JPH044614A - 電力増幅器の歪補正装置 - Google Patents
電力増幅器の歪補正装置Info
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- JPH044614A JPH044614A JP2105401A JP10540190A JPH044614A JP H044614 A JPH044614 A JP H044614A JP 2105401 A JP2105401 A JP 2105401A JP 10540190 A JP10540190 A JP 10540190A JP H044614 A JPH044614 A JP H044614A
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- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 23
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 14
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 claims description 6
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 12
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
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- H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、主としてデジタル移動通信装置に用いられる
電力増幅器の歪補正方式に関するものである。
電力増幅器の歪補正方式に関するものである。
（従来の技術）
近年、デジタル移動通信において周波数利用効率の向上
のため帯域制限された４相位相変調（以下、単にＱＰＳ
Ｋという）が利用されている。このＱＰＳＫでは、変調
器出力の振幅と位相が共に変化する。一方、送信機最終
段の電力増幅器は出力が大電力のため振幅の非直線性を
持ち、また位相も振幅に応じて変化する。このため、Ｑ
ＰＳＫ信号は電力増幅器を通過するときその位相と振幅
ともに歪を受ける。従来のバイポーラトランジスタを用
いた電力増幅器では位相変化が特に大きい。
のため帯域制限された４相位相変調（以下、単にＱＰＳ
Ｋという）が利用されている。このＱＰＳＫでは、変調
器出力の振幅と位相が共に変化する。一方、送信機最終
段の電力増幅器は出力が大電力のため振幅の非直線性を
持ち、また位相も振幅に応じて変化する。このため、Ｑ
ＰＳＫ信号は電力増幅器を通過するときその位相と振幅
ともに歪を受ける。従来のバイポーラトランジスタを用
いた電力増幅器では位相変化が特に大きい。
上記歪を防止するため従来、振幅成分に対する負帰還と
、位相成分に対する負帰還とを各々施した補償方式が用
いられていた。第２図は上記補償方式の一例である（例
えば、１９８９年電子情報通信学会秋季全国大会Ｂ５４
０）。第２図において、変調器１は発振器２から出力さ
れるキャリアを変調信号Ｉ、Ｑで変調して出力する。変
調器１の出力は振幅検出器４と位相検出器２１に入力さ
れる。一方、送信周波数近傍で発振する電圧制御発振器
２４の出力は電力増幅器３で増幅されて出力される。そ
の出力の一部は周波数変換器２５に入力され、送信周波
数設定用の発振器２６の出力により変調器１の出力周波
数に近い周波数に変換される。周波数変換器２５の出力
は振幅検出器５と位相検出器２３に入力される。前記位
相検出器２１、位相検出器２３に入力された信号はそれ
ぞれ振幅成分が除去され、位相比較器２２により両者の
位相差に比例した直流電圧に変換されて電圧制御発振器
２４に入力される。これにより、電圧制御発振器２４の
出力の位相、すなわち電力増幅器３の出力の位相は変調
器１の出力の位相と等しくなり、位相同期される。また
、振幅検出器４、振幅検出器５の出力はそれぞれ差動増
幅器６に入力され、両者の振幅差が電力増幅器３に加え
られる。これにより、電力増幅器３は振幅変調され、電
力増幅器３の出力の振幅変化は変調器１の出力の振幅変
化と一致し、同期して変化する。従って、電力増幅器３
の出力の振幅変化および位相変化は変調器１の出力のそ
れと一致し、振幅および位相の歪がない大電力のＱＰＳ
Ｋ信号が得られる。
、位相成分に対する負帰還とを各々施した補償方式が用
いられていた。第２図は上記補償方式の一例である（例
えば、１９８９年電子情報通信学会秋季全国大会Ｂ５４
０）。第２図において、変調器１は発振器２から出力さ
れるキャリアを変調信号Ｉ、Ｑで変調して出力する。変
調器１の出力は振幅検出器４と位相検出器２１に入力さ
れる。一方、送信周波数近傍で発振する電圧制御発振器
２４の出力は電力増幅器３で増幅されて出力される。そ
の出力の一部は周波数変換器２５に入力され、送信周波
数設定用の発振器２６の出力により変調器１の出力周波
数に近い周波数に変換される。周波数変換器２５の出力
は振幅検出器５と位相検出器２３に入力される。前記位
相検出器２１、位相検出器２３に入力された信号はそれ
