CN1338813A

CN1338813A - 包含保护电路的发光放电管的高压电源和故障保护电路

Info

Publication number: CN1338813A
Application number: CN01124208.6A
Authority: CN
Inventors: 野间隆嗣; 森岛靖之
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-08-15
Filing date: 2001-08-15
Publication date: 2002-03-06
Anticipated expiration: 2021-08-15
Also published as: JP2002063996A; JP3788214B2; US20020101696A1; CN100479318C; US6654221B2

Abstract

检测流过冷阴极管的电流,用电阻转换成电压,并馈送到管电流控制电路。管电流控制电路驱动一个驱动电路,以控制加到压电变压器的电压。使用恒流源的电流向故障保护电容充电。当电流流过冷阴极管时,允许三极管导通,所以电压形成在电阻上,因此,防止电荷存储在故障保护电容中,停止了故障保护电容的工作。

Description

包含保护电路的发光放电管的高压电源和故障保护电路

发明领域

本发明涉及用于发光放电管的高压电源，具体地说，涉及包含故障保护电路的发光放电管的高压电源装置，例如，故障保护电路是用在便携式信息装置中的液晶显示板背光的逆变功率源。

现有技术的描述

图7是使用常规故障保护电路的冷阴极管发光逆变器的电路图。在图7中，冷阴极管发光逆变器包括逆变单元10和故障保护电路20。为点亮冷阴极管2，逆变单元10包括升压变压器1、管电流控制电路3、驱动电路4、作为电流-电压转换器的电阻5和整流电路9。驱动电路4为驱动升压变压器1产生一个对应输入电压的AC信号，并将该信号馈送到升压变压器1。升压变压器1升高AC信号的电压，并把该信号提供给冷阴极管2的一个电极，以便点亮冷阴极管2。

电阻器5连接在冷阴极管2的另一电极和地之间。流入电阻5的管电流产生了电压。该电压在整流电路9中整流，整流电路9包括二极管6、电阻7和电容8。整流电压Vrct被馈送到管电流控制电路3。管电流控制电路3控制驱动电路4，以至整流电压Vrct基本上等于常量。以这种方式，由于逆变单元10的各自部分的操作，基本上控制管电流为常量。结果，亮度也基本上被控制为常数。

故障保护电路20包括电阻21、三极管22、电容器23、恒流电源24、闸流管25。遥控信号通过电阻26提供给管电流控制电路3的接通-断开端，同样提供给闸流管25的阳极。闸流管的阴极接地。整流电路9输出的整流电压Vrct通过电阻21送到三极管22的基极。三极管22的射极接地。闸流管25的栅极端和恒流电源24连接到集电极。故障保护电路23连接在三极管22的集电极和地之间。

下面，描述图7所示的冷阴极管发光逆变器的操作。当冷阴极管2正常发光时，管电流通过电阻5流动，因此，整流电压通过故障保护电路20的电阻21被馈送到三极管22的基极。因此，三极管22可以导通，由恒流源24产生的充电电流旁路通过故障保护电容器23。因此，没有电压存储在故障保护电容器23。结果，闸流管25的栅极端上的电压没有升高，所以，闸流管25仍然断开，维持在高电平的逆变单元10的接通-断开端继续正常工作。

如果没有连接冷阴极管2或出现故障，没有电流在电阻5中流动。因此，整流电路9的整流电压Vrct变为零。三极管22没有导通。所以，恒流源24的充电电流流入故障保护电容23。闸流管25的栅极电压增加了由当前充电电流量和故障保护电容23的静电电容量确定的时间常数值。当栅极电压超过常数值时，闸流管接通，逆变单元10的接通-断开端到达低电平，逆变单元10的工作停止。就是说，如果没有连接冷阴极管2或出现故障，提供保护的电路结构就是这样。

图8是常规冷阴极管发光逆变器的另一个例子的电路图。

在图8中，除了图7所示的升压变压器1和驱动电路4以外，逆变单元30还包括一个管电流控制电路33。在这个例子中，管电流控制电路33由电容器34交流耦合到冷阴极管2。冷阴极管2的另一电极通过电阻35接地。电容器34的一端连接到阴极的节点和电阻35。电容器34的另一端连接到三极管38的基极。三极管38的基极是管电流控制电路33的输入端。恒流源36和二极管51相互之间串联连接。节点上的电压作为偏压Vf通过电阻37馈送到输入端。

