第三NAND栅极IC101a至IC101c。不象借助于其提供负反馈的电阻性元件切换其电容性元件以给出正反馈的常规二或三栅极RC逻辑振荡器，在图8中的振荡器58设计成使用一个单端电容性元件。

在操作中，压力传感器S101和微调电容器C106经由T101、R103和R104形成的一个电阻器网络，通过NAND栅极IC101a的输出，交替地充电和放电。一方面在电容器S101和C106的顶部板之间的电位差，及另一方面NAND栅极IC101b的输出(当充电时为L而当放电时为H)，由一个由R105和106组成的分压网络分压，并且反馈到IC101c的输入。当该反馈电压达到IC101c的切换阈值时，NAND栅极IC101a-c切换，并且连接到由R105和R106形成的分压网络上的IC101b的输出变化到相反逻辑电平。有效地，这提供振荡器分离的阈值电压，以便当充电和放电S101/C106时切换。

电容器C108与R106并联连接以提供迅速的正反馈，并因而提供清晰的切换。C107与R105并联连接以补偿108。选择C108与C107的比值以匹配R105与R106的比值，从而分压器的相同比值由这些电容器和这些电阻器形成。

振荡器58具有非常低的电流消耗，尽管电阻性元件在绕IC101a的反馈环路中总是导通的。消耗电流的主要部分进入充电和放电电容器。然而，不切换电容的大部分；仅切换串联的C107和C108。因而，功率消耗比在常规振荡器中低。

R105和R106起与T101、R103和R104的电阻器网络相反的作用，并且C107和C108形成一个与S101和C106并联的电容器，所以充电/放电网络实际包括所有的电阻性元件和两个不同的输出，并且计时电容(S101和C106)由其他的电容元件C107和C108补充。

传感器振荡器的基本时间周期t由公式17给出：

T = \frac{2 \cdot (R_{f} + R_{s}) \cdot R \cdot (C + C_{s})}{R_{f} + R_{s} + R} \cdot Ln (\frac{1 - \frac{R_{f} + R_{s} + R}{R_{f} + R_{s}} \cdot (\frac{R_{f} - R_{s}}{2 \cdot R_{f}} - \frac{C_{s}}{C + C_{s}})}{1 - \frac{R_{f} + R_{s} + R}{2 \cdot R_{f}}})

…(17)

其中R是包含T101、R103和R104的网络的有效电阻，R_f是分压器网络的第一部分R106的电阻，R_s是分压器网络的第二部分R105的电阻，C是计时电容(即与C106并联的S101)，及C_s是串联的C107和C108的有效电容。

尽管两个变量项R和C出现在公式17的对数项内，但对数项随R和C的变化与在公式17中其他项随R和C的变化相比较小。如果C和C_s组合，并且电阻性项等效于与由串联的R_f和R_s组成的电阻器并联的R，则其他项有效地是RC乘积。因而，对于适当的元件值，包括NTC热敏电阻器T101的电阻性元件能提供是对于反绝对温度的幂函数的良好近似的有效电阻(至少远离原点)。

因而，传感器振荡器58的电容性元件与以上公式5一致，而电阻性元件与以上的公式6一致。因而，由此得出，振荡器时间周期与以上公式7一致，即振荡器频率是商ρ(＝P/T)的反幂函数。

传感器振荡器频率例如在从10kHz至20kHz的范围内随ρ变化。

传感器振荡器58的输出施加到调制器62上。调制器包括一个n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)Q101、一个电阻器R102和一个电容器C103。MOSFET Q101的漏极连接到传感器振荡器输出上，Q101的源极连接到负电源上，并且Q101的栅极经电容器C103连接到谐振器52上。Q101的栅极电容基本上随其漏极对源极电压V_ds变化，特别是在低电压下。因而，传感器振荡器输出电压调制Q101的栅极电容。该栅极电容，与耦合电容器C103的电容以及与另外的内部杂散电容(在图8中由C102示意指示)串联，因而与谐振器52的主电容C_m并联连接。

MOSFET Q101的栅极电容例如从在V_ds＝0V下的30pF至在V_ds＝2.5V下的20pF变化。

耦合电容C103用于两个目的。首先，它衰减由调制器62显著产生的电容变化(例如，取从30至20pF的以上栅极电容变化，在调制器52处的电容变化是从11.3pF至9.5pF，16％的变化。这具有减小在用于Q101的各个晶体管之间的变化的影响的有益作用。第二，电容器C103把施加到MOSFET Q101的栅极上的栅极电压减小到谐振器电压的近似37％。因而，Q101停留在其导通电平下。顺便说明，代之以MOSFET，能使用一个变容二极管、或者事实上任何反偏压二极管。但这样的二极管一般在低电压下具有较小电容变化，并且不提供在传感器振荡器58与谐振器52之间的隔离。

顺便说明，如以后参照图11更详细描述的那样，尽管谐振器电容的调制对谐振器52的谐振频率具有影响，但传感器振荡器频率(不是谐振频率)正是在本实施例中在中继模块4中检测的量。

如图7中所示，有可能在传感器振荡器58与调制器62之间包括一个附加的中间振荡器60。该振荡器60在传感器振荡器的频带与激励频率之间的中间频带中由传感器振荡器58的输出调制。中间振荡器又经调制器62调制谐振器52的负载。该中间频率因而起副载波的作用。这在中继模块中需要另外的检测电路，但大大地提高噪声抗扰性，因为中间振荡器不受变化和耦合中的噪声的影响。副载波的调制能具有任何形式，但频率调制是最佳的，因为这实现简单，并且给出噪声抗扰性的较大改进。

图9表示传感器模块1的可能构造。模块1带有一个例如由诸如黄铜之类的金属制成的外壳70。一个最好由与外壳70相同的材料制成的外螺纹管72，与外壳整体地(例如通过焊接)形成在外壳基座的中央部分处。一个密封件74提供在模块1与车轮之间。密封件例如由橡胶制成。

外壳70由例如是一个金属冲压件盖住。隔膜以气密方式焊接或粘结到外壳70上。在由隔膜76定义的空间内，外壳70装有一块印刷电路板78。板78携带在其下侧元件80上，是表示在图8中的电路元件。在板78的顶侧上，一个圆形电极82由印刷在板上的铜垫形成。电极由一个薄介电片84盖住。电极82连接到板78下侧上的电路上。

包含板78的空间或者能排空或者能空气/气体填充到取决于需要的检测特性的预定压力。一个通孔86连接在板78上面和下面的两个腔室，从而平衡内部压力。

在管72内，装配一个接线插座88。插座与管72和外壳70由一个环形绝缘体90绝缘。插座由一根弹簧92连接到板78上。

在图9的传感器模块的使用中，隔膜76构成一个双板电容器的一个电极，另一个电极是印刷在板78上的电极82。介电片84因此在两介电极之间。

当施加压力时，隔膜76通过弯曲作用成为凹入的。当压力增大时，隔膜的中心与然后部分支撑隔膜76的介电板84相接触。当压力增大时，直接与介电片接触的隔膜的中心部分的面积增大，并因而电容增大。

压力电容特性紧密地近似于来自隔膜76首先成为支撑在介电片84上的点的幂函数(如早先参照公式5描述的那样)。能施加的最大压力由隔膜76的材料的机械性能限制。如果施加过大的压力，并且在隔膜上的应力超过用于材料的弹性极限，则永久变形将发生，并且传感器停止成为准确的。

如下表达式定义能使用的压力极限：

P_{\max} = \frac{1}{8} \cdot \frac{t}{h} \cdot \frac{σ_{y}^{2}}{E} - - - (8)

