CN1297607A - 预失真器 - Google Patents

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Abstract

一种用于从输入信号中获取高阶失真的电路,该电路可以构成用于使放大器线性化的预失真器的一部分。该电路具有产生二阶失真信号的混频器,该二阶失真信号在另一个混频器中与输入信号组合产生三阶失真信号。

Description

预失真器
本发明涉及用于从输入信号中获取一个三阶信号的电路。更具体地，涉及到在一种多项式预失真器中使用的电路。
在一个理想的系统中，线性放大器在其整个动态范围内提供始终如一的增益，以便获得准确的输入信号放大版本，即输出信号。然而，实际上所有线性放大器都具有不够理想的特性，例如不够理想的幅值和相位失真，并且会使系统的性能严重劣化。放大器的这种非线性的一个影响是产生相当于总和的输出频率，并且不同于输入频率成分的整倍数。这种影响被称为互调失真(IMD)，在专用于宽带系统的大功率射频(RF)放大器中特别有害。例如，由于在TDMA频带内是用一致的有效帧按照固定的频率间隔来放大众多TDAM信道的，所以在TDMA蜂窝系统中使用的宽带放大器会产生各种互调产物。
为了克服与线性放大器有关的上述失真问题，已经有人提出了多种线性技术。有些此类技术是实时工作的，用于对付放大器中随时间改变的非线性特性。例如，这种改变的原因可能是放大器中的温度变化，放大器元件的老化，电源波动，而最主要的是输入载波。对于宽带频带的RF线性技术来说，最常见的两种技术是正向传输线性化和预失真器线性化。
正向传输线性化机制依赖于产生一个代表线性放大器带来的IMD产物的误差信号，并且将这一信号与放大器的输出频谱加以组合，消除有害的失真。为了能准确地执行这一消除步骤，需要有一种能够在误差信号与放大器的输出组合之前精确地调节其幅值和相位的机制。这往往需要使用额外的放大器和有损耗的延迟线，并且会在主放大器的输出路径中出现耦合。这些损失以及对无助于增加系统输出功率的额外放大器的需求使其注定是一种低效率的解决方案。
一般来说，预失真线性化机制包含在预料到放大器内部会发生有害的失真过程时故意改变放大器的低电平输入信号。具体地说就是就与放大器产生的失真相反的意义上使输入信号预失真，从而减少总体的失真。因此，预失真器的传递特性应该尽量接近放大器传递特性的反转或是互补函数。如果线性放大器是压缩的，也就是增益在较高的功率电平上有衰减，预失真器就应该通过相应地扩展输入信号来补偿这种压缩。
目前有几种使输入信号预失真的方案，分别用不同的方式使预失真器接近反转或互补函数。有一种方案是利用二极管的指数特性接近其反转函数。可以同时使用具有适当偏置的一或多个二极管，能够减少10dB左右的失真。第二种方案是用首尾相连的一系列线性增益的直线段分段接近反转函数。这种方案的缺点是，由于相连点具有二维的自由度，对准和控制这些线段需要复杂的电路。
多项式(polynomial)预失真是用于逼近放大器传递特性的反转函数的另一种方案。它的基础是反转函数的一个多项式展开式：
y=a+bx+cx2+dx3+ex4+fx5+gx6+hx7…
项a是一个偏移量，在实际的多项式预失真器中可以设定为零。项bx代表预失真器的增益，它是线性的，并且仅仅对主放大器的增益起作用。包含x的偶数幂的各项代表在主放大器中产生的能够通过频率滤波而消除的谐波失真分量，因此，这些项也可以设为零。剩下的包含x的奇数幂的各项代表由主放大器造成的带内失真(除了上述可以滤除的谐波之外)。事实上，每一个这种奇数项都可以被视为在主放大器内部产生的相应的一阶互调失真。
本发明是关于在一个预失真器中产生和控制三阶以上的非线性失真分量。
