CN1333609A - 码分多址扩频方法及码分多址终端设备 - Google Patents

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Abstract

CDMA扩频方法和CDMA扩频设备具有以下配置,其中:将控制信道(DPCCH)乘以对应扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0);将第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)乘以对应扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1);将第三数据信道(DPDCH3)乘以对应扩频因子4的第0正交码(Cch、4、0);以及执行多重码复用,以发送它们。

Description

码分多址扩频方法及码分多址终端设备
技术领域
本发明涉及CDMA扩频方法和CDMA终端设备，用于以多重码复用形式发送数据信道和控制信道。
背景技术
第三代移动通信系统采取码分多址(CDMA)系统。利用CDMA系统的终端设备通过计算传输码元以及包括正交码和扰频码的扩展码，将发送信号的频谱扩展为宽带，以发送它们。这些，扩频码速度和传输码元速度之比称之为扩频因子(SF)。
CDMA终端设备通过将不同的扰频码应用于每一用户来识别用户，并通过将正交码应用于每一信道来识别用于单个用户的多个信道。由于每一个信道可发送的最大传输码元的速度是960kbps，扩频码速度是3.84Mcps(每秒码片)，这种情况下的扩频因子为4。此时的信息速度为384kbps。在以大于384kbps信息速度执行发送的情况下，可借助于不同正交码通过多重码复用来执行发送。例如，当数据信道的数目为2时，信息速度变为最大768kbps；而当该数目为3时，信息速度变为最大1152kbps。
图1示出一个多重码复用的配置实例。在CDMA终端设备的一个用户用多重码进行多路复用之后，该配置用于传输控制信道(DPCCH)和三个数据信道(DPDCH1至DPDCH3)。由于控制信道(DPCCH)的传输码元速度为15kbps，其扩频因子为256。另一方面，由于数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的传输码元速度为960kbps，它们的扩频因子为4。
此处，由“Cch、SF及k”(k表示正交码的代码数)表示正交码。通过执行下列操作识别每一信道。亦即，将用于扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)乘以控制信道(DPCCH)；将用于扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1)乘以第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)；以及将用于扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)乘以第三数据信道(DPDCH3)。
正交码的分配符合在“3G TS 25.213 V3.1.1”(1999年12月)，“第三代合伙项目(3GPP)”的技术规范，(见该技术规范的图1和段落4.3.1.2)中所公开的代码编排。
顺便提及，尽管用同一正交码乘以第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)，因为在复平面中I和Q是正交的，可容易地识别这些数据信道。
而且，在图1中，c和d是用于分别调整控制信道(DPCCH)和数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的传输电功率的相对值的参数(增益因子)，并且c和d各自被确定为规定值。例如c为0.26667，d为1.0000。“Sdpch，n”表示稍后将描述的扰频码。借助于c和d执行增益调整的原因是为了使每一个比特的传输数据的能量相等。
图2是用于说明在前述“3GPP”中规定的正交码的示图。在如图所示像树一样排列的正交码中，用于扩频因子4的第0正交码(Cch、4、0)为[1，1，1，1]；用于扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1)为[1，1，-1，-1]；用于扩频因子4的第二正交码(Cch、4、2)为[1，-1，1，-1]；以及用于扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)为[1，-1，-1，1]。顺便提及，用于扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)是一个代码，其中256个“1”一个接着另一个连续，如[1，1，1，1，1…1]，尽管在图2中未示出。