其中P_max是最大压力，t是隔膜的厚度，h是在未变形状态下在介电片上方的隔膜高度，σ_y是屈服应力(在弹性极限处)及E是用于材料的弹性模量。

该极限意味着在隔膜与介电材料之间的接触的最大直径。对于直径D的隔膜，最大接触直径d_max由下式给出

d_{\max} = D - 4 \cdot \sqrt{\frac{E \cdot t \cdot h}{σ_{y}}} - - - (19)

应用公式18和19，由具有如下性质的磷青铜制成的隔膜认为适用于：弹性模量E＝110Gpa；屈服应力σ_y＝500Mpa。

设置在介电片84上方0.1mm处具有20mm工作直径厚0.4mm的隔膜将得到5.5bar的最大压力。电容的范围将取决于使用的介电材料和其厚度。如果它典型地是0.05mm厚具有3的介电常数，则能期望电容从在零压力下的50pF至在3bar压力下的120pF变化。

如期望的那样，当印刷在板78的顶部侧上的电极84是圆形的时(即盘)，压力-电容特性基本上在压力范围上靠近幂曲线。如果希望，通过调节印刷在板上的电极的形状能改进压力-电容特性，例如能使用苜蓿叶形电极。

在中继模块中的电路的一个例子以方块图形式表示在图10中。在图10中，中继模块电路包括一个驱动器部分，该驱动器部分由一个激励振荡器70、一个连接到激励振荡器70上的阻尼器72、及一个连接到阻尼器72上的源阻抗74组成。源阻抗74又连接到与有关中继模块相联的固定天线3上。

中继模块电路进一步包括一个接收机部分，该接收机部分由一个连接到源阻抗74上的检测器76、一个连接到检测器76上的放大器/滤波器78、及一个连接到放大器/滤波器78上的平方器80组成。可选择地，接收机部分也可以包括一个译码器电压控制振荡器82(在上述情况下，其中在图7中传感器模块包含一个中间振荡器60)和/或一个分频器84。最后，中继模块电路包括一个电源调节器与电流控制部分，该部分由一个连接到平方器80上的电流吸收器86、和一个供电调节器88组成。

参照图11(A)至11(C)现在将更详细地描述本发明一个实施例中的中继模块电路的三个部分。

图11(A)表示在驱动器部分中的电路。用于图11(A)的驱动器部分电路的举例元件在下面的表3中给出。

表3

元件	值
元件	值	C11	47uf 10V or 16V
C12	100nF	C11	47uf 10V or 16V
C12	100nF	C13	22pF
C14	22pF	C13	22pF
C14	22pF	C15	100nF
IC1	74HC04	C15	100nF
IC1	74HC04	L1	3.3uH
R16	330R	L1	3.3uH
R16	330R	R18	1M
X1	10MHz	R18	1M

激励振荡器70由倒相器IC1a、以及一个陶瓷谐振器X1、电阻器R18及电容器C13和C14构成。激励振荡器70产生一个其输出频率由陶瓷谐振器X1的谐振频率，例如在该实施例中为10MHz，确定的输出信号。

阻尼器72包括一个平方振荡器70的输出信号的驱动器倒相器IC1b、和与倒相器IC1b的输出彼此并联连接的四个倒相器元件IC1c至IC1f。

源阻抗74的一部分由连接到阻尼器72的输出上的一个串联电阻器R16提供。阻尼器输出经一个直流阻塞电容器C15和选择性电感器L1连接到固定天线3上。如果在中继模块与传感器模块之间采用电感性耦合而不是电容性耦合，则代之以把一个不同值的电感器连接在输出与固定天线之间。

在图11(B)中所示的接收机部分中，检测器76由一个二极管D1、电容器C5及电阻器R5组成。检测器用来检测在激励包负侧的阻尼器处的电压包。

由检测器76产生的检测信号通到放大器/滤波器78。放大器/滤波器78带有串联的第一和第二放大级。由电阻器R6和R7、电容器C6和C7、二极管D2和D3及运算放大器IC2a组成的第一级，作为在15kHz下具有约11的电压增益的非倒相放大器操作，并且包括滤波。低频除去由耦合电容器C6实现，而高频除去由反馈电容器C7实现。在反馈环路中的二极管D2和D3提供高电平输入信号的限制。

由电阻器R8至R11、电容器C8和C9及运算放大器IC2b组成的第二放大级，作为在15kHz下具有约11的电压增益的倒相放大器操作。同样，耦合电容器C8提供低频除去，而反馈电容器C9提供高频除去。电阻器R8和R9提供一个用来把第二放大级的输出偏压到供给电压的近似三分之一的电位。

放大器/滤波器78的输出电压经一个电阻器R12施加到在平方器80中的一个另外的运算放大器IC2c上。一个电阻器R15为IC2c提供正反馈。

平方器的输出连接到电流吸收器86上。

用于图11(B)接收机部分的举例元件给出在下面的表4中。

表4

元件	值
元件	值	C4	1uF
C5	4.7nF	C4	1uF
C5	4.7nF	C6	2.2nF
C7	100pF	C6	2.2nF
C7	100pF	C8	2.2nF
C9	100pF	C8	2.2nF
C9	100pF	C10	100nF
D1	BAT17	C10	100nF
D1	BAT17	D2/D3	BAV199
IC2	MC33204D	D2/D3	BAV199
IC2	MC33204D	R5	24K
R6	4.7K	R5	24K
R6	4.7K	R7	100K
R8	22K	R7	100K
R8	22K	R9	12K
R10	4.7K	R9	12K
R10	4.7K	R11	100K
R12	1K	R11	100K
R12	1K	R13	10K
R14	1M	R13	10K
R14	1M	R15	100K

如图11(C)中所示，电流吸收器86由电阻器R1至R4和R17、热敏电阻器TH1、PNP双极晶体管Q1和Q2、NPN双极晶体管Q3和Q4及n沟道FET Q5组成。

晶体管Q1和Q2连接在电流反射镜分路配置中，增益由在100处的电阻器R1与R2之间的比值设置。电流反射镜分路由晶体管Q3和电阻器R4耦合到并联连接的热敏电阻器TH1、电阻器R3及FET Q5上。FET Q5的栅极由平方器80的输出驱动。

当FET Q5由平方器输出断开时，没有电流通过晶体管Q5，并且由电流吸收器86吸收的电流是由TH1借助于R3和R4确定的可变电流。另一方面，当Q5由平方器输出接通时，FET Q5的漏极成为靠近地电位，从而一个近似1mA的固定电流流经电流吸收器(晶体管Q3的发射极电位固定在近似4.3伏特处，因为其基极约束到供给电压+V(在该实施例中的+5伏特)，并且电阻器R4具有4.3kΩ的值。晶体管Q4和电阻器R17用作旁路以限制电流通过Q1。流经Q1的电流近似为1mA以匹配流经Q2的电流。

经晶体管Q3吸收的任何电流都由电流反射镜放大100的因数，从而当Q5接通时，经电流反射镜抽取100mA的固定高电平电流，而当Q5断开时，抽取取决于环境温度的、由热敏电阻器TH1测量的可变低电平电流。

包括测量环境温度的热敏电阻器TH1不是一个基本特征。例如，环境温度能独立于中继模块测量，并且供给到显示模块。多种车辆已经包括能够向显示模块提供环境温度信息的环境温度传感器。然而，设想例如用于备用车轮的中继模块可以证实是用于环境温度传感器的方便位置，在这种情况下，能使用抽取与温度成比例(或否则取决于温度)的电流的电路(如在图11(C)中那样)，并且该数据经至显示模块的硬线链路传送到显示模块。以后将描述用于显示模块的适当译码器。如果中继模块不包括环境温度传感器，则能省去电流反射镜分路(电流调节分路)，因为在这种情况下，在中继模块中由电流吸收器86吸收的电流的数值是不相关的；只测量电流吸收器的变化频率。