这个偏压Vf由三极管38的基极-射极电压Vbe抵消。这时，如果二极管51和三极管38位于同一芯片上，则偏压Vf的温度特性和基极-射极电压Vbe的温度特性可以完全地抵消。即，假定电容34、恒流源36、二极管51、电阻37、三极管38构成了消除偏压Vf的理想二极管。那么，由管电流的电压转换获得的电压Vfb的峰值电压和是三极管38的射极电压的整流电压Vrct的峰值电压相互之间相等。

电阻39和电容40并联连接在三极管38的射极和地之间。整流电压Vrct馈送到比较器41的比较输入端。靶电压Vcnt加到比较器41的标准输入端。整流电压Vrct通过比较器41与靶电压Vcnt进行比较。输出被馈送到积分电路51，并在积分电路中积分，然后，被输入到值守调制电路42。值守调制电路42控制驱动电路42的值守，以便平均整流电压Vrct和靶电压Vcnt变得相等。因此，冷阴极管2的电流，即，冷阴极管2的亮度被控制为具有常数值。

通过电阻35把管电流转换成电压获得的转换电压Nfb也被馈送到故障保护电路50中的比较器43的比较输入端。参考电压Vudr被加到比较器43的参考输入端。比较器43的输出通过电阻44馈送到三极管45的基极。三极管45的射极接地，集电极连接到闸流管48的栅极端。恒流源47连接到三极管45的集电极，故障保护电容46连接在集电极和地之间。当转换电压Vfb超过参考电压Vudr时，比较器43输出高电平信号，使得三极管45接通，以至存储在故障保护电容中46的电荷被放电。

如果冷阴极管2损坏或没有连接冷阴极管2而导致没有管电流，则比较器43的输出维持在低电平。因此，故障保护电容46两端的电压增加了由恒流源47和故障保护电容的静电电容量确定的时间常数。当故障保护电容46的端电压达到闸流管48的电压时，闸流管接通，所以，逆变单元30的操作停止。

在上述图7所示的常规例子中，管电流控制电路3直流连接到冷阴极管2的另一电极。因此，管电流的精度取决于二极管6的Vf。出现的问题是环境温度变化时，冷阴极管2的电流也变化。

Vf的温度特性是大约2.5mV/℃。例如，在指定温度范围0℃到60℃的逆变情况中，Vf的变化是2.5(mV/℃)*60(℃)＝150mV。为减小这个Vf变化的影响，需增加检测电阻5中产生的电压。

例如，为减小温度变化1％或更小引起的电流变化，需要在检测电阻5中产生的电压大约是150Mv÷1％＝15V0-p(零到峰值)＝10.6Vrms或更高。

如果选择用于点亮尺寸为2到2.5英寸的液晶显示板的冷阴极管作为该冷阴极管，管电压将是200Vrms。即，由检测电阻并入引起的功率损耗是很大的，即，10.6÷(200+10.6)＝5％。因此，出现的问题是如果抑制由环境温度变化引起的管电流的变化，则由于电阻5的较高电阻值而增加了功率损耗。

另一方面，在图8所示的常规例子中，管电流控制电路33是交流连接到冷阴极管2的另一电极。二极管51的电压Vf和三极管38的基-射极电压Vbe相互之间抵消。因此，原则上不引起管电流对环境温度的的相关性，因此，没有必要大大地增加检测电阻5。与图7中所示的例子相比，可以把功率损耗抑制得更小。。

然而，在使用交流耦合结构的一个芯片IC的情况中，选择Vcnt＜Vf作为三极管38的基极端，避免负电压的应用。

图9A和9B显示了对于由图8所示的电阻39和电容40确定的大和小整流时间常数的转换电压Vfb、靶电压Vcnt和整流电压Vrct的波形图。

因为控制管电流，使得平均靶电压Vcnt和平均整流电压Vrct相等，所以图9A所示的斜线部分A和B的区域相等。因此，应当理解，当整流时间常数较小时，与靶电压Vcnt相比，可以把转换电压Vfb的峰值电压控制得相对高。然而，当整流时间常数逐渐增加时，转换电压Vfb的峰值电压收敛于靶电压Vcnt。