按照本发明的第一方面，提供了一种从输入信号中获取三阶信号的电路，该电路包括输入装置，用于沿着第一，第二和第三路径为该电路提供一个输入信号，用于组合来自第一和第二路径的输入信号的装置，在一个平方路径上产生一个二阶信号，以及用于组合来自平方路径的二阶信号与来自输入路径的输入信号的装置，从而产生一个三阶信号。
按照本发明第一方面的电路具有的优点是可以根据预失真器中的三阶失真分量产生三阶信号。所产生的二阶和三阶信号还可以产生更高阶的失真分量，例如五阶或七阶。
理想地讲，输入信号是射频(RF)信号，它可能包含一个信号带宽之间的许多信道。
在按照本发明的第一实施例中，三阶信号被作为三阶失真分量提供给电路的输出。
在按照本发明的第二实施例中，该电路还包括沿着第二平方路径提供二阶信号的装置，以及用于组合来自第二平方路径的二阶信号和三阶信号的装置，从而产生一个五阶信号。
在按照本发明的第三实施例中，该电路被用于从输入信号获取一个五阶信号，由输入装置沿着第四和第五路径提供输入信号，并且还包括用于组合来自第四路径的输入信号和三阶信号的装置，从中产生一个四阶信号，以及用于组合来自第五路径的输入信号和四阶信号的装置，从而产生一个五阶信号。
可以用类似的方案在这种电路的输出端产生一个七阶失真分量。
三阶信号中可能包含输入信号能量。同样，五阶信号也可能包含输入信号能量和三阶信号能量。
按照本发明的一个优选实施例，该电路中还包括一个装置，用于将一个直流(DC)信号直接注入至少一个信号路径和/或至少一个用于组合信号的装置。根据注入的位置，DC信号的作用是从三阶信号中消除输入信号能量，或者是从五阶信号中消除输入信号能量和三阶信号能量。
在第一实施例中，DC信号被理想地注入平方路径，加在二阶信号上。将DC信号注入第一，第二或第三路径也可以获得同样的效果。
在第二实施例中，DC信号被理想地注入第二平方路径，加在二阶信号上。
可以用一个误差校正或反馈环来控制(维持)DC注入。适当地设置反馈环就能够有效地消除出现在三阶和五阶信号中的不应有的信号能量。
最好是，采用数字信号处理(DSP)技术的反馈环来削弱模拟分量所产生的DC偏移作用。
最好是，用于组合的装置组合是一个混频器或是乘法器，和用于沿着一条以上路径提供信号的装置可以包括用于分离输入信号的至少一个分离器。
从以下的说明中可以看出本发明进一步的特征及其优点。
以下要参照附图用举例的方式解释本发明的实施例，在附图中：
图1是一种多阶多项式预失真器的框图；
图2是用于产生适用于图1的预失真器的一个三阶失真分量的电路的框图；
图3是在图2的电路中使用的一个反馈控制电路的框图；
图4是在图2的电路中使用的一种采用数字信号处理技术的增强型反馈控制电路的框图；
图5是适合在图1的多项式预失真器中使用的一种用于产生三阶和五阶失真分量的电路框图；
图6是适合在图1的多项式预失真器中使用的另外一种用于产生三阶和五阶失真分量的电路框图；
图7是一个电路的框图，用于在图5电路的基础上产生五阶失真分量，并且包括一个反馈控制电路；
图8是一个电路的框图，用于在图2和图7电路的基础上产生三阶和五阶失真分量，并且包括一个反馈控制电路；
图9是在图4所示电路的基础上在图8的电路中使用的一个反馈控制电路的框图；
图10是用于产生适合在图1多项式预失真器中使用的三阶，五阶和七阶失真分量的电路的框图；以及
图11a，11b，11c，11d，11e，11f是在操作中出现在图1到10所示电路的各个点上的信号频谱图。
参见图1，图中表示了一个多阶多项式预失真器200，它具有用于接收RF输入信号的输入端和用于向RF功率放大器100提供预失真信号的输出端。在预失真器的输入端接收到的RF输入信号被一个设在两个信道或是路径之间的分离器205分离，主路径210为后续的放大提供主RF输入信号，而失真路径215提供叠加到主RF输入信号上的多阶失真。
