CN1319938A - 电源单元 - Google Patents

Abstract

可以通过减小反馈增益执行稳定的反馈控制的电源设备,可对付由于发动机旋转速度的波动引起的输出电压的波动。可变控制桥电路连接到发电机的三相输出绕组产生提供给负载的单相交流电。检测电路检测交流电压的有效值。参考有效电压值产生电路产生参考有效电压。目标波形成电路形成目标波。开启角控制装置执行可变控制桥电路的转换控制。旋转波动检测电路检测旋转速度的波动。增益调节电路产生反向特性信号。比较器根据反向特性信号校正目标波的幅值。

Description

电源单元

本发明涉及产生具有商用频率或类似的频率的单相交流(AC)功率的电源设备。

将小型发动机与同步发电机结合在一起的电源设备，例如，传统地广泛用于紧急情况，室外作业，休闲娱乐等等。

在这种传统的电源设备中，输出频率取决于发动机的旋转速度。因此，在双极发电机的情况下，为了得到50Hz(或60Hz)的AC输出，发动机的旋转速度需要保持在3000rpm(每分钟转数)(或3600rpm)，即相对低的旋转速度，这就降低了电源设备的工作效率，还必须设计发电机为较大的尺寸，从而导致电源设备总体重量的增加。

为了克服这种不便，所谓的逆变器发电机已经由本发明的受让者提出来了，即在日本专利公开(Kokoku)No7-67229和(Kokai)No4-355672中，它是这样构成的，即发动机工作在相对高的旋转速度下，以从发电机得到高的AC功率，该AC电源一次转换成直流电，然后由逆变器将该直流电转换成具有商用频率的交变电流。

该传统的逆变器发电机需要提供两个功率转换块，即一次将交流功率转换成直流功率的AC-DC转换块，和将直流功率转换成具有预定频率的交流功率的DC-AC转换块，以及暂时存储直流功率的电路。因此必须使用大量贵重的功率电路元件。这就使得减小发电机的尺寸变得困难，和导致制造成本的增加。

为了解决上述的问题，所谓的循环换流器发电机在商业上变为可能。其中，循环换流器与发电机一道使用，以直接将发电机产生的高频交流功率(该发电机工作在相当高的发动机旋转速度下，因此产生交流功率的交流频率高于商用频率)转换成具有预定商用频率的交流功率，而不需要完成交流对直流的转换。

在传统的循环换流器发电机中，由于由发电机产生的交流功率直接转换成具有预定频率(商用频率)的交流功率，不需要有一次如上所述的转换成直流电，为了便捷地减小由于输入电压快速的变化引起的输出电压上的不适当的波动，这是当循环换流器发电机工作在其发电机具有较小的容量的情况下必然要发生的，或更具体地说，当电源设备在无负载与有负载状态间转换时，发生了输出电压中的不适当的波动，简言之，为了减小输出电压调节，电源设备需要很大的反馈增益。

因此，如果传统的控制方法，或更具体地说，用简单的输出电压波形的反馈减小输出电压调节的方法，应用到上述的传统的循环换流器发电机上，需要很大的反馈增益，如上所述，它完成稳定控制发电机是困难的。

一种解决上述问题的可能是改进循环换流器发电机，使得在输出电压的预定数目的重复周期上检测输出电压的有效值，在检测的输出电压有效值的基础上进行反馈控制，从而减小反馈增益能够使发电机执行稳定的反馈控制。