最后，表示在图11(C)中的电源调节器与控制部分包括一个标准集成电路电压常规REG1，它由从显示模块供给到中继模块的电源电压(+12V)引出用于接收机和驱动器部分的供给电压(+5V)。

一个电容器C1提供电压去耦，并且一个齐纳二极管Z1保护中继模块免受过大供给电压。

用于图11(C)电路的举例元件在下面的表5中给出。

表5

元件	值
元件	值	C1	100nF
Q1/Q2	BCV62C	C1	100nF
Q1/Q2	BCV62C	Q3	BC846
Q4	BCP55	Q3	BC846
Q4	BCP55	Q5	FDV301N
R1	4.7R	Q5	FDV301N
R1	4.7R	R2	470R
R3	7.5K	R2	470R
R3	7.5K	R4	4.3K
R17	680R	R4	4.3K
R17	680R	REG1	LM78L05
TH1	4.7K	REG1	LM78L05
TH1	4.7K	Z1	14V

中继模块和传感器模块的操作表明在图12(A)至12(H)的波形图中。图12(A)表示由图11(A)的驱动器部分施加到固定天线3上的电压。频率(由陶瓷谐振器X1设置)是10MHz。波峰对波峰振幅是约5V。

图12(B)表示在传感器模块中的传感器振荡器58的输出电压。该电压具有在从10kHz至20kHz范围内取决于由压力传感器S101和热敏电阻器T101分别测量的压力P和温度T的频率。波峰对波峰振幅是约3V。顺便说明，将认识到，图12的波形图仅是示意的，并且在该实施例中，在图12(A)中的电压的频率在大于图12(B)的电压的频率的50与100倍之间。

图12(C)表示在传感器模块中跨过谐振器52产生的电压。再参照图4，能看到，尽管谐振器的电容由传感器振荡器输出调制，但谐振器电压(V_L)不会显著变化(对于在谐振器52的谐振频率的0.85或更小至0.97或更大范围内的激励频率)。这意味着，足够大量的功率能从中继模块传输到传感器模块，而不顾传感器振荡器输出电压的变化。(注意，在图4中的谐振器电压被正规化)。

图12(D)表示在图11(A)的驱动器部分中在源阻抗R16与耦合电容器C15之间的接合处产生的电压。参照图3，能看到，当激励频率在是谐振器52的谐振频率的从低于0.85至大于0.97倍的范围内时，谐振器电容的变化(如由调制器62在传感器振荡输出频率下产生的那样)能产生跨过在中继模块驱动器部分中的源阻抗产生的电压的可测量变化。电压变化的数值在该实施例中是不相关的；测量的量是其变化的频率。

在图12(E)中，表示在中继模块接收器部分(图11(B))中由检测76产生的检测信号。因为在检测器76中的二极管D1，检测器76检测在源阻抗R16处的电压的负包。典型地，检测器76的输出电压的波峰对波峰变化对于谐振器电容的1％变化是激励电压的2.5％。

图12(F)表示在接收机部分中的放大器/滤波器78的输出电压，而图12(G)表示平方器80的输出电压。

最后，图12(H)表示由中继模块抽取的电流；如下文解释的那样，抽取电流变化的频率(可能还有数值)是由显示模块测量的量。依据在中继模块中测量的环境温度，在一个固定的、约100mA的大值与一个可变的、小值(举例说明，在图中表示为40mA)之间调制抽取的电流。

在其中中间振荡器提供在传感器模块中的情况下，表示测量商ρ的希望信号必须通过副载波的解调恢复。假定副载波被频率调制，解调的锁相环(PLL)方法是最适当的。来自平方器80的输出供给到一个锁相环电路，并且与电压控制振荡器(VCO)(在图10中的82)的输出相比较。产生一个差信号以调节VCO的频率，保持相位锁在平方器与VCO输出信号之间。VCO控制电压然后是原始调制信号的拷贝。这被放大和平方，并且驱动电流吸收器86。

一个数字分频器(在图10中的84)能添加在平方器与电流吸收器86之间，以减小在中继模块与显示模块之间的信号的频率。如果在模块之间的连接对于信号频带中的噪声敏感，则这可能是希望的。

图13表示方块图，表示在本发明一个实施例中在显示模块5中的电路的一个例子。电路包括一个功率调节器90、一个时钟振荡器92、一个微控制器94、一个多路转换器96、信号转换器98、及一个显示器100。可选择的是，可以提供一个发声器102和一个环境压力传感器电路104。

微控制器94包括至少一个用于频率测量目的的计数器、和一个用于环境温度测量的模数部分(ADC)。微控制器必须具有足够的输出以控制多路转换器96和驱动显示器100。

多路转换器96是一个多输入/单输出标准数字多路转换器，具有与中继模块同样多的输入(对于一个环境压力传感器电路104可能需要一个另外的输入)。

对于中继模块的每一个分配信号转换器98之一。如以上指示的那样，每个中继模块的输出信号作为在电源线上的电流信号能通到有关的中继模块。在显示模块中的每个信号转换器因此需要把电流信号转换成电压信号，以便经多路转换器96输入到微控制器94。

信号转换器的设计取决于由中继模块产生的电流信号的类型。如果中继模块仅产生与传感器振荡器频率相同频率的数字输出信号(或者，如果在中继模块使用分频器，一个预定部分的)，则能使用图14中所示种类的信号转换器。用于图14信号转换器的举例元件值给出在下面的表6中。

元件	值
元件	值	Q201	BC77
R201	8.2R	Q201	BC77
R201	8.2R	R202	6.8K
R203	5.1K	R202	6.8K
R203	5.1K	R204	3.3K

在图14的电路中，一个在线电流检测电阻器R201提供足够的基极-发射极电压，以当由中继模块抽取的电流超过一个预定阈值时，在这种情况下约75mA，接通一个PNP晶体管Q201。在电位由电阻器R202和R203分压之后，一个用于施加到微控制器94上(经多路转换器96)的输入信号INPUT由晶体管Q201的集电极引出。一个二极管D201提供对于INPUT信号的过电压保护。

如果中继模块产生一个模拟电流信号(例如电流信号取决于环境温度，如在图11(C)电路中那样)，则在图14的信号转换器中能包括图15中所示的附加电路。在图15电路中使用的两种选择性举例元件清单给出在下面的表7中。

表7

元件	举例清单1	举例清单2
元件	举例清单1	举例清单2	C301	100nF	100nF
C302	10uF	47uF	C301	100nF	100nF
C302	10uF	47uF	Q301	BC177	BCV62
Q302	BC177	BCV62	Q301	BC177	BCV62
Q302	BC177	BCV62	R301	10R	4.7R
R302	1K	470R	R301	10R	4.7R
R302	1K	470R	R303	10K	10K
R304	100K	22K	R303	10K	10K