每个正交码的特征在于，在它们的扩频因子相同而它们的数目彼此不同的情况下，它们不具有相关性，由于它们形成形状为如图2所示树状的代码系统，分叉点之前正交码和分叉点之后的正交码具有相关性。由于通过计算每个码片的乘积和来获得相关，例如，如果计算扩频因子4的第0正交码的乘积和以及扩频因子4的第一正交码的乘积之和，结果为1×1＋1×1＋1×-1＋1×-1＝0。因此，可以确定这些代码彼此不具有相关性。
然而，在扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)与扩频因子4的第0正交码(Cch、4、0)之间产生相关性。如果试图通过计算乘积和来确认这一点，乘积和为1×1＋1×1＋1×1＋1×1＝4，从而相关的存在是明显的。
图3是用于说明扰频码(Sdpch，n)的示图。图中的Clong，1，n表示金(Gold)序列，图中的Clong，2，n表示另一相位与Clong，1，n不同的金序列。稀化(thinning)部分300将每第二码片的输入Clong，2，n稀化，并通过重复输出同一码填充空白。例如，如果输入码是[1，-1，-1，1]，则输出为[1，1，-1，-1]。
W0和W1是称为沃尔什旋转体(rotator)的固定复模式的重复。复模式的实部为W0＝[1，1]，其复数部分为W1＝[1，-1]。第一码片的复模式为1＋j，第二码片的复模式为1－j。W0和W1交替地重复复模式1＋j和1－j。例如，在存在复平面上相同座标(1＋j)处连续停留在两个码片上的代码的情况下，它们的相乘结果分为复平面上相位相差90度的座标，这样第一码片中的结果变为(1＋j)×(1＋j)＝j2而第二码片中的结果变为(1＋j)×(1－j)＝2。这一事实表明沃尔什转换体的作用是防止在两个码片之间的迁移中出现自0度的相位变化。
作为另一实例，在存在通过复平面上的原点向点对称座标迁移的代码由此该代码在第一码片中的结果变为(1＋j)而在第二码片中的结果变为(-1－j)的情况下，相乘结果分配给复平面上相位相差90度的座标，这样第一码片中的结果变为(1＋j)×(1＋j)＝j2而第二码片中的结果变为(-1－j)×(1－j)＝-2。这一事实表明沃尔什转换体的作用是防止在两个码片之间的迁移中出现自180度的相位变化。
图4是表示码片之间的相位变化与复平面上脉冲整形之后的轨迹关系的示图。如图所示，在轨迹上产生的峰值在码片之间的相位变化是90度的情况下和在码片之间的相位变化是0度的情况下是不同的，在为度的情况下由于过冲产生的峰值变大。这是用于功率放大的功率放大器的失真的起因。因此，当由于过冲产生的峰值得到阻止时，可减小传输电功率的包络变化，并且减小用于功率放大的功率放大器的线性负担。采用这种扰频码扩频的调制系统被称为混合相移键控(HPSK)。
然而，如果在复平面上存在90度的代码过渡，如第一码片中的(1＋j)和第二码片中的(-1＋j)，作为乘法结果该代码变为第一码片中的(1＋j)×(1＋j)＝j2和第二码片中的(-1＋j)×(1－j)＝j2，然后该代码变为复平面上的相同座标。亦即，两个码片之间的相变变为0度。
而且，作为中另一实例，如果在复平面上存在-90度的代码过渡，如第二码片中的(1＋j)和第二码片中的(1－j)，作为乘法结果该代码变为第一码片中的(1＋j)×(1＋j)＝j2和第二码片中的(1－j)×(1－j)＝-j2。在这种情况下，代码通过复平面上原点，并且两个码片之间的相变变为180度。如上所述，对于由沃尔什旋转体相乘的代码，它们为HPSK的条件是两个码片之间的相变是0度或180度。
然而，前述数据信道的多重码复用存在下列问题。可通过将正交码的I相分量和Q相分量彼此相加以得到复平面上的相位、以及通过检查两个码片之间的相位差，来判定一代码是否满足HPSK的条件。在图1所示的情况下，按下述方式进行判定。
在图1中，在I轴一侧，第一数据信道(DPDCH1)使用扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1)，第三数据信道(DPDCH3)使用扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)。在另一侧，即在Q轴一侧，控制信道(DPCCH)使用扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)，第二数据信道(DPDCH2)使用扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1)。顺便提及，如上所述，由于控制信道(DPCCH)的参数c小于数据信道的参数d，因此，考虑省略控制信道(DPCCH)的正交码(Cch、256、0)。
因此，关于每一正交码在每第三码片的变化方式的研究如下。亦即，对于第一码片，由于第一数据信道是为1，并且第三数据信道为1，实部是1＋2＝2，而由于第二数据信道为1，虚部是1，所以该代码的相位是arctan(1/2)＝26.6度。
对于第二码片，由于第一数据信道为1，并且第三为-1，实部是1－1＝0，而由于第二数据信道为1，虚部是1，所以该代码的相位是arctan(1/0)＝90度。因此，两个码片之间的相位变化为90－26.6＝63.4度。类似地，当研究从第三码片到第四码片的相位变化时，由于相位差是63.4度，可以知道所有前述情形不满足相位差为0度或180度的条件。