来自主路径210的主RF输入信号和来自失真路径215的失真信号在加法器220中相加，然后才被RF功率放大器100放大。主路径中包括一个时间延迟元件225，用于保证主RF信号和失真信号在加法器220中吻合。按照预失真器的理想操作，如是所述，来自RF功率放大器100的输出信号应该是RF输入信号的线性放大版本。在图11a中以两个间隔很小的单频形式表示了一例可能的RF输入信号。
进入失真路径215的RF信号被送入用于处理RF输入信号的失真发生电路230，从中产生一组非线性失真分量，每个分量对应着特定阶的失真。在图1中，从失真发生电路230的三个输出路径产生的各阶失真分别是三阶，五阶和七阶，其频谱如图11b，11c和11d所示。这种失真发生电路还可以产生更高阶的失真分量，例如九阶，或者是仅仅产生三阶分量，或者是仅仅产生三阶和五阶分量。
用一组可变的移相元件235独立地调节从失真发生电路230输出的信号的相位，用于补偿失真发生独立230中产生的任何不同的相位差。然后用一组可变衰减器240独立地调节这些失真信号的幅值。幅值调节可以保证独立的失真分量的相对电平能够准确地对应着在RF放大器100中不可避免地产生的各阶失真的相对电平。
然后在加法器245中将代表三阶，五阶和七阶失真的精确调节信号相加，产生一个单一的多阶失真信号。这一信号被送入RF放大器250，用于控制多阶失真信号相对于主路径210上的主RF信号的电平。
图2表示用于产生三阶失真分量的电路框图。进入电路的RF输入信号被分离器405分离成三路。RF信号通过定向耦合器415进入混频器或是乘法器410的第一输入端。定向耦合器415取样一部分RF信号，这部分信号经衰减器420进入混频器410第二输入端。混频器410将同一RF输入信号的两个版本混频后输出，这样就能产生一个平方RF信号，它包含一个直流区即低频的频率分量，和第一谐波区也就是原始频率的倍频的频率分量。这一平方RF信号的频谱如图11e所示。
然后将混频器410输出的平方的RF信号通过衰减器430和直流注入加法器435送入混频器425的第一输入端。来自分离器的另一个RF输入信号构成混频器425的第二输入信号，并且可以通过包括一个时间延迟元件(未示出)的路径440来提供，以保证两个混频器输入信号同相位。混频器425将平方RF信号与原始RF信号混频，其输出就能够理想地产生一个纯立方信号。这一立方RF信号的频谱如图11f所示(经过了滤波，以便消除DC区，谐波和三阶谐波分量)。
理想地讲，立方RF信号应该是仅仅由输入RF信号能量加上带内三阶分量构成的。然而，实际上在混频器425的输出中会存在其它高阶的带内失真，还会包括比理论分析所预期的更多输入信号能量。需要将衰减器420和430的衰减值以及耦合器415的耦合系数选择在配合混频器410和425的最佳性能。这一最佳性能是在减少通过混频器的泄漏所造成的多余的输入信号能量和减少混频器410和425的不理想性能造成的高阶带内失真之间取得的一种折衷。在具有0dBm RF输入信号电平并且构成标准的Gilbert单元式硅片IC混频器的电路中，“LO”，“RF”或“IF”驱动电平之间的差别都处在20dB的量级。
按照图2所示的三阶失真发生器电路的一种修改形式(未示出)，从混频器410输出的平方RF信号在进入混频器425之前被滤波。这可以利用低通滤波器来选择平方RF信号的直流区频率分量，或利用高通滤波器来选择平方RF信号的二次谐波区频率分量。每一种选择方案各自具有其特有的优点。然而，如果将其与下述的直流偏置输入单频排除机制结合在一起使用，两种选择方案都能够在输出端有效地衰减输入单频能量。