如上所述的改进循环换流器发电机能充分地应付当电源设备在无负载与有负载状态间转换时发生的输入电压中的快速变化引起的输出电压的波动。然而，由工作在相对高的变化的旋转速度的发动机驱动发电机产生交流功率，和该交流功率直接转换成具有预定频率(商用频率)的交流功率，不需要转换成直流电。因此，不可能使发电机充分应付由于发动机旋转速度波动引起的输入电压波动产生的输出电压的波动。即使通过限定输出电压的重复周期数目为1检测输出电压的有效值，这种不便也不能消除，这是由于每个重复周期检测输出电压有效值的时间周期比由于发动机旋转速度变化引起的输出电压变化中的时间周期显著地长。更具体地说，假定单缸四行程发动机以3600rpm转速驱动发电机，额定负载连接到电源设备，在发动机爆发冲程期间，发动机旋转速度从3600rpm变化接近±150rpm。在发动机旋转速度变化的这个范围内，特别是在发动机的爆发冲程，其间发动机的旋转速度在接近5毫秒时间周期以连续上升的明显梯度发生变化。另一方面，假定循环换流器发电机的交流输出的频率是商用频率，即50Hz，检测每个重复周期输出电压的有效值的时间周期是20毫秒。这意味着，当检测到完成有效反馈的控制系数时，对于这个控制系数的发动机旋转速度变化已经结束，因此即使基于检测每个重复周期输出电压的有效值的方法不能使电源设备充分地应付由于发动机旋转速度的波动引起的输入电压中的波动从而发生在输出电压中的波动。

本发明的一个目的在于提供一种电源设备，它能够通过减小反馈增益，完成稳定的反馈控制，同时充分地应付由于作为电源设备的驱动源的发动机旋转速度的波动引起的输入电压中的波动而发生在输出电压中的波动。

为了达到上述目的，本发明提供的电源设备包括：

发动机；

由所述发动机驱动，具有三相输出绕组的三相发电机；

连接到三相发电机的三相输出绕组并以反并联方式彼此连接以形成用于产生提供给负载的单相交流电流的循环换流器的一对可变控制桥电路；

检测由一对可变控制桥电路产生的单相交流电压的有效值的有效电压值检测装置；

用于产生控制单相交流电流的参考有效电压的参考有效电压发生装置；

目标波形成装置，其所形成的目标波用于使通过有效电压值检测装置检测的单相交流电压的有效值接近参考有效电压发生装置产生的参考有效电压；

用于基于目标波形成装置形成的目标波执行可变控制桥电路对的转换控制的控制装置，使得可变控制桥电路对交替地转换，以工作单相交流的每半个重复周期；

用于在其旋转周期内检测发动机的旋转速度波动的旋转波动检测装置；

反向特征信号产生装置，它用以产生反向特征信号，该信号具有与旋转波动检测装置检测的发动机的旋转速度中的波动特征相反的特征；

和基于反向特征信号产生装置产生的反向特征信号，校正目标波的幅值的校正装置。

有效电压值检测装置最好是检测单相交流电压预定数量的重复周期上的有效值。

单相交流电压的重复周期的预定数最好是一个重复周期。

电源设备最好包括形成与发电机输出频率同步的同步信号的同步信号形成电路，和该旋转波动检测电路，基于从同步信号形成电路传送的同步信号，检测发动机的旋转速度中的波动。

三相发电机最好是具有永磁转子的永磁发电机。

本发明的上述的和其它的目的，特点和优点，从下面结合附图所作的详细的描述可以清楚地看到。

图1是表示根据本发明的实施例的电源设备整个方案的示意性方框图；

图2A是图1中的交流发电机的横截面示图；

图2B是交流发电机的纵截面示图；

图3是表示图1中的循环换流器的结构电路图；

图4是表示同步信号形成电路18的示例的电路图；

图5是表示U相位，V相位和W相位间电压变化的定时图，每一个出现在图6A至6D或图7中，以及光电耦合器的开启定时和可控硅栅极的打开定时；

图6A是表示当每个可控硅以120度的开启角开启时所呈现的正变换的输出波形的示图；

图6B是表示当每个可控硅以120度的开启角开启时所呈现的负变换的输出波形的示图；

图6C是表示当每个可控硅以60度的开启角开启时所呈现的正变换的输出波形的示图；

图6D是表示当每个可控硅以60度的开启角开启时所呈现的负变换的输出波形的示图；

图7是为表示控制可控硅的开启角产生的参考锯齿波的示图；

图8是当开启角控制在120度至-60度范围内时，用于解释要解决的问题的示图；和

图9A至9D是用于解释为除去发动机旋转速度波动引起的输出电压中的波动的本实施例所用的方法的示图。

下面将参照说明书附图描述本发明。

图1表示出本发明的实施例的电源设备的整个方案。

在这个图中，数字1和2表示单独绕在交流发电机的定子上的输出绕组，也就是数字1表示三相主输出绕组(此后称为“三相主线圈”)，数字2表示三相辅助输出绕组(此后称为“三相副线圈”)。