按照上述考虑，图1所示配置实例具有这样的问题，当将三个数据信道相乘时，要采用的正交码不满足HPSK条件。因此，可以知道，传输电功率的包络变化的峰值大。
图5示出关于图1所示配置实例的传输电功率峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果。这里的模拟条件如下。亦即，用随机数据作为信息码元，将控制信道(DPCCH)的电功率设置为比数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的电功率低11.48dB。可以知道，在该模拟结果中，峰值功率等于或大于5.4dB的峰值功率以0.1％的概率出现。
采用功率放大的功率放大器存在以下问题。亦即，功率放大器对于超过一定程度的幅度不能保持其输入-输出线性，并且相邻频谱由于非线性失真而增长，相邻信道泄漏功率变大，因此对相邻频带的干扰量变大。所以，为避免相邻信道泄漏功率电平增加，需要改善功率放大器的线性特性。为了这种改进，则会产生像增大其耗散电功率和其热量并且增大其成本这样的问题。前述数据信道的多重码复用系统不可能解决这些问题。
发明内容
考虑前述问题而构思出本发明，本发明的一个目的是提供一种CDMA扩频方法和CDMA终端设备，能够在通过要发送的多重码复用来对控制信道和数据信道进行多路复用时，分配满足HPSK条件的正交码。
本发明的另一目的是提供提供一种CDMA扩频方法和CDMA终端设备，能够以低功耗、小物理配置和低成本实现多重码。
按照本发明的一个方面，通过提供一种数据扩频方法来达到前述的以及其他的目的和优点，该方法用于在借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用之后发送它们，该方法包括下列步骤：接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的第一步骤；产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的第二步骤；用正交码乘以多个数据信道的数据码元的每一个的第三步骤，该正交码是正交码中代码数k为范围0≤k≤(SF/2)－1内的正整数的正交码；以及对在第三步骤中产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的第四步骤。
按照本发明的另一方面，提供一种数据扩频方法，该方法用于在借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用之后发送它们，该方法包括下列步骤：接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的第一步骤；产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的第二步骤；用正交码乘以多个数据信道的数据码元中的每一个的第三步骤，该正交码是正交码中代码数k为(SF/2)≤k≤SF－1范围内的正整数的正交码；以及对在第三步骤中产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的第四步骤。
此外，按照本发明的另一方面，提供一种通信终端设备，用于通过借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用产生多路复用数据，并对包括该多路复用数据的信号进行传输控制，以发送传输信号，该设备包括：用于接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的接收装置；用于产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的正交码产生装置；用于将多个数据信道的数据码元的每一个与正交码相乘的第一乘法装置，该正交码是正交码中代码数k为范围0≤k≤(SF/2)－1内的正整数的正交码；用于对第一乘法装置产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的多路复用数据产生装置；用于通过对包括多路复用数据的信号进行传输控制产生传输信号的传输控制装置；以及输出传输信号的信号输出装置。
按照本发明的另一方面，提供一种通信终端设备，用于通过借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用产生多路复用数据，并对包括该多路复用数据的信号进行传输控制，以发送传输信号，该设备包括：用于接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的接收装置；用于产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的正交码产生装置；用于将多个数据信道的数据码元的每一个与正交码相乘的第一乘法装置，该正交码是正交码中代码数k为范围(SF/2)≤k≤SF－1内的正整数的正交码；用于对第一乘法装置产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的多路复用数据产生装置；用于通过对包括多路复用数据的信号进行传输控制产生传输信号的传输控制装置；以及输出传输信号的信号输出装置。