当整流时间常数减小时，管电流趋于漂移，结果是电阻39和电容40的常数漂移，即，时间常数的漂移。为此原因，从管电流精度的观点看，整流时间常数最好尽可能的增加。因此，在许多实际设计的情况中，转换电压Vfb的峰值电压基本上设置的等于Vcnt。

从上面的描述可以看出，转换电压Vfb的峰值电压比偏压Vf小。因此，即使转换电压Vfb直接提供给图8所示的常规例子的电阻45，三极管45仍然不能导通。因此，出现的问题是必须接入昂贵的比较器43。

因为在某些情况下点亮冷阴极管2引起了延迟，尽管在启动之后没有管电流直接流动，也要求在一至几秒时间内电压连续输出。因此，在图7和8的常规例子中，由恒流源和故障保护电容确定的每一个时间常数被设置在一至几秒之间。

在所描述的电路中，出现的问题是如果存在故障，例如，高压线部分断开引起的弧光放电，故障保护电路可能操作失败。在弧光放电的情况中，管电流放电可能启动，并在短于秒级的时间停止。因此，按照常规的保护电路，停止操作是不可能的。在最坏的情况中，由于异常加热，电路可能会损坏。

发明简述

因此，本发明的目的是提供一种点亮放电管的高压电源，解决管电流精度的温度依赖性，减小由电流检测电阻引起的功率损耗，并在如部分高压线断开时停止高压电源的工作。

为解决上述问题，按照本发明，提供一种点亮放电管的高压电源，包括：检测流过放电管电流的电流-电压转换器，把电流转换到用于输出的电压，管电流控制器具有输入端，并交流连接到电流-电压转换器，该管电流控制器控制流过放电管的电流，使得电流基本上是常数，保护电路在故障保护电容器中存储电荷，把故障保护电容两端电压超过预定值的情况识别为出现故障，停止管电流控制器的控制，阻抗单元连接在放电管和电流-电压转换器之间，复位电路防止故障保护电容充电，所以，当电流流过对应阻抗单元产生电压的放电管时，保护电路没有停止工作。

因此，使用交流耦合，消除了管电流精度的温度依赖性。减小了由电流保护电阻引起的功率损耗。

按照本发明的另一方面，提供一种点亮放电管的高压电源，包括：检测流过放电管电流的电流-电压转换器，把电流转换到用于输出的电压，管电流控制器具有输入端，并交流连接到电流-电压转换器，该管电流控制器控制流过放电管的电流，使得电流基本上是常数，保护电路在故障保护电容器中存储电荷，把故障保护电容两端电压超过预定值的情况识别为出现故障，停止管电流控制器的控制，在启动之后由第一时间常数确定的时间期间内，时间常数电路对故障保护电容放电，保护电路有一电路，其在短于第一时间常数的第二时间常数值向故障保护电容充电，其中，紧接着在启动后，故障保护由第一时间常数值完成，在启动后的预定时间，故障保护由第二时间常数值完成。

因此，在启动后点亮放电管的瞬间滞后时间内，电压可以连续地输出，所以，在高压线断开时可以提供保护。

第二时间常数最好设置在10毫秒或更短。

结果，在高压线断开时可以实现有效的保护。

同样，点亮放电管的高压电源最好还包括改变放电管光占空比的调光装置，通过使用管电流控制器，对应调光信号的脉冲调光，一个保持电路，通过使用调光装置，在突然消失(burst off)周期期间，保持故障保护点容器两端的电压。