图2A和图2B分别表示交流发电机结构的纵向剖和横向剖的截面图。该三相主线圈1是在区域A1内形成的21个磁极的线圈，三相副线圈2是在区域A2内形成的三个磁极的线圈。转子B是由8对永磁磁极形成，由没有示出的内燃机驱动旋转。转子R还用作发动机的飞轮。

再次参照图1，三相主线圈1有三个输出端子U,V和W，它们分别连接到循环换流器CC的正和负换流器BC1和BC2的各自的输入端子U,V和W。

图3示出了图1中出现的循环换流器CC的结构。如图中所示，该循环换流器CC包含12个可控硅SCRK±(K=1,2,3,,,,,6)，用6个可控硅SCR+构成传送正电流的桥电路BC1(此后称为正换流器)，用剩下的6个可控硅SCR-构成传送负电流的另一个桥电路BC2(此后称为负换流器)。

当连接到循环换流器CC的具有24个磁极(它们中的三个用作产生控制可控硅SCRK±各自的栅极的同步信号)的三相发电机被发动机驱动时，发动机的曲轴的每一次旋转三相交流的8个周期提供给循环换流器CC。如果发动机的旋转速度设定在1200rpm-4500rpm范围内(相当于20Hz-75Hz的范围)从发电机输出的三相交流输出的频率是160Hz至600Hz，它是发动机的旋转速度的8倍。

再次参照图1，三相主线圈1的三个输出端子U,V和W，如前所述，连接到循环换流器CC的正和负换流器BC1和BC2每一个的分别的输入端子U,V和W。循环换流器CC的输出端连接到LC滤波器3，以除去循环换流器CC输出的电流中的谐波分量。LC滤波器3的输出端连接到输出电压检测电路5，用以检测从LC滤波器3传送来的除去谐波分量的输出电流的电压。该输出电压检测电路5具有连接到LC滤波器3的正输入端和连接到电源设备的控制系统的地GND的负输入端，从而从输出电压检测电路5的正和负输入端得到单相输出。

输出电压检测电路5具有连接到计算从电路5输出的电压每个重复周期的有效值的有效电压值计算电路8的输出端。电路8具有连接到比较器9的负输入端的输出端。连接到比较器9的正输入端的是参考有效电压值发生电路10，该电路10用以产生由电源设备产生的参考电压的有效值(参考有效电压值)比较器9具有连接到控制函数计算电路11的输出端，该电路11根据比较器9的比较结果计算控制函数，诸如线性函数。

控制函数计算电路11有一个连接到控制目标波形成电路14输出的目标波幅值的幅值控制电路12的一个输入端的输出端。该幅值控制电路12有另一个连接到比较器20的输出端的输入端，该比较器输出从参考正弦波形成电路13输出的具有50Hz或60Hz商用频率的正弦波与输出电压检测电路5输出的检测电压之间的差(或对应该差的值)。幅值控制电路12响应从控制函数计算电路11输出的控制函数和从比较器20输出的差，输出控制目标波的幅值的幅值控制信号。

幅值控制电路12具有一个连接到响应来自电路12的幅值控制信号产生目标波的目标波形成电路14的输出端。该目标波形成电路14具有一个连接到比较器21的正输入端的输出端。另一方面，根据来自同步信号形成电路18的同步信号，检测发动机的旋转速度中的波动的旋转波动检测电路22具有连接到增益调节电路23的输出端。该增益调节电路23调节由旋转波动检测电路22输出的电平，也就是产生反向特性信号，该信号是调节由旋转波动检测电路22输出的幅值形成的，导致的反向特性信号具有与发动机旋转速度中的波动的特性相反特性，用于目标波幅值变化中，和给比较器1的负输入端输入反向特性信号。该比较器21有连接到开启角控制装置15的输出端，以控制构成循环换流器CC的可控硅SCRK±的每一个栅极的开启角，该输出端还连接到比较器16的正输入端。

开启角控制装置15包括控制正换流器BC1(此后称“正栅”)的可控硅SCRK+的栅极的开启角的正栅控制装置15a，和控制负换流器BC2(此后称“负栅”)的可控硅SCRK-的栅极的开启角的负栅控制装置15b。