图15的电路检测在一根携带直流电流和交流电流的线中流动的最小电流(不允许电流反向流动)，并且产生一个与该检测最小电流成比例的电压。晶体管Q301和Q302借助于其相应发射极电阻器R302和R301的电阻比值形成一个100∶1比值的电流反射镜。晶体管Q302和一个电容器C302及一个电阻器R304一起形成一个负包检测器。在该检测器中，Q302有效地起一个二极管的作用。仅检测流经R301的低电平电流，因为C302相对于供给线电位在Q301和Q302上基本保持恒定的基极电压，从而当经R301的电流增大时，Q302断开一个短时段，所以对于晶体管基极偏压没有变化。Q301继续在适于低电平电流的电平下导通。Q301的集电极电流由一个电阻器R303转换成电压。该电压除由基本图14的信号转换器产生的INPUT信号之外，施加到微控制器94上。Q301集电极电流是流经R301的低电平电流的1/100，所以跨过R303的电压是该低电平电流的100mV/mA。

如果使用一个环境压力检测电路(在图13中的104)，则这可以便利地处于与传感器模块中的传感器振荡器34相同的形式。在这种情况下，环境压力传感器电路的方波输出能直接施加到多路转换器的一个另外的输入上，并且不需要中间信号转换器。

微控制器94又通过编序多路转换器96从中继模块接收信号转换INPUT信号。信号供给到一个计数在一个固定间隔上的循环数的内部计数器。每个信号因而转换成一个表示频率的数字值。一张查阅表然后用来根据以上公式7把该数字值转换成压力温度商ρ的对应值。在中继模块另外产生一个表示环境温度的模拟电流信号的的情况下，由图15的附加电路产生的模拟电压也由微控制器的内部ADC转换成环境温度T_a的数字值。用于每个传感器模块的表压然后使用以上公式1从商ρ、环境温度T_a及环境压力P_a导出。表压值P_g因而适于作为一个数字值输出，或者能由微控制器94转换成需要的输出信号的任何形式。

如果希望，则微控制器功能能包括在一个现有车装微控制器或微型计算机中，条件是这具有必要的资源。

功率调节器90可以是一个标准的单片调节器，能够为微控制器提供清晰的调节供给和支持电路。

时钟振荡器92需要提供一个用于计数目的的基准频率信号，并因此其精度影响测量的精度。因而，一个晶体或陶瓷谐振器最好用在时钟振荡器92中，使振荡器放大器电路方便地包括在微控制器94中。

对于显示器100，能使用显示器的任何适当类型(LCD、LED、等离子体等)，最好直接由微控制器94驱动。显示器的形式能是数值的，或通过条状图，或简单地作为故障警报，或这些的任何组合，以适应车辆设计者的爱好。

如果希望，可以提供发声器102，以在测量表压低于或高于阈值的情况下给出可听警报。发声器例如可以是由微控制器直接驱动的一个压电换能器。要不然，微控制器能产生用来触发存在车上声频警报器件的声频输出触发信号。

将认识到，在上文描述的装置上多种改进和变更是可能的。下面通过例子将描述这些的一些。

在车辆上，如在重型工业车辆上，在两个车轮安装在一根公共短轴上的场合，表示在图6中的天线装置是不适当的。对于车轮互换性的要求保持，但转向车轮通常是单个的，而驱动或负载承受车轮常常是成对的。

在种情况下，最好在传感器模块与车轮天线之间采用链接，这在安装车轮之后附加。在每端带有插头的同轴电缆能在拆下车轮之前除去，并且在重新安装之后更换。该种类的一种布置表示在图16中。

在图16中，表示的一种多车轮轴布置带有两个车轮110A和110B，每个带有一个有关的轮胎112A或112B。车轮安装在一根带有一个轮毂16的共公轴114上。一个封闭制动鞋120的制动鼓118容纳在内部车辆112A的中央区域中。

在这种布置中，对于两个车轮112A和112B需要分离车轮天线2A和2B，并且这些包含在制动鼓118内。两个车轮天线2A和2B安装在分别具有盘形载体122的相对表面上，盘形载体122安装在轮毂116上。每个车轮天线2A或2B带有一个有关的、相对的、固定天线3A或3B。安装在这些固定天线，使其相应的中继模块4A和4B在一块制动后板124上。如所示的那样，固定天线3A在其有关车轮天线2A的内侧，而固定天线3B在其有关车轮天线2B的外侧。每个车轮天线带有对于其有关传感器模块1A或1B的一种同轴电缆连接126A或126B。连接126A和126B经在轮毂凸缘中、在制动鼓中和在车轮盘中的孔形成。要不然，通孔可以经专用车轮短轴的中央轴形成。从中继模块4A和4B至显示模块5(未表示)的连接(也未表示)是经在制动后板124中的孔(未表示)。

图16装置也能与单车轮一起使用。一种类似的装置能与盘式制动器使用。

在以上描述的图7实施例中，传感器模块仅具有一个要传输到中继模块的数据项。如果需要多于一个数据项的传输，则能使用时分多路复用，如图17中示意表示的那样。

表示在图17中的修改传感器模块包括一个谐振器52、整流器54及调制器62，如在图7中表示的传感器模块电路中那样。

代之以图7中的传感器振荡器58，图17的修改传感器模块包括N个电压控制振荡器(VCO)158₁至158_N。每个VCO158接收一个希望传输到中继模块的有关输入信号。输入信号控制有关VCO的振荡频率。VCO输出连接到多路转换器160的相应输入上。

图17的传感器模块也包括一个连接到谐振器52上的分频器162、一个连接到分频器162上的计数器164、及一个连接到计数器164上并且也连接到多路转换器160上用来向其施加第N+1输入信号和控制信号的编码逻辑电路166。

分频器162使用谐振器激励频率作为一个基准频率，并且通过一个适当的因数分频该频率，以产生一个施加到计数器164上的时钟信号。计数器164计数时钟信号的预定数量的脉冲，并且然后增大其输出。因而，计数器产生一个具有对应于时间片多路复用的一个块持续时间的时段t_blk的输出信号。在编码逻辑电路166中，一个控制信号脉冲响应计数器164的每个输出信号脉冲施加到多路转换器160上。在计数器164的每个第N+1输出信号脉冲处，编码逻辑把一个同步块信号施加到多路转换器160的第N+1数据输入上。因而，又选择至多路转换器160的N个数据输入，他们的每一个分配块持续时间t_blk。在N块之后，跟随一个由编码逻辑电路166提供的，也具有持续时间t_blk的，同步块。

同步块由在显示模块中的译码逻辑电路用来重新建造对每个输入信号适当的数据。

在拖车的情况下，特别是带有多个车轮的拖车，通过把多路复用应用于中继模块，能避免对于每个车轮在牵引车与拖车之间的分离连接。这能把连接减小到单导线加上一个接地返回。通常包含在显示模块中的多路转换器在这种情况下，建造在安装在拖车上的分离单元中。该单元产生一个同步时间分片的基准信号，并且又供电每个继电器。每秒能检查高达40个车轮而没有显著的精度损失。

代之以表示在图14中的信号转换器电路，也有可能使用包括一个发光二极管(LED)和光电晶体管的光隔离器。在这种情况下，LED可以与一个在线电流检测电阻器并联连接，从而在适当阈值电流下跨过电阻器的电压降等于LED的二极管电压降。然后，当超过阈值电流时，连接有一个集电极负载的光电晶体管将导通。

能使用任何适当类型的谐振器。如果在谐振器中使用一个有源元件(代替一个无源元件)，则影响谐振器的谐振频率的元件的值可以是仅在使用中得到的有效值，而不是一个永久或真实值。例如，一个调制器通过把一个电容器连接在放大器的负输入与输出之间能利用Miller效应。在这种情况下，在输入处看到的有效电容乘以放大器的增益。在一个调制器中，能建造一个可变增益放大器，其中仅改变电流；所有的元件值本身保持不变。