ぞれ振幅成分が除去され、位相比較器２２により両者の
位相差に比例した直流電圧に変換されて電圧制御発振器
２４に入力される。これにより、電圧制御発振器２４の
出力の位相、すなわち電力増幅器３の出力の位相は変調
器１の出力の位相と等しくなり、位相同期される。また
、振幅検出器４、振幅検出器５の出力はそれぞれ差動増
幅器６に入力され、両者の振幅差が電力増幅器３に加え
られる。これにより、電力増幅器３は振幅変調され、電
力増幅器３の出力の振幅変化は変調器１の出力の振幅変
化と一致し、同期して変化する。従って、電力増幅器３
の出力の振幅変化および位相変化は変調器１の出力のそ
れと一致し、振幅および位相の歪がない大電力のＱＰＳ
Ｋ信号が得られる。
また、電力増幅器の出力における歪成分を変調器に負帰
還をかける補償方式もある。第３図はこの補償方式の一
例である（例えば、１９８９年電子情報通信学会秋季全
国大会Ｂ−５４１）。第３図において、変調器１は発振
器２からのキャリアを入力変調信号により変調して出力
する。変調器１の出力は電力増幅器３により増幅され出
力される。その出力の一部は復調器３４に入力され、発
振器２から位相調整器３３を介して入力されるキャリア
を用いて復調される。復調された信号は変調信号誤差補
正器３１．３２に入力され、外部からの変調信号Ｉ、Ｑ
との差が求められ、変調器１に変調信号として入力され
る。
還をかける補償方式もある。第３図はこの補償方式の一
例である（例えば、１９８９年電子情報通信学会秋季全
国大会Ｂ−５４１）。第３図において、変調器１は発振
器２からのキャリアを入力変調信号により変調して出力
する。変調器１の出力は電力増幅器３により増幅され出
力される。その出力の一部は復調器３４に入力され、発
振器２から位相調整器３３を介して入力されるキャリア
を用いて復調される。復調された信号は変調信号誤差補
正器３１．３２に入力され、外部からの変調信号Ｉ、Ｑ
との差が求められ、変調器１に変調信号として入力され
る。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、第２図に示す補償方式では、送信周波数
設定用の発振器２６、変調器用の発振器２および位相補
正用の電圧制御発振器２４の３つの発振器を必要とする
ため高価になるという問題点があった。
設定用の発振器２６、変調器用の発振器２および位相補
正用の電圧制御発振器２４の３つの発振器を必要とする
ため高価になるという問題点があった。
また、第３図に示す補償方式では帰還ループ内の遅延時
間が送信周波数帯に亘って平坦であることが必要となる
。このため、変調器１と電力増幅器３との間に帯域外雑
音除去用のフィルタを設ける場合、そのフィルタの複雑
な遅延を補償する回路が必要となり、また帰還ループ内
を広帯域にしても、そのため電力増幅器３の出力側に帯
域外雑音の減衰量のきびしいろ一波器を設ける必要があ
るので補償回路が高価になるとともに、帰還ループが大
きいため回路を分割して性能を確認することが困難であ
るという問題点があった。
間が送信周波数帯に亘って平坦であることが必要となる
。このため、変調器１と電力増幅器３との間に帯域外雑
音除去用のフィルタを設ける場合、そのフィルタの複雑
な遅延を補償する回路が必要となり、また帰還ループ内
を広帯域にしても、そのため電力増幅器３の出力側に帯
域外雑音の減衰量のきびしいろ一波器を設ける必要があ
るので補償回路が高価になるとともに、帰還ループが大
きいため回路を分割して性能を確認することが困難であ
るという問題点があった。
本発明は、以上に述べた補償回路が高価になるという問
題点を解決するためになされたものであって、電力増幅
素子に歪の小さい素子を用い、補償回路を大幅に簡略化
することによって価格の低減を図った電力増幅器の歪補
正方式を提供することを目的とする。
題点を解決するためになされたものであって、電力増幅
素子に歪の小さい素子を用い、補償回路を大幅に簡略化
することによって価格の低減を図った電力増幅器の歪補
正方式を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記目的を達成するため、デジタル移動通信用
の電力増幅器の歪補正方式において、前記電力増幅器の
入力側に入力信号の振幅成分を除去して出力する位相検
出器と、制御信号に基づき入力信号の位相に変化を与え
て出力する電圧制御移相器とを縦続接続し、前記電力増
幅器の出力信号の振幅と前記位相検出器の入力信号の振
幅との差に基づき前記電力振幅器を振幅変調し、前記電
力増幅器の出力信号の振幅または前記位相検出器の入力
信号の振幅に基づき予め定めた基準に従って前記制御信
号を発生して前記電圧制御移相器を制御することにより
、前記電力増幅器で生じる非直線歪と位相歪を減少させ
るものである。
の電力増幅器の歪補正方式において、前記電力増幅器の
入力側に入力信号の振幅成分を除去して出力する位相検
出器と、制御信号に基づき入力信号の位相に変化を与え
て出力する電圧制御移相器とを縦続接続し、前記電力増
幅器の出力信号の振幅と前記位相検出器の入力信号の振
幅との差に基づき前記電力振幅器を振幅変調し、前記電
力増幅器の出力信号の振幅または前記位相検出器の入力
信号の振幅に基づき予め定めた基準に従って前記制御信