该正和负栅控制装置15a和15b每一个有6个比较器(未示出)，它们的每一个比较目标波与同步信号(参考锯齿波)，见后述，当两个波一致时，开启对应的栅。

比较器16有连接到输出电压检测电路5的输出端的负输入端和连接到正栅控制装置15a和负栅控制装置15b的输出端。比较器16比较输出电压检测电路5输出的电压与目标波，而且选择地输出高(H)电平信号和低(L)电平信号，这取决开比较的结果。

当H电平信号从比较器16输出时，该正栅控制装置15a使能，而负栅控制装置15b则使不能。另一方面，当L电平信号从比较器16输出时，正栅控制装置15a使不能，而负栅控制装置15b使能。

三相副线圈2的输出端连接到同步信号形成电路18。

图4示出了同步信号形成电路18的结构，如图所示，电路18是由6个光电耦合器PCK(K=1,2,3,,,,6)和6个二极管DK(K=1,2,,,,,6)构成。

从三相副线圈2得到的三相交变电流的分量(即U相位电流，V相位电流和W相位电流)提供给由分别的6个光电耦合器PCK的初级光发射二极管(LED’s)和6个二极管DK构成的三相全波桥式整流器FR。由三相全波整流器三相交流全波整流的直流分量通过初级光发射二极管变换成光，然后光由未示出的与光电耦合器PCK的初级光发射二极管关连的次级光电传感器转换成电流，简言之，对应由三相全波整流器FR三相交流全波整流的电流从次级光电传感器输出。该电流用以形成用于控制可控硅SCRK±的每一个的栅极的相位控制角(开启角)α的具有例如锯齿波形的同步信号，下文将详细描述。

图5示出了图3或4所示的三相交流电的U,V和W相各个对间的线到线电压变化和光电耦合器PCK的“开启”的定时。

假设，线到线电压(U-V,U-W,V-W,V-U,W-U和W-V)如图5中所示变化，从三相全波整流器FR输出的全波整流的波形具有从主线圈得到的每个线到线电压波形的六分之一的重复周期。例如，当U-V电压在60至120度相位角范围内，该U-V电压是所有的线到线电压的最高值，光电耦合器PC1和PC5成对地开启(其它的光电耦合器关断)。从而在对应U-V电压的电压处三相全波整流器电路FR输出电流。也就是，在对应所有线到线电压的最大值的电压处三相全波整流器电路FR输出电流，使得输出电压的重复周期对应60度相位角，因此，等于主线圈的三相输出电压的重复周期的六分之一，主线圈对应360度的相位角。

图5还示出了每个可控硅SCRK±的栅极开启(打开)的可控定时范围，它设定为对应的线到线电压的120度到0度的相位角范围，具有每个栅的开启定时的两个示例，每个栅用阴影部分表示(即开启角为120度和60度)，以后将描述。

根据这个定时，正向换流器SC1的栅极被开启从这里输出电流，并且每个反向换流器BC2的栅极被开启以吸取电流。

无须要说，该栅极不需要在可控范围的选择部分保持连续开启，但是在由阴影部分(即对应120度和60度的一个开启角)表示定时的预定脉中的应用可以使与上述相同的操作被执行。

图6A至6D示出了当正和负换流器BC1和BC2的可控硅SCRK±在分别的开启角120度和60度开启时得到的循环换流器的输出波形的示例。

图6A示出了当在120度开启角α正换流器BC1的每个可控硅SCRK+开启时，得到的循环换流器CC的输出波形，图6B示出了当在120度开启角α负换流器BC2的每个可控硅SCRK-开启时，得到的输出波形。另一方面，图6C示出了当在60度开启角α正换流器BC1的每个可控硅SCRK+开启时，得到的输出波形，图6D示出了当在60度开启角α负换流器BC2的每个可控硅SCRK-开启时，得到的循环换流器CC的输出波形。