附图说明
由以下结合附图对本发明优选示范实施例的描述，本发明的上述及其他目的、特征和优点将更明显，附图中：
图1是表示多重码复用配置实例的示图；
图2是表示按3GPP的正交码的示图；
图3是说明用于多重码复用的扰频码的示图；
图4是表示码片之间的相位变化与复平面上脉冲整形之后的轨迹关系的示图；
图5是表示通过多重码复用模拟传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的结果的框图；
图6是表示按照本发明第一实施例的CDMA终端设备的示意性配置的框图；
图7是表示按照第一实施例的CDMA终端设备的码复用部分的配置的示图；
图8是表示按照第一实施例的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果的示图；
图9是表示按照第二实施例的码复用部分的配置的示图；
图10是表示按照第二实施例的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果的示图；
图11是表示按照第三实施例的码复用部分的配置的示图；
图12是表示按照第三实施例的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果的示图。
具体实施方式
以下参照附图详细描述本发明的实施例。<实施例1>
图6是表示按照本发明第一实施例的CDMA终端设备的示意性配置的框图。图中所示的CDMA终端设备1包括：用于进行后面将描述的多重码复用的码复用部分2、用于对包括多路复用码的信号进行传输控制的传输控制部分5、用于对传输信号进行功率放大的功率放大部分6、以及天线7。
码复用部分2包括：正交码产生部分3，用于产生多个具有规定扩频因子(在这种情况下为4)的正交码；以及扰频码产生部分4，用于产生前述扰频码。码复用部分2执行输入数据信道(DPDCH1至DPDCH3)和控制信道(DPCCH)与这些代码的乘法及其他操作。
图7示出按照本发明第一实施例的CDMA终端设备1的码复用部分2的配置。图中所示码复用部分2的基本配置与图1所示多重码复用的配置实例相同。亦即，由于扩频码速度为3.84Mcps，控制信道(DPCCH)的传输码元速度为15kbps，于是扩频因子(SF)为256。而且，由于数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的传输码元速度为960kbps，扩频因子为4。
然而，按照本实施例的码复用部分2与在现有技术部分中描述的多重码复用配置在正交码分配方式上有很大不同。具体地，当用Cch，SF，k(k是正交码的代码数)表示正交码时，将每一信道标识如下。亦即，如图7所示，通过乘法器27使控制信道(DPCCH)与扩频因子256的第0正交码(Cch，256，0)相乘，分别通过乘法器21和25使第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)各自与扩频因子4的第一正交码(Cch，4，1)相乘。然后，通过乘法器23使第三数据信道(DPDCH3)与扩频因子4的第0正交码(Cch，4，0)相乘。
尽管控制信道(DPCCH)和第三数据信道(DPDCH3)，第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)各自被乘以相同的正交码，由于I轴和Q轴在复平面上是彼此垂直的，可以无任何问题地识别每个信道。
通过乘法器22，24，26或28将前述乘法结果进一步用前述传输电功率的相对值调整参数c或d相乘。用加法装置31和32将第一乘法结果相加，于是得到I相分量和Q相分量。然后，为了作为复数值处理I相分量和Q相分量，用乘法器33将Q相分量与j相乘，用加法器35将乘法结果与I相分量相加。
以这种方式获得的信号(I＋jQ)在乘法器36中与扰频码(Sdpch，n)相乘。由于扰频码(Sdpch，n)与参照图3描述的扰频码(Sdpch，n)相同，在此省略其描述。
由于控制信道(DPCCH)的数据的发送时间周期比数据信道(DPDCH)的要长，因此有必要减小控制信道(DPCCH)的传输电功率，以便使每一传输数据比特的能量相等。因此，为了增益调整，用与相对值调整参数d相比较小的值作为传输电功率的相对值调整参数c。
如上所述，由于控制信道(DPCCH)的相对值调整参数c小于数据信道(DPDCH)的相对值调整参数d，为简化起见省略控制信道(DPCCH)的正交码(Cch，256，0)，然后检查每隔一码片每一正交码是如何变化的。亦即，当涉及图2所示正交码时，第一码片中，由于第一数据信道(DPDCH1)为1(第一数据信道(DPDCH1)乘以正交码(Cch、4、1)＝(1，1，-1，-1))，并且第三数据信道(DPDCH3)为1(第三数据信道(DPDCH3)乘以正交码(Cch、4、0)＝(1，1，1，1))，实部为1＋1＝2，以及由于第二数据信道(DPDCH2)为1(第二数据信道(DPDCH2)乘以正交码(Cch、4、1)＝(1，1，-1，-1))，虚部为1。因此，相位是arctan(1/2)＝26.6度。