号を発生して前記電圧制御移相器を制御することにより
、前記電力増幅器で生じる非直線歪と位相歪を減少させ
るものである。
（作 用）
ＱＰＳＫ信号等の入力信号は位相検出器によりその増幅
成分が除去され、電力増幅器により電力増幅されるとと
もに前記入力信号と電力増幅器の出力信号の振幅差に基
づき振幅変調される。これにより、前記入力信号と電力
増幅器の出力信号の振幅変化が一致し、電力増幅器で生
ずる非直線歪を減少させることができる。
成分が除去され、電力増幅器により電力増幅されるとと
もに前記入力信号と電力増幅器の出力信号の振幅差に基
づき振幅変調される。これにより、前記入力信号と電力
増幅器の出力信号の振幅変化が一致し、電力増幅器で生
ずる非直線歪を減少させることができる。
また、前記入力信号または電力増幅器の出力信号の振幅
と電力増幅器で生じる位相歪の関係を予め調べて、前記
位相歪を打消すために、電圧制御移相器により信号の位
相に与えるべき変化量を決定し、この決定に基づいて信
号の振幅変化に対応して電圧制御移相器を制御する。こ
れにより、電力増幅器で生じる位相歪を減少させること
が可能となる。
と電力増幅器で生じる位相歪の関係を予め調べて、前記
位相歪を打消すために、電圧制御移相器により信号の位
相に与えるべき変化量を決定し、この決定に基づいて信
号の振幅変化に対応して電圧制御移相器を制御する。こ
れにより、電力増幅器で生じる位相歪を減少させること
が可能となる。
（実施例）
第１図は本発明の実施例を示すブロック図である。第１
図において、発振器２は送信周波数と同一の周波数のキ
ャリアを発生して出力する。変調器１は前記キャリアを
外部からの変調信号Ｉ、Ｑで変調して出力する。変調器
１の出力信号は振幅検出器４と位相検出器７とに入力さ
れ、振幅検出器４ではその振幅が検出され、位相検出器
７ではリミッタ回路により、その振幅成分が除去される
。
図において、発振器２は送信周波数と同一の周波数のキ
ャリアを発生して出力する。変調器１は前記キャリアを
外部からの変調信号Ｉ、Ｑで変調して出力する。変調器
１の出力信号は振幅検出器４と位相検出器７とに入力さ
れ、振幅検出器４ではその振幅が検出され、位相検出器
７ではリミッタ回路により、その振幅成分が除去される
。
位相検出器７の出力信号は電圧制御移相器８に入力され
、所定の位相量が与えられて電力増幅器３に出力される
。電力増幅器３はこれを電力増幅して出力する。そして
、その出力の一部は振幅検出器５に入力され、その振幅
が検出される。検出された出力は、差動増幅器６に入力
されて振幅検出器４より検出された出力と比較され、差
動増幅器６からは両出力の差に比例した電圧が出力され
る。
、所定の位相量が与えられて電力増幅器３に出力される
。電力増幅器３はこれを電力増幅して出力する。そして
、その出力の一部は振幅検出器５に入力され、その振幅
が検出される。検出された出力は、差動増幅器６に入力
されて振幅検出器４より検出された出力と比較され、差
動増幅器６からは両出力の差に比例した電圧が出力され
る。
電力増幅器３は振幅変調機能を有しており、電圧制御移
相器８からの信号を電力増幅するとともに前記高力電圧
に基づき振幅変調を加える。その結果、電力増幅器３の
出力の振幅は、変調器１の出力の振幅変化に一致するよ
うに制御されることとなり、電力増幅器３等で生じる振
幅歪は補償される。
相器８からの信号を電力増幅するとともに前記高力電圧
に基づき振幅変調を加える。その結果、電力増幅器３の
出力の振幅は、変調器１の出力の振幅変化に一致するよ
うに制御されることとなり、電力増幅器３等で生じる振
幅歪は補償される。
一方、振幅検出器４の出力の一部は移相補正信号発生器
９に入力される。移相補正信号発生器９は前記出力の一
部に基づいて移相補正信号を発生し、電圧制御移相器８
に出力する。電圧制御移相器８は前記移相補正信号に基
づいてその入力信号の位相に変化を与えて出力する。こ
の移相補正信号の電圧は、変調器１の出力の振幅変化と
電力増幅器３および位相検出器７で発生する位相歪との
関係をあらかじめ調査して決定されており、前記出力の
振幅変化に対応して電圧制御移相器８が信号の位相に与
える変化を制御することにより前記位相歪を減少させる
ものである。第４図はＧａＡｓＦ Ｅ Ｔ （ガリウム
ひ素電界効果トランジスタ）電力増幅器における出力電
力に対する位相の変化の測定例である。同図によれば、
位相変化は出力電力の全変化範囲で１５度程度であるこ
とがわかる。一方、システムで必要とされる位相誤差が
５度程度であるとすれば、移相補正信号発生器９は簡単
な折線近似回路で構成することができる。
９に入力される。移相補正信号発生器９は前記出力の一
部に基づいて移相補正信号を発生し、電圧制御移相器８
に出力する。電圧制御移相器８は前記移相補正信号に基
づいてその入力信号の位相に変化を与えて出力する。こ
の移相補正信号の電圧は、変調器１の出力の振幅変化と
電力増幅器３および位相検出器７で発生する位相歪との
関係をあらかじめ調査して決定されており、前記出力の
振幅変化に対応して電圧制御移相器８が信号の位相に与
える変化を制御することにより前記位相歪を減少させる
ものである。第４図はＧａＡｓＦ Ｅ Ｔ （ガリウム
ひ素電界効果トランジスタ）電力増幅器における出力電
力に対する位相の変化の測定例である。同図によれば、