当在120度开启角α正换流器BC1的每一个可控硅SCRK+开启时，如图6A所示，循环换流器CC的输出波形表现出全波整流波形。当在60度开启角α正换流器BC1的每一个可控硅SCRK+开启时，如图6C所示，输出波形包含大量的谐波成分，这些谐波成分可以由连接到循环换流器CC的输出端的低通滤波器除掉，所以以平均电压输出电流。如前所述，假定提供给循环换流器的电源是具有24个磁极的三相发电机，发动机的旋转速度设定在3600rpm，谐波分量的基波频率由下列方程给出：

60Hz(=3600rpm)×8(-谐波)×3(相位)×2(半波(=1全波))=2.28KHz

另外，通过在0度至120度的范围内改变正向换流器BC1的每个可控硅的开启角α，循环换流器CC可以产生所希望的正电压，它具有在0至正全波整流的电压范围内的平均电压。通过用相同的方法改变负换流器BC2的每个可控硅的开启角α，循环换流器CC可以产生所希望的负电压，它具有在0至负全波整流的电压范围内的平均电压。

接下来将描述控制开启角α的方法。

图7示出了为控制循环换流器的可控硅的开启角α所产生的参考锯齿波。在图中所示的参考锯齿波根据分别检测到的，即从图4中所示的光电耦合器PCK的第二传感器取出的电流产生的。

控制正换流器BC1的可控硅SCRK+的参考锯齿波，例如，是一个在120度至-60度相位角范围内变化电压，以及假设在相位角0度是0V的波形。每个参考锯齿波与相邻的参考锯齿波具有60度的相位差，它们分别顺序对应可控硅SCRK+，即SCR1+,SCR6+,SCR2+,SCR4+,SCR3+，和SCR5+的。

另一方面，控制负换流器BC2的可控硅SCRK-的参考锯齿波，例如，是一个与可控硅SCRK+的锯齿波相对于水平0电压线是对称的波形，即与可控硅SCRK+的锯齿波有180度的相位差。与正换流器BC1类似，每个参考锯齿波与相邻的参考锯齿波具有60度的相位差，它们分别顺序对应可控硅SCR1-,SCR6-,SCR2-,SCR2-,SCR3-，和SCR5-。

因此12个锯齿波提供控制正和负换流器BC1和BC2的可控硅SCRK±的各参考锯齿波。这些锯齿波用12个信道中提供的未示出的比较器与目标波比较，而且每个锯齿波与目标波的交点确定对应每个可控硅SCRK±的开启角。

由于使用正弦波作为目标波，从而正弦地变化开启角α，它可以从循环换流器CC中得到正弦输出的波形。

在图7中，开启角的可控范围从图5中所示的120度至0度的范围扩展到120度至-60度的范围。该开启角的可控范围扩展的原因如下：

在120度至0度的开启角控制范围的传统的循环换流器CC中，如果当容性负载连接到它的输出端和同时正电位出现在负载端，循环换流器CC的输出电压被控制减小，这里出现了每个可控硅SCRK±的开启角与输出电压间的不连续的关系，它将不可能稳定输出电压。也就是，当正电位出现在负载端时，减小输出电压，需要在负载端吸收正电荷。在传统的循环换流器中，由于开启角α控制在限定的范围120度至0度间，它不可能使正换流器BC1在负载端吸收正电荷，因此负换流器BC2不得不吸收它。当负换流器BC2吸收正电荷时，由于从负换流器BC2输出的电压如上所述能从负的全波整流电压变化到0V，在负载端正的电荷突然降到0V，引起输出电压的不连续。如果开启角的可控范围扩展到120度至-60度，就可能由负换流器BC2吸收正电荷，使得实现输出正电压，从而没有不连续出现在输出电压上，使得能够保障控制的稳定。

然而，如果如图8所示，可控范围扩展到负端，正和负换流器BC1和BC2的输出范围彼此重叠，所以在目标波r和每个锯齿波间出现两个交叉点TO1和TO2，因此不可能判断应当选择正和负转换器BC1和BC2的那一个以开启对应可控硅SCRK±中的一个的栅极。为了解决这个问题，在本实施例中根据比较器16的比较结果，选择正和负转换器BC1和BC2中的一个。

再来参照图1，同步信号形成电路18的输出端连接到正栅控制装置15a和负栅控制装置15b。同步信号形成电路18与正和负栅控制装置15a和15b间的连接线各自由6个信号线形成，它们连接到栅极控制装置15a和15b的每一个的6个比较器中分别对应的一个，在图7中所示的定时，分别提供它们以具有参照图7描述的延伸锯齿波部分的锯齿波。