代之以在电容性耦合情况下以上描述的板形天线，能使用任何形式的天线，例如一种导电刷或金属丝网。天线能是可弯曲的，例如如以后参照图19描述的那样。

调制62可以如上所述，通过使用一个变容二极管实现，但在这种情况下有调制信号与谐振器电压的一些混合。

在其中仅传输一个方波信号的情况下，附加电抗可以切换到谐振器中以进行调制。小电容值的切换，尽管在理论上是可检测的，但在实际中因为切换晶体管的输出电容，可能证实困难。该问题通过附加电感的切换能克服。

在中继模块中，如果强加对于由谐波造成的EMC发射的特别严格限制，则一个滤波器可以包括在激励振荡器70与阻尼器72之间，以改进正弦波纯度。在这种情况下，阻尼器72需要作为一个线性放大器而不是作为一个数字电路实现。

也有可能通过电感耦合，即如在一个变压器中使用两个电感链接的线圈，链接中继模块和传感器模块。在这种情况下，负载阻抗Z_L的电感元件是由于变压器的漏电感。对于松耦合的线圈，这能十分大并且是可变的。通过包括一个附加串联电感器作为链接的部分(见，例如图11(A))，能堵塞泄漏电感的变化，并且然后能应用对于电容性耦合对此的理论模拟。在这种情况下，激励频率将高于负载谐振器的自然谐振频率。一般能传输较大的功率，并且整体阻抗能比对于电容性耦合低。

使用一种使例如一个固定电感器包括在硬导线链接中的硬导线链接，也有可能链接发射机(传感器模块)与接收机(中继模块)。这样一种布置能用来例如把远程控制台链接到其主单元上，远程控制台从主单元获得功率，并且把一个或多个控制信号传输到主单元。硬导线链接能例如是一根单同轴电缆。

其次，将描述能提供双向发信号的失调谐振器的原理的扩展。当一个失调谐振器电路操作时，存在一个在其下在负载谐振器上的电压达到最大值的激励频率。在该点附近操作时，对于谐振器电抗元件的较小变化，有负载电压的非常小变化，而同时有负载电流的显著变化。

例如，在该频率下操作时，谐振器电容C的±2％变化能提供负载电流的±10％变化，但仅提供负载电压的-0.5％变化。这意味着电流的变化是电压变化的四十倍。

该性能能使谐振器能够起改变电压的输入信号的接收机的作用，而不会与仅改变电流的输出信号相混淆。

如果借助于希望从源传输到负载的信号，振幅调制激励电压，则通过借助于一个标准电压振幅检测器的检测能在负载处恢复该希望信号。信号能从负载同时传输到源而没有在负载谐振器处的混淆。

在源电阻处检测的信号将是来自负载谐振器的电流信号和由源供给的电压信号的混合。然而，如果在检测信号通到在源处的检测电路之前，从源电阻得到的检测信号用从源传输到负载的希望信号解调，则将除去来自源的输出信号，而恢复来自负载的输入信号。

因而，使用在两个方向上的全部带宽，双向同时发信号能出现，而不需要频率移动或多路复用。

图18表示一种布置的方块电路图，其中改进中继(源)和传感器(负载)模块以允许双向信号传递。在图18中，一个调制器182插入在源中的激励振荡器70与驱动器72之间。调制器182包括一个调制由激励振荡器按照希望传输到负载的信号DATA IN产生的激励信号的振幅。如以前描述的那样，振幅调制激励信号被衰减，并且经一个源电阻器74供给到把源耦合到负载上的电抗链接上。

在负载处，包括的一个检测器188检测跨过谐振器52的电压包，以产生一个从其能引出施加到源中的调制器182的信号DATA IN的检测信号DATA OUT。

跨过源电阻器74的电压被检测，并且施加到在一个解调器180中的倒相放大器186的倒相输入上。放大器186的一个非倒相输入设置到一个预定偏压电位。解调器180也包括一个另外的模拟乘法器184，对应于在调制器182中的模拟乘法器，连接在放大器186周围的反馈环路中。

在解调器180中的模拟乘法器184也接收DATA IN信号，并因而放大器186作为一个模拟分频器操作。在放大器186的输出处产生的检测信号因此不受激励信号的振幅调制的影响，该检测信号在源中用于以后检测目的。

图18电路可应用于任何类型的电抗链接(电容性的或电感性的)，条件是使用在激励频率与负载谐振器之间的适当失调。

代之以同时双向发信号，有可能使用时分多路复用，其中中继模块在一个相位中传输到传感器模块，并且然后传感器模块在下个相位中传输到中继模块。在这种情况下，能省去在中继模块中的解调器，因为在输入信号的中继模块中的检测不受输出信号的振幅调制的影响。

而且，能产生一种双向系统，其中一个中继模块同时耦合到多于一个的传感器模块上。在这种情况下，传感器模块的每一个必须包括一个检测器(在图18中的188)。只有需要从中继模块接收信号的能力的传感器模块的一些可能带有这样一种检测器。

当进行双向信号传递时，如果在负载处的输入和输出信号分离要满意地操作，则元件容差更关键。

借助于在源与负载之间的硬线链接也能使用双向信号传递。在这种情况下，例如，一个具有控制和状态显示功能的远程控制台(如带有状态指示的小键盘)仅借助于一根单电缆能连接到一个主单元上。

以上关于轮胎压力测量描述的信号传输技术也能用来使多种其他用途获益。电路包括一个在两个方向同时传输数据的失调谐振器的能力，不仅能用来减小系统复杂性，而且也能用来提供安全性。一个失调谐振器电路当用于单向数据传输时也降低成本，因为其对于元件值变化的固有容差。尽管它更适于低功率用途，但低功率电场(电容性的)的非常局部化场和EMC抗干扰性，与天线设计的简单性和自由度有关，给出电容性合技术优于现有磁耦合传输系统的主要优点。

现在将简短地描述实施本发明的信号传输技术的多个另外的用途。

首先，在机械设备的转动或往复运动零件上的多种类型的传感器向和从其供电和数据传输，总是呈现问题。一种实施本发明的耦合方法一般可应用于所有这样的用途，并且提供非接触的、局部化的及高度抗电磁干扰的特征。该方法也能够在潮湿和多油的环境中操作。例如，该技术能应用于经转动轴传输的扭矩的测量。安装在轴上的应变仪、以及信号调节电路和有关的传感器模块电路，能供电，并且使用天线与轴同心的耦合方法检测。

第二，本信息的实施例能提供安全数据传输。当一个失调谐振器电路用来双向传输数据时，两个数据信号作为一个混合信号一起有效地倍增。在源处，一起混合输出和输入信号。为了把输入信号与输出信号分离，因此必须用已知输出信号有效地划分混合信号。没有在源处关于输出信号的局部适用信息，不能分离混合信号。这意味着，当传输两个信号时，在源与链接电抗之间的连接是数据安全的。

在导线链接上需要这种安全性形式的用途也能由本发明的实施例提供。例如，在其中数据从源向负载安全传输的系统中，负载通过输入传输供电，并且能用有效保证连接的局部产生的随机信号调制。

本发明的实施例也能提供电子钥匙和锁。基于传感器模块的钥匙能是非接触类型的，并且不需要电池。

例如，在响应一个或多个接收序列传输一个编码序列的一个或多个排序计数器周围，能建立一个钥匙电路。如果使用几个序列，并且每个序列的传输取决于以前呼叫和响应的满意完成，则不能独立地查询锁和钥匙来揭露使用的钥匙序列。因为使用封闭耦合，所以序列的截获是不可能的。另外，同时双向数据传递的使用能用来提供防止信号截获的甚至更高的安全性。