因此，可以实现满意的脉冲调光和保护操作。

本发明提供的是点亮放电管的高压电源的故障保护电路。

附图简述

图1是本发明一个实施例的点亮放电管的高压电源的电路图。

图2是图1所示的驱动电路的工作波形图。

图3是图1所示的压电变压器的频率升高比特性图。

图4是本发明另一个实施例的点亮放电管的高压电源的电路图。

图5是在部分断开时的管电流波形的例子。

图6是图5的管电流波形的放大图。

图7常规点亮放电管的高压电源的电路图。

图8是另一个例子的常规点亮放电管的高压电源的电路图。

图9A和9B是交流连接输入的各自波形图。

实施例的详细描述

图1是本发明一个实施例的点亮放电管的高压电源的电路图。在图1中，按照这个实施例，使用压电陶瓷变压器101作为升压变压器。压电陶瓷变压器101初级上的电极由驱动电路104驱动。由于压电陶瓷变压器101的升压动作，高压产生在次级的电极上。这个高压加到冷阴极管102的一个电极上。冷阴极管102的另一个电极通过电阻105和106接地，电阻105是阻抗单元，电阻106是电流-电压转换器。电阻105和106节点上的转换电压Vfb由包括电容107、恒流源108、二极管109、电阻110、三极管111的理想二极管整流，整流时间常数电路包括将呈现整流电压Vrct的电阻112和电容113。整流电压Vrct馈送到比较器114的比较输入端。靶电压Vcnt加到参考输入端。比较器114比较整流电压Vrct和靶电压Vcnt，然后，通过积分电路124把比较结果馈送到VCO115(压控振荡器)。VCO115的输出被输入到包括FET116和线圈117的驱动电路104。

电阻105产生的电压通过电阻118加到三极管119的基极。三极管119的集电极连接到闸流管122的栅极端和恒流源120。此外，故障保护电容器121连接在三极管119的集电极和地之间。遥控信号通过电阻123输入到VCO115的接通-断开端。闸流管122连接在接通-断开端和地之间。故障保护电路103包括电阻118、三极管119、恒流源120、故障保护电容121和闸流管122。

图2示出图1所示的驱动电路的各自部分工作波形图。

此后，参考图2描述点亮放电管的高压电源的工作。占空比50％的FET栅极电压Vg从VCO 115加到图2所示的FET 116的栅极。在栅极电压Vg保持在高电平的期间，基于输入电压的电流能量存储在线圈117中。当栅极电压Vg到达高电平时，FET 116断开，以便存储在线圈117中的能量流入压电陶瓷变压器101的输入电容。如果设置线圈117的感抗对应压电陶瓷变压器101的输入容抗，可以形成到压电陶瓷变压器101的输入电压Vpt，其具有图2所示的半波正弦波形。可由零电压开关减少开关损耗。上述驱动结构成为“半E类驱动”。这是驱动压电陶瓷变压器101最常用的系统。

图3是压电陶瓷变压器101的压电变压器的频率-升压比特性曲线。一般说来，使用谐振频率10的较高频率端的特性。

在图1的实施例中，在控制稳定状态，控制整流电压Vrct等于靶电压Vcnt。下面将讨论由于某些外部干扰(例如，输入电压的增加)而造成管电流增加的情况。由于管电流增加，转换电压Vfb和整流电压Vrct也增加，所以减小了到VCO 115的输入电压。在此，假定以这种方式设计VCO 115，当输入电压较低时，频率提高，当输入电压较高时，频率降低，则输出到驱动电路104的驱动频率提高。因此，如图3所示的频率特性，减小了压电陶瓷变压器的升压比，减小了管电流。即，以这种方式完成控制，控制了外部干扰。反之，当管电流减小时，到VCO 115的输入电压增加，驱动频率降低。因此，以这种方式完成的控制抑制了管电流的减小。

在图1的实施例中，采用包括交流耦合的管电流控制电路103。因此，转换电压Vfb的峰值电压近似等于Vf，Vf近似等于0.7V_0-p。在这个发明中，重要的是电阻105。

例如，当电阻105和106的阻抗相等时，约等于1.4V0-p的2^*Vfb的电压产生在电阻105和冷阴极管102之间的节点上。因此，通过电阻118连接三极管119，三极管119可以满意地接通-断开。即，可以使用便宜的三极管形成保护电路而不使用图8常规例子中的昂贵的比较器43。

电阻105的端电压是1.4V_0-p。当电阻105接到具有200Vrms的管电压的冷阴极管时，功率损耗为1.4V_0-p÷(200Vrms^*1.414+1.4V_0-p)＝0.5％。因此，与图7的常规例子比较可以大大减小功率损耗。