正栅控制装置15a的6个比较器的输出端连接到分别对应正转换器BC1的可控硅SCRK+的一个的栅极，同时负栅控制装置15b的6个比较器的输出端连接到分别对应负转换器BC2的可控硅SCRK-的一个的栅极。

虽然在本实施例中，同步信号形成电路18构成的使得响应从三相副线圈2输出的三相输出形成同步信号(参考锯齿波)，这不是限定的，而是单相副线圈也可以使用以替代三相副线圈2，以响应单相输出形成同步信号。

接下来将描述如上结构的电源设备的工作。

随着转子R由发动机的旋转所驱动，如上所述，在三相主线圈1的三相输出端子间产生电压。于是，作为每个可控硅SCRK±的每个栅由开启角控制装置15开启，该循环换流器CC输出电流，滤波器3从电流中除去谐波分量。输出电压检测电路5检测该电流的电压。有效电压值计算电路8根据检测的电压，计算它的每个重复周期的电压有效值，和产生表示计算的有效值的信号。

比较器9比较每个重复周期的有效值与从参考有效值电压值产生电路10输出的参考有效电压值，控制函数计算电路11根据比较结果计算控制函数(线性函数)，以输出计算的函数。更具体地说，控制函数计算电路11计算线性函数，使得线性函数的比例系数(比例性常数)随着来自参考有效电压值产生电路10的参考有效电压值与来自有效电压值计算电路8的每个重复周期的有效值间的差变大而增加。

比较器20输出从参考正弦波形成电路13输出的参考正弦波与由输出电压检测电路5检测的输出电压间的差到幅值控制电路12。

基于如上所述的从比较器20输出的差，和由控制函数计算电路11计算的控制函数，幅值控制电路12产生控制将从目标波形成电路14输出的目标波(50或50Hz正弦波)幅值的控制信号，目标波形形成电路14基于控制信号形成目标波，和输出它到比较器21。

当从目标波形成电路14输出的目标波包含由于发动机转速中出现波动产生的分量时，基于从增益调节电路23来的输入到它的负输入端的反向特性信号，比较器21从目标波中除去该分量。于是比较器16比较除去了由于波动产生的分量的目标波与从输出电压检测电路5来的检测电压。当前者在电压方面高于后者时，从比较器16输出高电平(H)信号，以启动正栅控制装置15a，反之当前者在电压方面低于后者时，从比较器16输出低电平(L)信号，以启动负栅控制装置15b。

正栅控制装置15a和负栅控制装置15b中选定的一个的比较器的每一个比较来自目标波形成电路14的目标波与对应来自同步信号形成电路18的锯齿波，当该目标波该锯齿波一致或相交时，一个单个具有预定波长的脉冲从该栅控制装置15输出给对应的一个可控硅SCRK±的栅极以控制它的开启角。

图9A至9D是解释本实施例用的除去由于发动机旋转速度波动引起的输出电压中的波动(脉动)的方法的原理的图。图9A示出了由于发动机的爆发冲程引起的发动机旋转速度中的波动的示例。图9B示出了从图1中的三相主线圈1的一个预定相位得到的输出电压中的波动的示例，它是由于图9A中所示的发动机旋转速度波动引起的，而图9C示出了图1中的输出电压检测电路5检测到的单相输出电压中的波动的示例，它是由于图9A中所示的发动机旋转速度波动引起的。图9D示出了由增益调节电路23产生的反向特性信号的特性示例，基于它目标波被校正，以应付图9A中所示的发动机旋转速度中的波动。

如图9A所示，在t1至t2时间周期期间完成的发动机爆发冲程引起±150rpm范围的旋转速度中的变化，它相对3600rpm额定旋转速度有急剧的梯度增加。这个变化引起从三相主线圈1得的输出电流如图9B所示的脉动，结果，如图9C所示，输出电压也出现脉动。

因此，根据图9D所示的反向特性信号的特性，它与发动机旋转速度中的波动变化的特征相反，改变目标波的幅值，可能除去图9B所示的输出电压中的脉动和除去图9C中所示单相电压输出中的脉动。