在第二码片中，由于第一数据信道为1，并且第三数据信道为1，实部是1＋1＝2，而由于第二数据信道为1，虚部是1。所以，在该情况下相位是arctan(1/2)＝26.6度。因此，这两个码片之间的相位变化为26.6－26.6＝0度。
同样，当检查第三码片与第四码片之间的正交码变化时，码片之间的相位变化也是0度。这一事实表明在两种情况下的变化满足HPSK条件。
图8所示示图示出按照第一实施例的码复用的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果。顺便提及，在该情况下的模拟条件与图5所示模拟条件相同。
在图8中，纵轴(对数标度)的CCDF表示超过平均功率的频率速率，在此是在1E-1[％]基础上考虑的，即0.1[％]。因此，在本实施例1的情况下，从图8所示模拟结果得知，以0.1％的概率产生等于或大于4.9dB的峰值功率。这表明与图5所示概率相比有0.5dB的改善。
如上所述，按照本实施例，通过将扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)分配给控制信道(DPCCH)，并将扩频因子4的第一正交码(Cch、4、1)分配给第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)，以及进一步将扩频因子4的第0正交码(Cch、4、0)分配给第三数据信道(DPDCH3)，来执行乘法，以执行多重码复用，于是这些正交码满足HPSK条件，可减小传输电功率包络变化的峰值。
尽管在本实施例中描述了扩频因子为4的情形，本发明不限于该情形，本发明可应用于其他扩频因子的情形。现在，当将扩频因子一般表示为SF时，具有代码数k为范围0≤k≤(SF/2)－1内的正整数的正交码被选择作为乘以每个数据信道的正交码。如果检查扩频因子为4的情况，由于SF/2－1＝1，k＝0或1，这符合前述本实施例。
而且，由于传输电功率包络变化的峰值未变得过大，可获得如下优点，由于用于CDMA终端设备的功率放大的功率放大器的非线性失真而带来的相邻频谱增长被减小，以减小相邻信道的泄漏功率。
而且，由于通过减小相邻信道泄漏功能电平解决了现有技术部分描述中所描述的设备具有的问题，如电功耗和为改善功率放大器线性的热量增大以及成本的增加，所以有可能提供具有较小尺寸的CDMA终端设备，其消耗较低电功率并可以低成本制造。<实施例2>
以下，描述本发明的第二实施例。顺便提及，由于按照本实施例的CDMA终端设备的配置与图6所示前述实施例1的CDMA终端设备相同，省略对该配置的描述和图示说明。
图9示出按照本实施例的CDMA终端设备的码复用部分。在图9中，用相同的参考标记指定与图7所示实施例1的码复用部分相同的配置单元。因此，由于其扩频码速度为3.84Mcps，并且控制信道(DPCCH)的传输码元速度为15kbps，扩频因子为256。而且，由于数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的传输码元速度为960kbps，扩频因子为4。
按照本实施例的码复用部分中正交码的分配方法如下。亦即，将扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)分配给控制信道(DPCCH)，并将第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)乘以扩频因子4的第二正交码(Cch、4、2)，以及进一步将第三数据信道(DPDCH3)乘以扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)，以识别每一信道。
顺便提及，尽管控制信道(DPCCH)和第三数据信道(DPDCH3)、第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)各自被乘以相同的正交码，由于I轴和Q轴在复平面上是彼此正交的，可以容易地识别这些数据信道。
关于用于传输电功率调整的参数maydc，由于控制信道(DPCCH)的参数c小于数据信道的参数d，为简化起见省略控制信道的正交码，然后检查每隔一码片每一其他正交码是如何变化的。在本实施例的情况下，在第一码片中，由于第一数据信道(DPDCH1)为1(第一数据信道(DPDCH1)乘以正交码(Cch、4、2)＝(1，-1，1，-1))，并且第三数据信道(DPDCH3)为1(第三数据信道(DPDCH3)乘以正交码(Cch、4、3)＝(1，-1，-1，1))，实部为1＋1＝2，以及由于第二数据信道(DPDCH2)为1(第二数据信道(DPDCH2)乘以正交码(Cch、4、2)＝(1，-1，1，-1))，虚部为1。因此，相位是arctan(1/2)＝26.6度。