图4是本发明另一个实施例的点亮放电管的高压电源的电路图。在图4中，压电变压器201初级的电极由驱动电路204驱动，由于压电变压器201的升压作用，高压产生在次级的电极上。这个高压使得冷阴极管202发光。通过作为电流-电压转换器的电阻211和212管电流流到地。类似于图1的情况，电阻211和212之间节点上的转换电压Vfb由包括电容213、恒流源214、二极管215、电阻216、三极管217的理想二极管整流，整流时间常数电路包括将呈现整流电压Vrct的电阻218和电容219。整流电压Vrct馈送到比较器220的比较输入端。靶电压Vcnt加到参考输入端。比较器220比较整流电压Vrct和靶电压Vcnt，然后，通过积分电路221把比较结果馈送到VCO222。

脉冲信号形成电路224产生对应外部施加的调光信号的脉冲信号。脉冲信号形成电路221输出的脉冲信号馈送到一个AND门223的输入端。AND门223完成脉冲信号和VCO222输出之间的逻辑AND，并将该逻辑信号加到包括FET 237和线圈238的驱动电路上。

电阻211和地之间产生的电压通过电阻225馈送到三极管226的基极。闸流管232的栅极端和横流源228的输出端连接到三极管226的集电极。此外，故障保护电容227连接在三极管226的集电极和地之间。

遥控信号通过电阻233加到管电流控制电路203的接通-断开端。闸流管232连接在接通-断开端和地之间。此外，遥控信号通过电阻231加到三极管229的基极。电阻230接在三极管229的基极和地之间。三极管229的射极接地，集电极连接到故障保护电容227。压电变压器201的输出电压由电阻234和235分压。该分压加到比较器236的比较输入端。参考电压Vopn加到比较器236的参考输入端。比较器236的输出加到VCO222。

脉冲信号形成电路224的输出信号馈送到积分电路221作为采样/保持信号，并被馈送到恒流源228，以便控制恒流源228输出的接通-断开。

图4所示的在正常情况下点亮放电管的高压电源的管电流恒定控制功能与图1所示的相同。因此，省略了详细描述。

下面描述脉冲调光。在某些情况中，脉冲调光被称为PWT调光或占空调光。按照脉冲调光，发光-接通-断开放电管的光是以很高的频率(约150到几百Hz)完成的，以至它不能识别，放电管的亮度由改变发光占空比控制。即，当发光占空比减小时，放电管出现不均匀的调光。

脉冲信号形成电路224对应外部施加的调光信号具有改变发光占空比的功能。即，当脉冲信号形成电路224的输出是低电平时，AND门223截止，没有VCO222的输出被馈送到驱动电路204。因此，突然消失，即，完成了放电管光的断开。另一方面，当脉冲信号形成电路224的输出是高电平时，VCO222的输出通过AND门223馈送到驱动电路204。因此，突然出现，即，完成了放电管的发光。所以，可以按要求的值控制放电管的亮度。

在突然消失期间，流过冷阴极管202的管电流变为零。因此，管电流控制电路203扫描驱动频率到低频端。同时，在下一个突然出现，压电变压器的升压比变得太大，因为驱动频率非常低，结果，过多的管电流流动。出现的缺点是不能完成所要求的脉冲调光。在突然消失期间，积分电路221的输出是采样-保持信号，在突然消失改变到突然出现之前，在采用突然消失期间，积分电路221的输出直接被保持。

如果没有连接冷阴极管202，或发光被延迟，则压电变压器201的负载阻抗变得很大，所以产生了非常大的输出电压。因此，可能发生介质击穿或压电变压器201的损坏。从而，压电变压器201的输出电压由电阻234和235分压。当比较器236确定电压超过参考电压Vopn时，比较器扫描VCO 222的频率到高频端。在这种情况中，控制由Vopn确定的恒定开路电压被输出，或者，可将VCO 222重新设置到最大频率，最大频率被再一次扫描到低频端，因此，控制压电变压器201的电压输出是锯齿波形。

保护电路包括电阻225、恒流源228、故障保护电容227、故障保护电路205的闸流管232与图1所示的相同。在此，由恒流源228和电容227确定的时间常数被定名为时间常数2。

另一方面，提供了由电容231和电阻230确定的时间常数。这个时间常数称为时间常数1。在此，时间常数1和2分别设置为几秒和几毫秒。

在某些情况中，高压线的断开故障引起在压电变压器201和高压绕组变压器中。在高压线完全断开的情况中，冷阴极管202的管电流继续保持在零。因此，甚至在图1所示的电路中，在预定时间之后，逆变电路的工作停止。然而，在高压线部分断开的情况中，管电流流动和间断流动。因此，在图1所示的电路中，电路不停止工作，它可能导致不久之后电路的损坏。