几个不同的钥匙能与一个具体的锁一起使用，并且能辨别每个单独的钥匙。能使用标准加密算法。使用EEPROM技术能形成可重新编程的钥匙，从而对于每种使用改变编码。

本发明的实施例也适用于用在加标签的用途中，其中把钥匙带到锁处是不实际的，但其中能把锁带到钥匙处，例如对于手持阅读器。

本发明的实施例也能应用于所谓的智能卡。这些是带有内装集成电路芯片的卡。按常规，对于在卡与卡阅读器之间的功率和信号传输，这些卡已经已经使用电气触点。电感耦合已经认为用作一种实现这些功能的非接触方法，但为了成功地操作这种方法，必须实现耦合线圈的正确对准，这在实际中是困难的。

在本发明应用于智能卡的一个实施例中，当把卡耦合到卡阅读器上时，电容性耦合能用来提供较宽的定位容差。而且，因为电容性耦合取决于比磁场弥漫小的电场，所以电容耦合更不容易受电磁干扰。双向和同时通过信号的失调谐振器电路的能力也能用来使智能卡获得益处。

因为本发明的实施例采用耦合的非接触形式，并且能绝缘天线，所以在必须是固有安全的领域中，这样的实施例适用于检测目的或控制目的。本发明的实施例特别适于用在其中流体密封成问题的用途中，因为源和负载都能独立地密封。在机械变化成问题，并且接触方法由于疲劳或由于由诸如静摩擦建立之类的摩擦效应产生的失效易于断裂的场合，实施本发明的非接触系统能提供一种简单的解决方案。

本发明的其他实施例能应用于计算机鼠标之类的点击器件。在这种情况下，包括一个天线的无绳计算机鼠标可在一个包括固定天线的鼠标垫上运动。鼠标垫带有对于计算机的硬导线连接。借助于鼠标中编码电路和鼠标垫中译码电路的添加能使用标准的鼠标技术。在一种可能实施中，通过使用连接到垫中带条天线上的三相驱动，能扩展链接技术。鼠标带有两个天线以完成电路，例如一个与一个环形返回天线同心的主要圆形天线。

天线这样布置，从而鼠标天线靠内的一个具有等效于在垫中的固定天线的一个带条的直径。返回天线具有等于三倍固定天线带条节距的平均环形直径和等效于一个带条的径向宽度。以这种方式，在鼠标上的两个天线经受单相的固定电压。

为了检测返回信号，使用三个分离检测器，每个相位上一个，并且然后求和信号以给出在任何给定时间独立于相位之间的平衡的单个信号。

有其他的用途，其中便利地是带有一个没有对于其主单元的硬线耦合的手动输入器件。本发明的一个实施例能用来把诸如小键盘之类的不供电手动输入器件连接到供电主设备上。这对于安全性或安全原因，如仅维护时接近、防止误用的保护等，可能是希望的。在一个实施例中，一个小键盘矩阵连接到一个传输一个编码信号以表示钥匙的压下的编码器上。小键盘只必须带到天线表面紧密附近以便操作。

类似地，远程导线链接控制台通常用来控制和接收来自主设备的状态信息。这样的控制台由他们服务的设备供电，并且通常需要在每个方向用于功率和用于信号的分离导线连接。这通过使用本发明的一个实施例，能减少到单个同轴或双扭线电缆，大大地降低布电缆成本和复杂性。

本发明的另一个实施例能应用于在刚性可充气船(RIB)和其他可充气物的浮力舱中的压力检测。

RIB典型地用一个对于船壳的刚性基座和多个可充气舱，或形成船壳侧部的空气室，建造。这些船具有固有的浮力，条件是他们保持充气，并且不象传统船壳，能可靠地保持浮起，即使他们载有大量的水也是如此。

RIB广泛用作游艇和用于海岸警卫工作。船壳的可充气侧使他们特别适于有高碰撞危险的场合，所以RIB通常用于离岸救护工作。

在这些船只上的可充气舱通常充气到在0.2至0.5bar之间的压力，并且必须经常检查压力，以保证适当的充气。在舱泄漏空气的情况下，浮力将保持降到很低的压力，但船只的结构完整性可能受损。

空气室薄膜的透气性是这样的，从而压力不会无限地保持。准确的压力监视能给出过分泄漏的预警，并且能指示哪个舱需要注意。因而，在本发明的一个最佳实施例中，每个舱经受连续的压力检测，并且在船只的驾驶舱或桥处提供一个中央状态显示器，以便降低维护成本和提供一种安全必警报。

尽管有可能在某些船只上的舱阀中包括压力检测设备，但在多数情况下，这是布置这种设备的一个不适当的地方，因为它可能干扰充气操作，并且危及阀的完整性。

本发明的一个实施例能提供对于这些问题的解决方案，因为能把传感器放置在舱内远离阀的任何方便点处，并且能经空气室薄膜传输功率和数据，而不用对结构完整性进行任何变化。

图19表示用于RIB的一个舱的压力检测设备的可能布置的一个例子。

舱200由薄膜202约束，薄膜202附着到其内侧上一个第一柔软防水补片204，而附着到其外侧上一个第二柔软防水补片206。每个补片由一薄层粘合剂材料208附着到薄膜202上。每个补片处于绝缘橡胶模压物的形式，并且直径约为75mm及在中心处为10mm厚。

第一补片包含一个在结构上类似于以前参照图7至9描述的传感器模块的传感器模块1′，然而，在这种情况下，省去外螺纹基座部分留下盘形式的传感器模块1′。第一补片204进一步包括两个天线2C和2D。天线2C处于中央盘的形式。天线2D是环形的，并且绕天线2C的圆周延伸。天线2C和2D的每一个由导电橡胶材料制成。内部连接导线210把传感器模块1′连接到电极2C和2D上。如果传感器模块壳体电气连接到传感器模块电容器的板之一上(象图9中那样)，则把传感器模块连接到电极2D上的连接导线210可以连接(例如通过焊接)到传感器模块壳体上。这避免在壳体中对用于穿过连接导线的孔的需要。

传感器模块1′包括一个包含在一个传导隔膜76′下方的加压室，如以上相对于图9描述的那样。为了环境保护隔膜76′由第一补片204的橡胶模压物的薄部分覆盖。该薄部分相对于隔膜76′本身具有可忽略的刚度，从而在舱200中的内部压力传递到隔膜76′。

第二补片206包括一个中继模块4′、分别与第一补片204中的天线2C和2D相同的天线3C和3D。在第二补片206中的天线3C和3D也由导电橡胶制成。第二补片206带有一个整体成形的电缆出口部分214，穿过该部分一根外部连接导线216延伸，把中继模块连接到在驾驶员舱中的显示模块(未表示)上。

环形天线2C和2D用于接地返回。由于这些全部围绕着其对应信号路径天线2C和2D，所以杂散电容负载保持到最小值，即使在潮湿条件下也是如此，这在舱200的内侧和外侧都能出现。

因为每个补片完全以橡胶模压，所以它能柔软得足以随天线202运动。对于舱内部的接近能经阀固定件(未表示)获得，阀固定件通常较大以便跨过薄膜扩散负载。因而，设备能对于任何船只更新。

不象轮胎，在使用中的舱200内没有空气的显著加热，从而舱基本上保持在环境温度下。因而，或许不需要温度校正。

然而，大气压力变化可能更显著，因为内部压力仅高于大气压力约25％。在显示模块处通过包括一个测量大气压力的附加传感器，能补偿大气压力变化。在使用的压力范围上能容易地实现对于0.05bar分辨率的压力灵敏度。