位相変化は出力電力の全変化範囲で１５度程度であるこ
とがわかる。一方、システムで必要とされる位相誤差が
５度程度であるとすれば、移相補正信号発生器９は簡単
な折線近似回路で構成することができる。
また、電力増幅器３の位相変化を、増幅素子や回路構成
に工夫を加えることにより抑圧し、更に位相歪を低減す
れば、移相補正信号発生器９の構成をより簡略化するこ
とができる。位相検出器７による位相歪も、その回路構
成を工夫することにより、電力増幅器３で発生する位相
歪よりも十分小さくすることができる。従って、変調器
１の出力の位相変化と電力増幅器３の出力の位相変化の
差は、システムで必要とされる許容誤差内に十分収める
ことかできる。また、電圧制御移相器８の実現手段は、
公知の種々のものがあり、例えば小さな補正であれば可
変容量ダイオードで同調回路の位相を変える方法が、ま
た大きな補正であれば位相の異なる二つの信号の合成比
を変える方法が良く知られている。
に工夫を加えることにより抑圧し、更に位相歪を低減す
れば、移相補正信号発生器９の構成をより簡略化するこ
とができる。位相検出器７による位相歪も、その回路構
成を工夫することにより、電力増幅器３で発生する位相
歪よりも十分小さくすることができる。従って、変調器
１の出力の位相変化と電力増幅器３の出力の位相変化の
差は、システムで必要とされる許容誤差内に十分収める
ことかできる。また、電圧制御移相器８の実現手段は、
公知の種々のものがあり、例えば小さな補正であれば可
変容量ダイオードで同調回路の位相を変える方法が、ま
た大きな補正であれば位相の異なる二つの信号の合成比
を変える方法が良く知られている。
また、第１図において、電力増幅器３には、−般にその
出力を段階的に電力制御するための設定回路（図示せず
）が設けてあり、該設定回路はその一部として振幅帰還
路を有している。従って、前記振幅帰還路を本実施例の
振幅補償用の回路の一部として共用すれば、振幅検出器
４等のわずかな部分を設けるだけで本実施例での振幅補
償を安価に実現することができる。
出力を段階的に電力制御するための設定回路（図示せず
）が設けてあり、該設定回路はその一部として振幅帰還
路を有している。従って、前記振幅帰還路を本実施例の
振幅補償用の回路の一部として共用すれば、振幅検出器
４等のわずかな部分を設けるだけで本実施例での振幅補
償を安価に実現することができる。
また、第１図において、振幅制御を行うための振幅制御
ループにはループの位相を補償する回路を必要により設
ける。
ループにはループの位相を補償する回路を必要により設
ける。
なお、第１図において、移相補正信号発生器９の入力と
して、振幅検出器４の出力の一部を用いているが、振幅
検出器５の出力の一部を用いても良く、また差動増幅器
６の出力の一部を用いることもできることは明らかであ
る。
して、振幅検出器４の出力の一部を用いているが、振幅
検出器５の出力の一部を用いても良く、また差動増幅器
６の出力の一部を用いることもできることは明らかであ
る。
以上、説明したように本実施例は、従来電力増幅素子と
してシリコントランジスタに比し高価であるという理由
でＦＥＴが用いられていなかったものを、ＦＥＴが出力
電力に対する位相変化が極めて少いことを利用して電力
増幅器にＧ ａ Ａ ｓ等のＦＥＴ素子と電圧制御移相
器を用いて位相変化を極力小さくすることにより、歪補
正回路を大幅に簡易化し、総合として安価な電力増幅器
の歪補正方式を実現したものである。なお、ＦＥＴと同
等の特性を有する増幅素子を用いても、当然同様の効果
が得られる。
してシリコントランジスタに比し高価であるという理由
でＦＥＴが用いられていなかったものを、ＦＥＴが出力
電力に対する位相変化が極めて少いことを利用して電力
増幅器にＧ ａ Ａ ｓ等のＦＥＴ素子と電圧制御移相
器を用いて位相変化を極力小さくすることにより、歪補
正回路を大幅に簡易化し、総合として安価な電力増幅器
の歪補正方式を実現したものである。なお、ＦＥＴと同
等の特性を有する増幅素子を用いても、当然同様の効果
が得られる。
（発明の効果）
以上、詳細に説明したように本発明によれば、位相歪を
補償する回路が極めて簡素化されているので安価なＱＰ
ＳＫ送信機を実現することができ、デジタル移動通信用
無線機に非常に有用である。
補償する回路が極めて簡素化されているので安価なＱＰ
ＳＫ送信機を実現することができ、デジタル移動通信用
無線機に非常に有用である。
また、変調器と電力増幅器の特性を独立に確認すること
ができるので製造、保守等が容易となる。
ができるので製造、保守等が容易となる。
更に、変調器と電力増幅器の間に帯域外雑音除去用のる
波器を設けることができるので、従来と同じように送受
分波器の簡略化を図ることができる。
波器を設けることができるので、従来と同じように送受
分波器の簡略化を図ることができる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は従
来の実施例（１）を示すブロック図、第３図は従来の実
施例（２）を示すブロック図、第４図はＧａＡｓＦＥＴ
電力増幅器の位相変化の一例を示す図である。 １・・・変調器、２・・・発振器、３・・・電力増幅器
、４゜５・・・振幅検出器、６・・・差動増幅器、７・