图5是在部分断开时的管电流波形的例子。图6是图5的管电流波形的放大图。

可以从图5和6看出，在部分断开的情况中，当放电弧光继续时管电流流动，当状态改变时没有电流流动，例如，放电弧光的热引起的导线着火。当电流间断流动时，压电变压器201的电压增加，所以放电弧光再一次产生，管电流再一次流动。如图5和6所示，这种状态重复进行。

本发明的发明者完成了不同类型部分断开的模拟测试。结果，没有电流流动的时间周期是分散的，即，在1毫秒至100毫秒的范围内。从经验可以知道，几乎所有部分断开都可以检测到，在10毫秒的周期期间，如果没有电流流动，则可确定出现故障而停止操作。

但是，如前面所述，启动后的瞬间，已经观察到冷阴极管的发光滞后的现象。因此，如果没有电流在10毫秒或更短的时间期间流动，则停止该附加的电路工作，出现的不方便是保护操作完成后，电路仍然不工作，尽管高压线没有断开。因此，在图4所示的电路中，允许三极管229以这种方式导通，以至在电容231和电阻230确定的时间常数1期间，没有电荷存储在故障保护电容227中，即，在启动后的预定周期(大约几秒)，如果在时间常数2确定的期间没有管电流流动，在时间常数1过去之后，操作被停止。因此，可以停止操作，避免了高压线部分断开时可能发生的非启动的不方便。

然而，如果时间常数减小到比突然消失周期短，则在突然消失周期完成保护操作。作为一个防范措施，在突然消失周期，停止恒流源228的输出。因此，在突然消失周期期间，故障保护电容227的电压没有升高。因此，防止了脉冲调光期间提供保护的不方便。

本申请描述的实施例在所有方面进行了说明，它没有任何限制。本发明的范围由权利要求所确定，不是由上面的说明书确定，并旨在包括等效于专利范围的含义和在专利范围内进行的所有修改。

如上所述，按照本发明，阻抗单元接在放电管和电流-电压转换器之间，防止电荷存储在故障保护电容其中，同时电流流过对应阻抗单元产生的电压的放电管。因此，防止了保护电路的操作。可以实现便宜的保护电路。由于使用交流耦合输入，消除了关电流精度的温度依赖性，所以，可以减小由电流检测电阻引起的功率损耗。

此外，因为提供了电路保护的两个时间常数，紧接着在启动后，可由大时间常数提供电路保护，而在启动后的预定时间过去之后，电路保护由小时间常数值提供。因此，紧接着在启动之后冷阴极管的发光延迟时，可以连续地输出电压，可以进行高压线断开引起故障的保护。所以，这个电路可以有效地使用在便携式信息装置中的液晶背光逆变器中，当使用便携式信息装置时，存在由撞击引起的高压线断开的可能性。

特别是第二时间常数设置的比较短，如10毫秒。因此，对于高压线的部分断开可以实现有效的保护。

同样，在突然消失周期期间，停止恒流源的充电，故障保护电容两端的电压被保持。因此，在第二时间常数被设置的较短的情况下，实现了满意的脉冲调光和保护操作。

尽管本发明描述了有关的实施例，许多变化和修改及其它应用对本领域技术人员是显而易见的。因此，本发明没有由公开的内容所限制，本发明范围由权利要求确定。

Claims

1.一种点亮放电管的高压电源，包括：

检测流过放电管电流的电流-电压转换器，把电流转换到用于输出的电压；

管电流控制器具有输入端，并交流连接到电流-电压转换器，该管电流控制器控制流过放电管的电流，以致电流基本上是常数；

通过使用预定的充电电流，保护电路在故障保护电容器中存储电荷，把故障保护电容两端电压超过预定值的情况识别为出现故障，停止管电流控制器的控制；

阻抗单元连接在放电管和电流-电压转换器之间；以及

复位电路防止故障保护电容充电，所以，当电流流过对应阻抗单元产生电压的放电管时，保护电路没有停止工作。

2.一种点亮放电管的高压电源，包括：

时间常数电路，在启动之后由第一时间常数确定的时间期间放电故障保护电容；

其中，紧接着在启动之后，故障保护由第一时间常数值完成，启动后的预定时间后，故障保护由第二时间常数值完成。

3.按权利要求2所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于所述的第二时间常数值设置为10毫秒或更短。