Claims

1.信号传输设备，包括：

发射机电路，包括带有至少一个元件的谐振器装置，该元件的有效值影响谐振器装置的自然谐振频率，并且能在电路使用中改变；

激励装置，用来施加到谐振器装置上一个具有与所述自然谐振频率不同的预定激励频率的激励信号；及

耦合装置，用来提供在所述谐振器装置与设备的接收机电路之间的耦合，接收机电路是可操作的，以经所述耦合检测所述有效值的这样一种变化。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述一个元件是谐振器装置的一个电抗元件。

3.根据权利要求1或2所述的设备，其中选择所述激励频率，从而在激励频率下，谐振器装置的阻抗补偿所述耦合的电抗和所述激励装置的源阻抗。

4.根据任何以上权利要求所述的设备，其中选择所述激励频率，从而响应所述有效值的这样一种变化，除跨过谐振器装置产生的负载电压之外，由所述谐振器装置抽取的负载电流按比例变化。

5.根据任何以上权利要求所述的设备，其中选择所述激励频率，从而响应所述有效值的这样一种变化，没有跨过谐振器装置产生的负载电压的可检测变化。

6.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述激励装置包括在所述接收机电路中，并且所述激励信号经所述耦合耦合到所述谐振器装置上。

7.根据权利要求6所述的设备，其中所述发射机电路包括连接到所述谐振器装置上的电源引出装置，用来从由所述接收机电路传输到谐振器装置的激励信号引出供电发射机电路至少一部分所需要的电源。

8.根据任何以上权利要求所述的设备，其中在设备的使用中，所述谐振器装置具有一种电流频率特性，该特性包括一个由在其下在所述特性中有电流最大值的第一频率和由在其下在所述特性中有电流最小值的第二频率约束的频带，并且把所述激励频率选择成在所述频带内。

9.根据权利要求1至7任一项所述的设备，其中在设备的使用中，所述谐振器装置具有一种电流频率特性，该特性包括一个由在其下在所述特性中有电流最大值的第一频率和由在其下在所述特性中有电流最小值的第二频率约束的频带，并且在所述频带外，有相应的上和下颠倒频率，在其每一个下，颠倒对由所述有效值的这样一种变化的谐振器装置抽取的负载电流的影响，所述上颠倒频率高于第一和第二频率较大的一个，而所述下颠倒频率低于第一和第二频率较小的一个，并且把所述激励频率选择成在从所述下颠倒频率至所述上颠倒频率的频率范围内。

10.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述耦合是一种电抗耦合。

11.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述耦合包括一个无线耦合部分。

12.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述耦合包括一个电容性耦合部分。

13.根据权利要求12所述的设备，其中所述激励频率小于所述自然谐振频率。

14.根据权利要求13所述的设备，其中所述激励频率大于0.8倍的所述自然谐振频率。

15.根据权利要求12所述的设备，其中所述激励频率是在从0.85至0.97倍的所述自然谐振频率的范围内。

16.根据权利要求12至15任一项所述的设备，其中所述电容性耦合部分包括一个耦合到所述谐振器装置上的第一天线、和一个相对于所述第一天线且耦合到所述接收机电路上的第二天线。

17.根据权利要求16所述的设备，其中所述天线的每一个包括一个导电表面，并且相对天线由一个间隙分离。

18.根据权利要求17所述的设备，其中一个或每个所述导电表面由一层绝缘材料覆盖。

19.根据权利要求1至12任一项所述的设备，其中所述耦合包括一个电感性耦合部分。

20.根据权利要求1至10任一项所述的设备，其中所述耦合由一个硬导线耦合部分和一个电感性耦合部分组成。

21.根据权利要求19或20所述的设备，其中所述激励频率高于所述自然谐振频率。

22.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述谐振器装置和所述接收机电路除权利要求1的所述耦合之外带有一种另外的耦合，在其之间提供一条返回路径。

23.根据从属于权利要求16的权利要求22所述的设备，时，其中所述另外的耦合也包括由一个耦合到所述谐振器装置上的第三天线、和一个相对所述第三天线且耦合到所述接收机电路上的第四天线提供的一个电容性耦合部分。

24.根据权利要求22所述的设备，其中所述另外的耦合包括一个机械耦合部分。

25.根据权利要求12至18任一项所述的设备，其中谐振器装置带有连接到所述耦合装置上的相应第一和第二终端，并且谐振器装置的一个电容性元件连接在所述第一终端与谐振器装置的一个节点上，对于该节点连接谐振器装置的剩余元件，从而在第一与第二终端之间的杂散电容与在所述节点与所述第二终端之间的所述电容性元件串联连接。

26.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述接收机电路是可操作的以检测由所述有效值的所述变化产生的由谐振器装置抽取的电流的变化。

27.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述发射机电路包括用来检测一个或多个预定参数的传感器装置，并且所述有效值的所述变化由所述预定参数的至少一个的变化产生。

28.根据任何以上权利要求所述的设备，其中所述发射机电路包括调制器装置，该调制器装置与所述谐振器装置相连接并且可操作以便依据一个控制信号改变所述有效值。

29.根据权利要求28所述的设备，其中所述控制信号是一个可变频率的振荡信号，并且所述接收机电路是可操作的，以通过检测所述有效值的变化频率确定控制信号频率。

30.根据权利要求28或29所述的设备，其中所述调制器装置包括一个场效应晶体管，该场效应晶体管使其栅极可操作地连接到所述谐振器装置上，并且也使其源极或漏极连接成接收所述控制信号，所述场效应晶体管保持在一种非导通状态，从而其栅极电容通过控制信号电位的变化而改变。

31.根据权利要求28至30任一项所述的设备，其中所述调制器装置是可操作的，以便在一个预定时分多路复用基础上依次依据多个这样的控制信号的每一个使所述有效值变化。

32.根据权利要求31所述的设备，其中所述多个的控制信号以预定序列被分配相应时间段，并且所述发射机电路包括同步装置，在连续这样的预定序列之间，可操作插入一个预选择同步信号在多路分解所述控制信号时用在接收机电路中。

33.根据权利要求28至32任一项所述的设备，其中所述发射机电路进一步包括用来产生一个副载波振荡信号的副载波振荡装置，频率比所述激励频率低，该频率依据该或每个所述控制信号调制，所述有效值依据副载波振荡信号变化。

34.根据权利要求33所述的设备，其中所述副载波振荡信号依据该或每个所述控制信号频率调制。

35.根据权利要求28至34任一项所述的设备，其中所述发射机电路进一步包括无效装置，可操作以便当由谐振器装置产生的电压降到一个最小操作值以下时禁止所述控制信号的产生。

36.根据权利要求35所述的设备，其中所述无效装置是可操作的，以便依据环境湿度确定所述最小操作值。

37.根据权利要求35或36所述的设备，其中所述无效装置是可操作的，以便依据包括在所述发射机电路中的一个代表性晶体管的栅极阈值电压的测量确定所述最小操作值。

38.根据任何以上权利要求所述的设备，其中：

所述接收机电路包括调制装置，用来依据一个要从接收机电路传输到所述发射机电路的另外信号振幅调制所述激励信号；及

所述发射机电路包括振幅检测装置，用来根据由此接收的激励信号的振幅检测所述另外的信号。

39.根据权利要求38所述的设备，其中所述接收机电路进一步包括连接的解调装置，用来借助于所述另外的信号解调从发射机电路中的谐振器装置引出的一个检测信号，以便趋于从所述检测信号消除产生于激励信号的振幅调制的变化，解调检测信号用来检测所述有效值的所述变化。