・・位相検出器、８・・・電圧制御移相器、９・・・移
相補正信号発生器。 従来の実施例（２） 第３図 相対出力電力（ｄ８） ＧａＡｓＦＥＴ を力増幅器の位相変化第４図
来の実施例（１）を示すブロック図、第３図は従来の実
施例（２）を示すブロック図、第４図はＧａＡｓＦＥＴ
電力増幅器の位相変化の一例を示す図である。 １・・・変調器、２・・・発振器、３・・・電力増幅器
、４゜５・・・振幅検出器、６・・・差動増幅器、７・
・・位相検出器、８・・・電圧制御移相器、９・・・移
相補正信号発生器。 従来の実施例（２） 第３図 相対出力電力（ｄ８） ＧａＡｓＦＥＴ を力増幅器の位相変化第４図
Claims (3)
- （１）デジタル移動通信用の電力増幅器の歪補正方式に
おいて、 前記電力増幅器の入力側に入力信号の振幅成分を除去し
て出力する位相検出器と、制御信号に基づき入力信号の
位相に変化を与えて出力する電圧制御移相器とを縦続接
続し、 前記電力増幅器の出力信号の振幅と前記位相検出器の入
力信号の振幅との差に基づき前記電力増幅器を振幅変調
し、 前記電力増幅器の出力信号の振幅または前記位相検出器
の入力信号の振幅に基づき予め定めた基準に従って前記
制御信号を発生して前記電圧制御移相器を制御すること
により、前記電力増幅器で生じる非直線歪と位相歪を減
少させることを特徴とする電力増幅器の歪補正方式。 - （２）デジタル移動通信用の電力増幅器の歪補正方式に
おいて、 前記電力増幅器の入力側に入力信号の振幅成分を除去し
て出力する位相検出器と、制御信号に基づき入力信号の
位相に変化を与えて出力する電圧制御移相器とを縦続接
続し、 前記電力増幅器の出力信号の振幅と前記位相検出器の入
力信号の振幅との差に基づき前記電力増幅器を振幅変調
し、 前記振幅の差に基づき、予め定めた基準に従って前記制
御信号を発生して、前記電圧制御移相器を制御すること
により、前記電力増幅器で生じる非直線歪と位相歪を減
少させることを特徴とする電力増幅器の歪補正方式。 - （３）前記振幅変調は、前記電力増幅器が有する電力制
御設定回路の一部を共用して行なう請求項１または２記
載の電力増幅器の歪補正方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105401A JP2690168B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | 電力増幅器の歪補正装置 |
| US07/682,235 US5247542A (en) | 1990-04-23 | 1991-04-09 | QPSK power amplifier distortion correction system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2105401A JP2690168B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | 電力増幅器の歪補正装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH044614A true JPH044614A (ja) | 1992-01-09 |
| JP2690168B2 JP2690168B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=14406609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2105401A Expired - Lifetime JP2690168B2 (ja) | 1990-04-23 | 1990-04-23 | 電力増幅器の歪補正装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5247542A (ja) |
| JP (1) | JP2690168B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102891658A (zh) * | 2012-11-02 | 2013-01-23 | 长沙景嘉微电子股份有限公司 | 一种带正交相位校正的可编程增益放大器电路 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2707061B1 (ja) * | 1993-06-22 | 1995-09-15 | Alcatel Mobile Comm France | |
| JPH0730444A (ja) * | 1993-07-08 | 1995-01-31 | Fujitsu Ltd | 送信機 |
| US5535438A (en) * | 1994-05-10 | 1996-07-09 | Panasonic Technologies, Inc. | Phase linear class E amplifier for a satellite communication terminal which communicates with a low earth orbiting satellite |