为此目的，增益调节电路23给比较器21的负输入端提供通过调节由旋转波动检测电路22输出的幅值产生的反向特征信号，以导致具有与发动机旋转速度波动特性相反的特性的信号，如前面参照参照图1所述。

如前所述，根据本实施例，根据有效值的反馈控制(主要由图1中块8至11完成有反馈控制)应用在控制输入电压或输出电压中的缓慢波动，同时根据波形的反馈控制(基本由图1中的块5,13和20完成的反馈控制)应用在控制输出电压中的快速波动。另外，为了控制由于发动机旋转速度中的波动引起的输出电压中的波动，本方法这样应用，其中目标波的幅值根据具有与发动机旋转速度中的波动相反的特性的反向特性信号变化。因此，可能通过减小反馈增益完成更稳定的反馈控制，同时更充分地应付由于发动机旋转速度中的波动引起的输入电压中的波动而发生的输出电压中的波动。

另外，用循环换流器CC可以控制三相发电机的输出频率为一个预定的频率，与三相发电机输出频率无关，也就是说，电源设备的输出频率不依赖于驱动源例如发动机的旋转速度，类似于前面所述的现有技术的逆变器发电机。因此，可能从通过驱动源以相当高的旋转速度驱动的发电机得到高的输出，从而发电机可以减小尺寸和重量。

另外，根据本实施例，可能直接转换交流发电机的高频输出为具有预定的低频率的交流输出，诸如单相商用频率。从而电源电路元件部分的数量可以大大地减少，从而可以大大地减少制造成本。

还有，当多磁极的永磁发电机用作发电机时，给循环换流器输出的电压根据电源设备是否处在无载状态还是有载状态而大大地变化。然而，本发明的电源设备可能有效地控制输出电压中的波动。进一步，永磁发电机的使用简化了同步信号的形成。

还有发电机的转子R可以用作发动机的飞轮。这允许整个电源设备设计进一步小型化。

虽然在上述的实施例中，计算每个重复周期的有效值能够使电源设备尽可能快地应付输出电压中的波动，但不限定于此，如果顶级优先级给出了更稳定的控制而不是快速反应性，可以在多个重复周期计算有效电压值。

Claims (6)

1．一种电源设备包括：

发动机；

由所述发动机驱动的具有三相输出绕组的三相发电机；

一对可变控制桥电路，连接到所述三相发电机的三相输出绕组，并且以反并联方式彼此连接形成产生提供给负载的单相交流电流的循环换流器；

用于检测由所述可变控制桥电路对产生的所述单相交流电流的电压有效值的有效电压值检测装置；

用于产生参考有效电压以控制所述单相交流的参考有效电压产生装置；

目标波形成装置，其所形成的目标波用于使由所述有效电压值产生装置检测的所述单相交流电流的所述电压的所述有效值接近所述参考有效电压值；

用于根据所述由目标波形成装置形成的目标波对所述可变控制桥电路对执行转换控制的控制装置，使得所述可变控制桥电路对交替转换以操作所述单相交流电流的每半个重复周期；

用于在旋转周期检测所说发动机的旋转速度的波动的旋转波动检测装置；

产生具有与由用旋转波动检测装置检测的所述发动机的所述旋转速度中的所述波动的特性相反的特性的反向特性信号的反向特性信号产生装置；和

用于根据由反向特性信号产生装置产生的反向特性信号校正目标波的幅值的校正装置。

2．根据权利要求1的电源设备，其中所述有效电压值检测装置检测所述单相交流电压的预定数量重复周期上的有效值。

3．根据权利要求2的电源设备，其中所述单相交流电压的所述预定数量重复周期数是1个重复周期。

4．根据权利要求1的电源设备，包括形成与发电机的输出频率同步的同步信号的同步信号形成电路，和

其中所述旋转波动检测电路根据由同步信号形成电路输出的同步信号检测发动机的旋转速度中的波动。

5．根据权利要求1的电源设备，其中所述三相发电机是具有永磁转子的永磁发电机。

6．根据权利要求2的电源设备，其中所述三相发电机是具有永磁转子的永磁发电机。

Images