40.根据权利要求1至37任一项所述的设备，其中所述接收机电路包括：

调制装置，用来依据要从接收机电路传输到另外电路的一个另外信号振幅调制所述激励信号，该另外的电路与所述发射机电路分离，也耦合到接收机电路上；和

连接的解调装置，用来借助于所述另外的信号解调从在发射机电路中的谐振器装置引出的一个检测信号，以便趋于从所述检测信号消除产生于激励信号的振幅调制的变化，解调检测信号用来检测所述有效值的所述变化。

41.检测设备，用来从一个第一元件向一个第二元件传输传感器数据，第一和第二元件相对于彼此可运动，该设备包括根据权利要求27或从属于权利要求27的权利要求28至40任一项所述的信号传输设备，所述传输电路适于由第一元件携带，而所述接收电路适于由第二元件携带。

42.根据权利要求41所述的设备，其中所述第一元件相对于第二元件可转动。

43.轮胎压力测量设备，适于由车辆携带，包括根据权利要求27或从属于权利要求27的权利要求28至40任一项所述的信号传输设备，所述发射机电路适于由车辆车轮之一携带，而所述接收机电路适于由车辆的底盘携带，并且由所述传感器装置检测的所述一个或多个预定参数包括所述一个车轮的轮胎压力的。

44.根据权利要求43所述的设备，其中所述传感器装置包括用来测量压力的压力检测装置、和独立于压力检测装置用来测量轮胎温度的温度检测装置，并且所述发射机电路进一步包括与压力检测装置和温度检测装置连接的结合装置，用来结合这些检测装置的测量结果，从而所述控制信号根据测量轮胎压力与测量轮胎温度之比的一个预定函数变化。

45.根据权利要求43所述的设备，其中：

所述压力检测装置具有一个电容C_p，电容C_p随绝对轮胎压力P、至少在压力检测装置的压力的希望操作范围内、近似按照下式变化

Cp＝k_p.P^φ

其中k_p和φ是常数；

温度检测装置具有一个电阻R_t，电阻R_t随绝对轮胎温度T、至少在检测装置的温度的希望操作范围内、近似按照下式变化

R_t＝k_t·T^-φ

其中k_t是常数；及

所述结合装置是可操作的，以便使所述控制信号依据所述压力检测装置电容C_p和温度检测装置电阻R_t的乘积R_tC_p而变化。

46.根据权利要求44或45所述的设备，其中所述压力检测装置包括一个与一个微调电容器并联的电容性压力检测元件。

47.根据权利要求44至46任一项所述的设备，其中所述温度检测装置在一个电阻器网络中包括一个热敏电阻器。

48.根据权利要求47所述的设备，其中所述热敏电阻器具有负的温度系数。

49.根据权利要求44至48任一项所述的设备，其中所述结合装置包括RC振荡器装置，该RC振荡器装置在其电容性元件中包括所述压力检测装置，并且在其电阻性元件中包括所述温度检测装置。

50.根据任何权利要求49所述的设备，其中所述电容性元件的一侧连接到地电位上。

51.根据权利要求49或50所述的设备，其中所述RC振荡器装置包括一个逻辑RC振荡器，该逻辑RC振荡器带有：

一个第一输出节点，在该节点处在振荡器的使用中产生一个非倒相输出信号；

一个第二输出节点，在该节点处在振荡器的使用中产生一个倒相输出信号；

一个计时节点；

电阻性装置，连接在所述计时节点与所述第二输出节点之间；

电容性装置，连接在所述计时节点与一个在振荡器使用中保持在固定电位下的节点之间，

分频器装置，带有串联连接在所述计时节点与所述第一输出节点之间的相应第一和第二部分；及

连接的反馈装置，用来从一个分频器装置的所述第一和第二部分连接在一起的公共节点，引出一个用来施加到振荡器的一个输入上的反馈信号。

52.根据权利要求43至51任一项所述的设备，包括根据 16至18任一项所述的信号传输设备，其中所述第一和第二天线的至少一个为截头锥体的形式。

53.根据权利要求52所述的设备，其中所述第一和第二天线的至少一个在所述一个车轮上对着小于360°的角度。

54.根据任何权利要求52或53所述的设备，其中所述第一天线适于布置在所述一个车轮的内边缘下。

55.根据权利要求43至54任一项所述的设备，其中所述传感器装置包括一个压力传感器，该压力传感器带有在其之间有电介质的第一和第二相对电极，当传感器经受施加的压力时，两个电极的至少一个适于向另一个电极弯曲，从而在电极之间的电容随施加的压力变化。

56.根据权利要求55所述的设备，其中两个电极的至少一个形成传感器壳体的部分。

57.根据权利要求55至56任一项所述的设备，其中压力传感器进一步包括一块印刷电路板，该电路板在其一侧上安装有电子元件，而在其另一侧上印刷有所述电极之一。

58.根据权利要求55至57任一项所述的设备，其中基本上压力传感器的所有外部表面由导电材料制成。

59.根据权利要求55至58任一项所述的设备，其中所述压力传感器和所述发射机电路一起集成在适于由所述一个车轮携带的传感器模块中。

60.根据权利要求43至59任一项所述的设备，其中所述接收机电路包括由硬导线链接连接在一起的第一和第二模块，当设备在使用中时经该硬导线链接电流在两个模块之间流动，第一模块包括用来依据所述有效值的检测变化调制所述电流的电流调制装置，而所述第二模块包括用来通过在第一模块中的所述电流调制装置检测所述电流的这种调制的电流检测装置。

61.根据权利要求60所述的设备，其中第一和第二模块之一是一个安装在所述一个车轮附近的车辆底盘上的中继模块，并且所述第一和第二模块的另一个是一个安装在车辆仪表板附近的显示模块。

62.根据权利要求60或61所述的设备，其中按照所述有效值的检测变化在相应低与高值之间数字地调制所述电流。

63.根据权利要求62所述的设备，其中所述低和高值的至少一个取决于一个另外的信号，该信号独立于所述有效值的检测变化。

64.根据权利要求63所述的设备，其中从布置成来检测环境温度的温度检测装置引出所述另外的信号。

65.根据权利要求43至64任一项所述的设备，其中所述接收机电路包括可操作的表压确定装置，以根据下式确定用于所述一个车轮的测量轮胎压力P_g

P_{g} = \frac{P}{T} \cdot T_{a} - P_{a}

其中P和T是由所述传感器装置检测的和由发射机电路传输到接收机电路的绝对压力和温度，并且P_a和T_a分别是大气压力和温度。

66.根据权利要求1至65任一项所述的设备的发射机电路。

67.根据权利要求1至65任一项所述的设备的接收机电路。

68.一种信号传输方法，与一个发射机电路和一个接收机电路一起使用，该发射机电路包括带有至少一个元件的谐振器装置，该元件的有效值影响谐振器装置的自然谐振频率，而该接收机电路当用于所述谐振器装置时具有一种耦合，该方法包括：

施加到谐振器装置上一个具有一个预定激励频率的激励信号，该激励频率不同于所述自然谐振频率；

产生在发射机电路中所述一个元件的所述有效值的变化；及

经所述耦合检测在接收机电路中的所述有效值的这样一种变化。

69.基本上如参照附图在上文描述的信号传输设备。

70.基本上如参照附图在上文描述的发射机电路。

71.基本上如参照附图在上文描述的接收机电路。

72.基本上如参照附图在上文描述的一种信号传输方法。

73.基本上如参照附图在上文描述的检测设备。

74.基本上如参照附图在上文描述的轮胎压力测量设备。