在低通滤波器方案中，实际选择的直流区可以提供较好的状态响应，其增益和相位平坦度比二次谐波区好，因而可以在图11b所示的两个三阶失真分量之间达到比较好的一致性。尽管二次谐波区版本的这种增益和相位平坦度是通过电路元件的高频响应来实现的，这一版本所带来的益处是产生一个输出频谱，其中的输入单频电平与三阶失真分量具有相似的电平，不需要额外的校正。
为了能够有效地控制三阶分量的产生，最好是尽量消除出现在输出中的输入单频能量。参见图2的电路，它是通过一个加法器435按照适当的电平向平方RF信号中注入一个DC信号来实现的，在其与RF输入信号混频时，就能在电路的输出端消除输入能量。图2中所示的DC信号注入位置是最佳的，因为混频器425的RF输入电平比较高，并且具有高度的准确性。虽然在失真发生电路的其它位置注入直流信号同样也能够消除输入能量，但是预期的效果比较差。例如，另一个直流注入位置可以是在向混频器425传送RF输入信号的路径440中。这种直流信号可以消除由于通过混频器410的泄漏而出现在平方RF信号中的伪RF输入信号的任何泄漏。还可以在去往混频器410的信号路径中注入直流信号。
尽管直流信号电平可以设置在最大限度地消除失真发生电路输出中的输入信号能量，由于电路元件的温度变化，电路元件的老化，以及电源的许多不可预见性等等原因，电路内部还是会出现波动和漂移(参见上文关于输入信号电平的注释)。因此，失真发生电路包括一个自动控制机构445，用于直流信号精确电平的初始化，保持和控制，以便尽量消除输入信号能量。自动控制机构按照反馈环的原理工作。利用分离器450对失真发生电路的输出采样，并且提供给控制机构的一个输入。控制机构的第二输入最好是通过一个时间延迟元件(未示出)从分离器405接收一个RF输入信号，并且作为RF输入的参考信号。自动控制机构将来自输出的采样与RF输入参考信号相比较，并且根据在输出采样中检测到的RF输入能量电平提供一个作为输出的直流信号电平。
图3表示自动控制机构的一个实施例，在其中用一个检测混频器455的一个输入端接收输出信号的采样，用另一个输入端接收参考输入信号。检测混频器输出一定频率范围之间各成分的信号。然而，检测混频器的主要输出是直流信号成分，它提供了一种用参考输入信号覆盖输出中不应有的输入信号能量的手段。通过积分器460的输出检测混频器输出而将该DC输出与其它信号成分隔离。积分器的时间常数足够长，足以消除不应有的非DC信号成分，但是又足够短，以便为反馈提供毫秒级的响应。积分器的直流输出就是用于注入加法器435的直流信号。
这种控制机构的缺点是检测混频器和积分器可能会产生比反馈控制直流信号占优势的直流偏移信号。在输入能量的拒绝电平处在10-15dB量级时往往会出现这种情况。也可以用更加精确的混频器和积分器获得较低的直流偏移来抵消这种作用。然而，这种混频器和积分器难以实现并且更加昂贵。
图4表示采用了偏移频率和数字信号处理(DSP)技术的一种经过修改的自动控制机构，用于消除上述的直流偏移问题。尽管这种电路比图3的电路复杂，如果将非DSP元件集成在一个专用集成电路(ASIC)上，这种解决方案所增加的元件费用并不很多。这种自动控制机构和图3的电路一样包括两个输入和一个输出，其工作原理如下。在数字信号处理器(DSP)470的数字域中工作的低频(LF)固定振荡器465通过数-模转换器475向混频器480的一个输入端提供一个低频单频信号。理想的LF单频信号是1到5KHz之间的音频fLF。混频器480的第二输入是图2所示的分离器450提供的输出采样，并且包含比LF单频信号即500到2000MHz更高频率的信号成分。