在第二码片中，由于第一数据信道是为-1，并且第三数据信道为-1，实部是-1－1＝-2，而由于第二数据信道为-1，虚部是-1。所以，相位是arctan(1/2)－π＝-153.4度。因此，这两个码片之间的相位变化为26.6－(-153.4)＝180度。
同样，当检查第三码片与第四码片之间的正交码变化时，由于码片之间的相位变化是180度，在前述两种情况均满足HPSK条件。
图10所示示图示出按照第二实施例的码复用的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果。该情况下的模拟条件与现有技术部分描述中所描述的前述模拟的条件相同。
按照模拟结果，以0.1％的概率产生等于或大于4.95dB的峰值功率。这表明改进量小于前述实施例1中的模拟结果，然而与图5所示前述多重码复用的概率相比该概率有0.45dB的改善。
如上所述，按照本实施例，通过将扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)分配给控制信道(DPCCH)，并将扩频因子4的第二正交码(Cch、4、2)分配给第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)，以及进一步将扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)分配给第三数据信道(DPDCH3)，来执行乘法，以执行多重码复用，于是这些正交码满足HPSK条件，由此可减小传输电功率包络变化的峰值。
尽管在本实施例中描述了扩频因子为四的情形，本发明不限于该情形，本发明可应用于其他扩频因子的情形。现在，当将扩频因子一般表示为SF时，具有代码数k为范围(SF/2)≤k≤SF－1内的正整数的正交码被选择作为乘以每个数据信道的正交码。如果检查扩频因子为4的情况，由于SF/2＝2且SF－1＝3，k＝2或3，这符合前述本实施例。
而且，如同在前述第一实施例中，由于消除了CDMA终端设备的功率放大器的非线性失真，相邻信道的泄漏功率变小，从而能够提供具有较小尺寸并消耗较低电功率的CDMA终端设备，而且因此可以低成本制造。<实施例3>
以下，描述本发明的第三实施例。顺便提及，由于按照本实施例的CDMA终端设备的配置与图6所示前述第一实施例的CDMA终端设备相同，省略对该配置的描述和图示说明。
图11示出按照本实施例的CDMA终端设备的码复用部分。在图11中，用相同的参考标记指定与图7所示实施例1的码复用部分相同的配置单元。因此，由于其扩频码速度为3.84Mcps，并且控制信道(DPCCH)的传输码元速度为15kbps，扩频因子为256。而且，由于数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的传输码元速度为960kbps，扩频因子为4。
在按照本实施例的码复用部分中按如下方式分配正交码。亦即，将控制信道(DPCCH)乘以扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)；将第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)乘以扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)，以及将第三数据信道(DPDCH3)乘以扩频因子4的第二正交码(Cch、4、2)，以识别每一信道。
顺便提及，尽管控制信道(DPCCH)和第三数据信道(DPDCH3)、第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)各自被乘以相同的正交码，由于I轴和Q轴在复平面上是彼此正交的，可以容易地识别这些数据信道。
如上所述，关于用于传输电功率调整的参数maydc，由于控制信道(DPCCH)的参数c小于数据信道数据信道(DPDCH1至DPDCH3)的参数d，为简化起见省略控制信道控制信道(CPCCH)的正交码(Cch、256、0)，然后检查每隔一码片每一其他正交码是如何变化的。因此，在第一码片中，由于第一数据信道(DPDCH1)为1(第一数据信道(DPDCH1)乘以正交码(Cch、4、3)＝(1，-1，-1，1))，并且第三数据信道(DPDCH3)为1(第三数据信道(DPDCH3)乘以正交码(Cch、4、2)＝(1，-1，-1，-1))，实部为1＋1＝2，以及由于第二数据信道(DPDCH2)为1(第二数据信道(DPDCH2)乘以正交码(Cch、4、3)＝(1，-1，-1，1))，虚部为1。因此，相位是arctan(1/2)＝26.6度。
在第二码片中，由于第一数据信道是为-1，并且第三数据信道为-1，实部是-1－1＝-2，而由于第二数据信道为-1，虚部是-1。所以，相位是arctan(1/2)－π＝-153.4度。因此，这两个码片之间的相位变化为26.6－(-153.4)＝180度。
同样，当检查第三码片与第四码片之间的正交码变化时，由于码片之间的相位变化是180度，在前述两种情况均满足HPSK条件。这一事实直接与传输电功率的包络变化的峰值下降相关。