| JP2787894B2 (ja) * | 1994-05-30 | 1998-08-20 | 日本電気株式会社 | マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 |
| GB2296145B (en) * | 1994-12-15 | 1999-09-22 | Nokia Mobile Phones Ltd | Radio transmitters and methods of operation |
| US5875396A (en) | 1995-11-13 | 1999-02-23 | Wytec, Incorporated | Multichannel radio frequency transmission system to deliver wideband digital data into independent sectorized service areas |
| SE506841C2 (sv) * | 1996-06-28 | 1998-02-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och förfarande för fasdistorsionskompensering |
| US6466628B1 (en) * | 1998-04-18 | 2002-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Technique for effectively rendering power amplification and control in wireless communications |
| US6252915B1 (en) * | 1998-09-09 | 2001-06-26 | Qualcomm Incorporated | System and method for gaining control of individual narrowband channels using a wideband power measurement |
| US6285255B1 (en) * | 1999-11-02 | 2001-09-04 | Harris Corporation | Adaptive compensation for carrier signal phase distortion |
| GB2356756B (en) * | 1999-11-25 | 2004-08-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Power amplifiers |
| FI107968B (fi) * | 2000-03-13 | 2001-10-31 | Nokia Networks Oy | Menetelmä ja järjestely vahvistuksen säätämiseksi |
| US9755603B2 (en) * | 2015-07-07 | 2017-09-05 | Mediatek Inc. | Active compensation for power amplifier gain droop |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61262309A (ja) * | 1985-05-16 | 1986-11-20 | Toshiba Corp | 電力合成装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5985166A (ja) * | 1982-10-29 | 1984-05-17 | Fujitsu Ltd | 位相変調器 |
| US4940954A (en) * | 1988-04-12 | 1990-07-10 | General Electric Company | Unbalanced quadrature PSK modulator-limiter |
-
1990
- 1990-04-23 JP JP2105401A patent/JP2690168B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-04-09 US US07/682,235 patent/US5247542A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61262309A (ja) * | 1985-05-16 | 1986-11-20 | Toshiba Corp | 電力合成装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102891658A (zh) * | 2012-11-02 | 2013-01-23 | 长沙景嘉微电子股份有限公司 | 一种带正交相位校正的可编程增益放大器电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5247542A (en) | 1993-09-21 |
| JP2690168B2 (ja) | 1997-12-10 |
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