输出采样和LF单频信号混频的效果是产生一个输出采样频率下移了fLF的镜像和一个输出采样频率上移了fLF的镜像。用一个高通滤波器485处理混频器480的输出，为它选择的截止频率使滤波器485能够消除通过混频器480泄漏的任何LF单频信号。然后将频率偏移的输出采样提供给检测混频器490的一个输入端，其第二输入端则接收参考RF输入信号。按照图3的机构，检测混频器490在其输出端提供一个包含一定范围频率之间各成分的信号。然而，在这种机构中，是单频fLF的信号成分覆盖了具有参考输入信号的输出中不应有的输入信号能量。
在使用模-数转换器495将检测混频器490的输出转换回数字信号处理(DSP)的数字域之后，将信号送入数字混频器500。值得注意的是，理想的数字信号处理器和模-数转换器应该是能够处理音频的信号，并且能够准确地处理所需的单频fLF的信号成分。数字混频器500将检测混频器490的输出和来自LF固定振荡器465的LF单频信号混频，将同样处在单频的所需信号成分转换成直流信号。按照图3的机构，该直流信号与检测混频器中用一个数字积分器505对数字混频器输出进行积分而产生的其它信号成分是隔离的。然而，与图3的机构不同，这种偏移频率机构可以免于在模拟域的混频器480,490,D/A495和高通滤波器485中产生任何伪直流信号，而是直接用数字混频器500转换成单频信号频率fLF并且随后在积分器505中被消除。由于数字混频器500和积分器505都是在数字信号处理器(DSP)的数字域中工作，不会遇到相应的模拟信号所面临的由于温度或电源波动所造成的诸如信号泄漏或产生伪直流偏移等问题。积分器的直流信号输出通过数-模转换器510提供这一直流信号，将其注入图2的加法器435。
图5和6是用于产生三阶和五阶失真分量的电路的另外两个实施例的框图，但是图2的三阶发生电路的基本结构和工作原理是它的基础。相同的元件用相同的符号来表示。
在图5的发生电路中，利用分离器520将二阶信号分离到第二路径515。利用分离器530将三阶信号分离到第二路径525。利用RF放大器535和衰减器540分别调节路径515上的二阶信号电平和路径525上的三阶信号电平。然后在混频器545中将调节后的二阶和三阶信号混频，产生一个五阶RF输出。第二DC注入信号被加到二阶信号路径515上和路径525上的三阶信号混频。如果将第二直流信号调节到适当的电平，就能够消除可能出现在五阶RF输出中的三阶信号。
在图6的发生电路中，RF输入信号被分离器550进一步分离到路径555和560，而三阶信号被分离器530分离到路径525。用衰减器565和570适当地衰减三阶信号，然后提供给混频器575和580。混频器575和580分别将三阶信号与路径555和560上的RF输入信号混频。第一混频器575的输出产生一个四阶信号，而第二混频器580的输出产生用于输出的五阶失真信号。
在图5的发生电路上执行的模拟表明，为了产生五阶失真，不需要为加法器435提供第一直流注入(DC1)。第三直流注入就能够基本上消除主信号能量和三阶信号能量，仅仅留下所需的五阶失真。省略第一和第二直流注入可以简化五阶失真发生电路的控制，然而，这种方案的缺点是三阶输出中不再包含纯净的三阶失真信号。
图7表示图5的电路具有用于控制和维持注入加法器的第二DC的反馈控制机构。这一反馈控制机构的作用与三阶发生电路相似，只不过是将五阶输出的采样和从三阶输出中采样的一个参考信号相比较。这一反馈直流信号提供了一种同时覆盖五阶输出中不应有的输入信号能量和三阶信号能量的手段。这种反馈控制机构可以用图3或4的反馈电路来实现。
图8的框图表示一种具有组合控制的三阶和五阶失真发生电路。该电路是图2的三阶发生电路和图7的五阶发生电路的组合。图9中表示了在图4的偏移频率机制的基础上建立起来的用于这种电路的组合的反馈控制机构。