图12所示示图示出按照第三实施例的码复用的传输电功率的峰值功率与平均功率之比的统计分布的模拟结果。该情况下的模拟条件与现有技术部分描述中所描述的前述模拟的条件相同。
在本第三实施例的模拟结果中，由于以0.1％的概率产生大于5.0dB的峰值功率，尽管改进量小于第一实施例中的模拟结构，与图5所示前述多重码复用的概率相比该概率被改善0.4dB。
如上所述，按照本实施例，通过将扩频因子256的第0正交码(Cch、256、0)分配给控制信道(DPCCH)，并将扩频因子4的第三正交码(Cch、4、3)分配给第一数据信道(DPDCH1)和第二数据信道(DPDCH2)，以及进一步将扩频因子4的第二正交码(Cch、4、2)分配给第三数据信道(DPDCH3)，来执行乘法，以执行多重码复用，于是这些正交码满足HPSK条件，现时可减小传输电功率包络变化的峰值。在第三实施例中，概括乘以每一信道的正交码的表达式与第二实施例的表示式相同。
而且，如同前述第一实施例和第二实施例，由于前述效果相邻信道泄漏功率变小，因此能够提供电功耗低且尺寸小的CDMA终端设备，并还可以低成本制造。
顺便提及，虽然在本实施例中控制信道用于配置多路复用数据(I＋jQ)的虚部，本发明不限于这种情形，控制信息也可用于配置多路复用数据的实部。
如上所述，按照本发明，借助于正交码对多个数据信道和控制信道执行多重码复用，该正交码具有代码数k，其为在范围0≤k≤(SF/2)－1内的正整数，并具有相同扩频因子(SF)，因此要使用的正交码满足HPSK条件，并且还可防止传输电功率的包络变化变得过大。
此外，按照本发明，借助于正交码对多个数据信道和控制信道执行多重码复用，该正交码具有代码数k，其为在范围(SF/2)≤k≤SF－1内的正整数，并具有相同扩频因子(SF)，因此要使用的正交码满足HPSK条件，并且还可防止传输电功率的包络变化变得过大。
而且，按照本发明，由于用于功率放大的功率放大器的非线性失真而带来的相邻频谱增长被减小，从而解决了如电功耗和为改善功率放大器线性的热量增大以及成本的增加一类的问题，所以有可能提供消耗较低电功率并具有较小尺寸的CDMA终端设备，且可以低成本制造该设备。
虽然详细说明的实现本发明的优选实施例，本领域技术人员会意识到存在实施本发明的各种替换设计和实施例。
这些替换实施例位于本发明的范围之内。因此，本发明的范围为所附权利要求限定的范围。

Claims (24)

1.一种数据扩频方法，用于在借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用之后发送它们，该方法包括下列步骤：
接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的第一步骤；
产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的第二步骤；
用正交码乘以多个数据信道的数据码元的每一个的第三步骤，该正交码是正交码中代码数k为0≤k≤(SF/2)－1范围内的正整数的正交码；以及
对在第三步骤中产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的第四步骤。
2.如权利要求1所述的数据扩频方法，所述方法还包括：
将多路复用数据与扰频码相乘产生加扰数据的第五步骤。
3.如权利要求1所述的数据扩频方法，所述方法还包括：
用于将控制信道的数据码元乘以对应控制信道的正交码的第六步骤，其中
在所述第四步骤，在所述第三步骤和所述第六步骤产生的乘法结果被多路复用。
4.如权利要求3所述的数据扩频方法，其中：
扩频因子SF为4；以及
在所述第三步骤，将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第一正交码，第三数据信道乘以对应扩频因子4的第0正交码。
5.如权利要求4所述的数据扩频方法，其中：
在所述第六步骤，将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
6.一种数据扩频方法，用于在借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用之后发送它们，该方法包括下列步骤：
接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的第一步骤；
产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的第二步骤；
用正交码乘以多个数据信道的数据码元的每一个的第三步骤，该正交码是正交码中代码数k为(SF/2)≤k≤SF－1范围内的正整数的正交码；以及
对在第三步骤中产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的第四步骤。
7.如权利要求6所述的数据扩频方法，所述方法还包括：
用于通过将多路复用数据乘以扰频码产生扰频数据的第五步骤。
8.如权利要求6所述的数据扩频方法，所述方法还包括：
用于将控制信道的数据码元乘以对应控制信道的正交码的第六步骤，其中
在所述第四步骤，在所述第三步骤和所述第六步骤产生的乘法结果被多路复用。