4.按权利要求2所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于还包括：

响应调光信号，为改变脉冲调光的放电管的发光占空比的调光电路，

当基本上没有电流在放电管中流动时，在突然消失周期期间，保持电路保持故障保护电容两端的电压，因此，防止了管电流控制器停止控制保护电路。

5.一种点亮放电管的高压电源，包括：

阻抗单元连接在放电管和电流-电压转换器之间，为控制充电故障保护电容，提供输出到保护电路。

6.按权利要求5所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于还包括防止故障电容被充电的复位电路，以便当电流流过对应阻抗单元产生的电压的放电管时，保护电路不工作，复位电路包括从阻抗单元耦合电压的开关作为控制输入，当电流流过放电管时，所述开关旁路向故障保护电容充电的电流。

7.按权利要求5所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于还包括提供电流向故障保护电容充电的电流源，还包括由脉宽调制调光器信号控制的开关，在所述不在调光信号周期期间，防止向故障保护电容充电，因此，在所述不在调光信号周期期间，防止所述保护电路停止由管电流控制器控制。

8.按权利要求5所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于还包括控制管电流控制器的高压保护电路，如果提供给放电管的电压超过预定值，则输出控制的电压。

9.按权利要求5所述的点亮放电管的高压电源，其特征在于还包括由调光信号控制的脉冲控制器调光电路，脉冲控制器的输出耦合到AND门的一个输入，AND门具有来自管控制器的第二个输入，因此，提供脉宽调制的驱动信号驱动放电管。

10.一种使用在点亮放电管的高压电源的故障保护电路，包括：

阻抗单元连接在放电管和电流-电压转换器之间；以及

复位电路防止故障保护电容被充电，以便当电流流过对应阻抗单元产生的电压的放电管时，保护电路不工作。

11.一种使用在点亮放电管的高压电源的故障保护电路，包括：

在启动之后的第一时间常数确定的时间期间内，时间常数电路放电故障保护电容；

所述保护电路具有充电电路，该充电电路在短于第一时间常数的第二时间常数值对故障保护电容充电；

其中，启动后的瞬间，故障保护由第一时间常数值完成，启动后的预定时间，故障保护由第二时间常数值完成。

12.按权利要求11所述的故障保护电路，其特征在于所述第二时间常数值设置在10毫秒或更短。

13.按权利要求11所述的故障保护电路，其特征在于还包括：

调光电路，为响应调光信号，改变用于脉冲调光的放电管的发光占空比；

保持电路，当基本上没有电流在放电管中流动时，在突然消失周期期间，保持保护电容两端的电压，因此，防止保护电路停止由管电流控制器的控制。

14.一种使用在点亮放电管的高压电源的故障保护电路，包括：

阻抗单元连接在放电管和电流-电压转换器之间，并向保护电路提供输出以控制向故障保护电容充电。

15.按权利要求14所述的故障保护电路，其特征在于还包括防止故障电容被充电的复位电路，以便当电流流过对应阻抗单元产生的电压的放电管时，保护电路不工作，复位电路包括从阻抗单元耦合电压的开关作为控制输入，当电流流过放电管时，所述开关旁路向故障保护电容充电的电流。

16.按权利要求14所述的故障保护电路，其特征在于还包括提供电流向故障保护电容充电的电流源，还包括由脉宽调制调光器信号控制的开关，在无所述调光信号周期期间，防止向故障保护电容充电，因此，在无所述调光信号周期期间，防止所述保护电路停止由管电流控制器控制。

17.按权利要求14所述的故障保护电路，其特征在于还包括控制管电流控制器的高压保护电路，如果提供给放电管的电压超过预定值，则输出控制的电压。

18.按权利要求14所述的故障保护电路，其特征在于还包括由调光信号控制的脉冲控制器调光电路，脉冲控制器的输出耦合到AND门的一个输入，AND门具有来自管控制器的第二个输入，因此，提供脉宽调制的驱动信号驱动放电管。