图10的框图表示根据图5的五阶发生电路所采用的原理建立的一种用于发生七阶失真信号的电路。将五阶信号与二阶信号组合，产生一个七阶失真输出。
根据上文显然还可以对本发明作出各种各样的修改。例如，上文中所使用的某些元件诸如混频器和积分器分别可以由乘法器和低通滤波器代替。

Claims (15)

1．一种从输入信号中获取三阶信号的电路，该电路包括输入装置，用于沿着第一，第二和第三路径为该电路提供一个输入信号，用于组合来自第一和第二路径的输入信号的装置(410)，在一个平方路径上产生一个二阶信号，以及用于组合来自平方路径的二阶信号和来自输入路径的输入信号的装置(425)，从而产生一个三阶信号。
2．按照权利要求1所述的电路，其特征是，为了从输入信号中获取一个五阶信号，还包括沿着第二平方路径(515)提供二阶信号的装置(520)，以及用于组合来自第二平方路径的二阶信号和三阶信号的装置(545)，从而产生一个五阶信号。
3．按照权利要求1所述的电路，其特征是，为了从输入信号中获取一个五阶信号，由输入装置沿着第四(555)和第五(560)路径提供输入信号，并且还包括用于组合来自第四路径的输入信号和三阶信号的装置(575)，从中产生一个四阶信号，以及用于组合来自第五路径的输入信号和四阶信号的装置(580)，从而产生一个五阶信号。
4．按照前述任何一项权利要求的电路，其特征在于输入信号是射频信号。
5．按照前述任何一项权利要求的电路，其特征在于还包括用于在至少一条信号路径中注入一个直流信号的装置(435)。
6．按照权利要求5所述的电路，其特征是直流信号被注入平方路径中与二阶信号相加，消除三阶信号中的输入信号能量。
7．按照权利要求6所述的电路，其特征是还包括纠错装置(445)，在其中将三阶信号与输入信号相比较，产生一个纠错信号，用于控制注入平方路径的直流信号。
8．按照权利要求7所述的电路，其特征是，在与输入信号发生关系之前，在纠错电路中用一个单频信号对三阶信号进行频率转换，通过与单频信号相比较而产生一个在数字信号处理器(470)中处理的关联信号，从而产生上述纠错信号。
9．按照权利要求5所述的电路，其特征是将直流信号注入第二平方路径与二阶信号相加，从而消除五阶信号中的输入信号能量和三阶信号能量。
10．按照权利要求7所述的电路，其特征是包括纠错装置，在其中将五阶信号与三阶信号相比较，产生一个纠错信号，用于控制注入第二平方路径的直流信号。
11．按照前述任何一项权利要求的电路，其特征在于组合装置是混频器或乘法器。
12．按照前述任何一项权利要求的电路，其特征在于输入装置包括至少一个分离器(405)，用于沿着信号路径提供输入信号。
13．按照前述任何一项权利要求的电路，其特征在于输入装置包括至少一个定向耦合器(415)，用于沿着信号路径提供输入信号。
14．一种包含用于从输入信号获取三阶预失真信号的电路的多项式预失真器，该电路包括输入装置，用于沿着第一，第二和第三路径为电路提供一个输入信号，用于组合来自第一和第二路径的输入信号的装置(410)，在一个平方路径上产生一个二阶信号，以及用于组合来自平方路径的二阶信号和来自输入路径的输入信号的装置(425)，从而产生一个三阶信号。
15．一种从输入信号获取三阶预失真信号的方法，其特征是包括沿着第一，第二和第三路径提供一个输入信号，组合来自第一和第二路径的输入信号，在一个平方路径上产生一个二阶信号，以及组合来自平方路径的二阶信号和来自输入路径的输入信号，从而产生一个三阶信号。
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