9.如权利要求8所述的数据扩频方法，其中：
扩频因子SF为4；以及
在所述第三步骤，将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第二正交码，第三数据信道乘以对应扩频因子4的第三正交码。
10.如权利要求9所述的数据扩频方法，其中：
在所述第六步骤，将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
11.如权利要求8所述的数据扩频方法，其中：
扩频因子SF为4；以及
在所述第三步骤，将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第三正交码，第三数据信道乘以对应扩频因子4的第二正交码。
12.如权利要求11所述的数据扩频方法，其中：
在所述第六步骤，将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
13.一种通信终端设备，用于通过借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用产生多路复用数据，并对包括该多路复用数据的信号进行传输控制，以发送传输信号，该设备包括：
用于接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的接收装置；
用于产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的正交码产生装置；
用于将多个数据信道的数据码元的每一个与正交码相乘的第一乘法装置，该正交码是正交码中代码数k为范围0≤k≤(SF/2)－1内的正整数的正交码；
用于对第一乘法装置产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的多路复用数据产生装置；
用于通过对包括多路复用数据的信号进行传输控制产生传输信号的传输控制装置；以及
输出传输信号的信号输出装置。
14.如权利要求13所述的通信终端设备，所述设备还包括：
扰频数据产生装置，用于通过将多路复用数据与扰频码相乘产生加扰数据。
15.如权利要求13所述的通信终端设备，所述设备还包括：
第二乘法装置，用于将控制信道的数据码元乘以对应控制信道的正交码，其中
所述多路复用数据产生装置将所述第一乘法装置与所述第二乘法装置产生的乘法结果进行多路复用。
16.如权利要求15所述的通信终端设备，其中：
扩频因子SF为4；以及
所述第一乘法装置将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第一正交码，将第三数据信道乘以对应扩频因子4的第0正交码。
17.如权利要求16所述的通信终端设备，其中：
所述第二乘法装置将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
18.一种通信终端设备，用于通过借助于正交码对多个数据信道(DPDCHn：n表示信道号)和控制信道(DPCCH)执行多重码复用产生多路复用数据，并对包括该多路复用数据的信号进行传输控制，以发送传输信号，该设备包括：
用于接收多个数据信道以及控制信道的数据码元的接收装置；
用于产生具有相同扩频因子(SF)的正交码的正交码产生装置；
用于将多个数据信道的数据码元的每一个与正交码相乘的第一乘法装置，该正交码是正交码中代码数k为范围(SF/2)≤k≤SF－1内的正整数的正交码；
用于对第一乘法装置产生的乘法结果进行多路复用以产生多路复用数据的多路复用数据产生装置；
用于通过对包括多路复用数据的信号进行传输控制产生传输信号的传输控制装置；以及
输出传输信号的信号输出装置。
19.如权利要求18所述的通信终端设备，所述设备还包括：
扰频数据产生装置，用于通过将多路复用数据与扰频码相乘产生加扰数据。
20.如权利要求18所述的通信终端设备，所述设备还包括：
第二乘法装置，用于将控制信道的数据码元乘以对应控制信道的正交码，其中
所述多路复用数据产生装置将所述第一乘法装置与所述第二乘法装置产生的乘法结果进行多路复用。
21.如权利要求20所述的通信终端设备，其中：
扩频因子SF为4；以及
所述第一乘法装置将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第二正交码，将第三数据信道乘以对应扩频因子4的第三正交码。
22.如权利要求21所述的通信终端设备，其中：
所述第二乘法装置将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
23.如权利要求20所述的通信终端设备，其中：
扩频因子SF为4；以及
所述第一乘法装置将第一数据信道和第二数据信道各自乘以对应扩频因子4的第三正交码，将第三数据信道乘以对应扩频因子4的第二正交码。
24.如权利要求23所述的通信终端设备，其中：
所述第二乘法装置将控制信道乘以对应扩频因子256的第0正交码。
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