CN1286239C - 用于阻尼传输线上功率振荡的方法和装置 - Google Patents

Abstract

包含在电力系统中的电力传输线进行着功率(p(t))的传输。在用来阻尼该传输线上功率振荡(Δp(t))的方法中，至少产生一种第一角频率信号(Ω，Ω₁)，它代表由现有的振荡频率知识给出的、在该电力系统中预期的第一角频率；并当做该角频率信号的时间积分来形成第一相位基准信号(θ(t)，θ₁(t))。对在传输线上的表征功率的功率参量(p(t)，i(t))进行检测，并形成第一估计功率参量(Δ，Δ₁)，它代表该第一角频率的振荡、它的振幅和相对于该第一相位基准信号的相位位置。形成第一阻尼信号(D(t)，D₁(t))，其振幅取决于该第一估计功率参量，其相对于它的相位位置的合适相移为(90°+α，90°+α₁)，而且将该第一阻尼信号提供给一调节装置，用来影响该传输线上传输的功率。

Description

用于阻尼传输线上功率振荡的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种用于阻尼传输线上功率振荡的方法和实现该方法的装置。

该装置包括依据估计功率参量和相对于它的相位位置的合适相移来形成阻尼信号的装置，和一调节装置(actuator)，该阻尼信号影响该调节装置，从而影响传输线上传输的功率。

背景技术

在连接两个分立的电力网或连接同一个电力网的两部分的传输线上，在处于一定传输功率的稳定状态期间，该传输线上端点的电压之间保持有一恒定的相角差。该传输功率的每次改变必然伴有这种角差的改变。因为电力网中发电机的转动惯量，每次这种角位差的改变都是以振荡的方式出现，其固有频率常常是在0.1-2Hz的区间内。这些功率振荡的内部阻尼通常是很小的，而且还随该振荡的振幅的增大而减小。如果该振荡的振幅足够大，则该内部阻尼甚至可以变成负数，在这种情形下，该振荡的振幅就会以不可控的方式增大，使得通过该传输线传输的功率不得不中断。

在发电机与线路迅速断开或与断开的电力系统的线路连接时，例如与传输线上或一些连接的电力系统中的短路线路相连接时就会发生特别大的功率振荡。

图1表示，例如，在连接到电力系统上并向该系统送电的发电机失灵的情况下，包含在电力系统中的传输线路上出现的典型有用功率扰动的表征。以水平轴表示时间，以纵轴表示瞬时有用功率p(t)。在一给定的事件间隔内，该扰动可以用一平均功率P_av和一振荡成分Δp(t)来表征，后者具有一角频率Ω＝2πf。如上所述，频率f通常处于0.1-2Hz的间隔内。

功率振荡的阻尼可通过影响传输线传送的功率来改善。按已知的方法，例如，这种影响可用下述方法来实现：

通过所谓的电源系统稳定器(PSS)来影响与电网连接的发电机的端电压的方法，这会影响发电机的励磁设备，从而影响发电机的端电压，

通过连进该线路的可控串连电容，即可控硅控制的串连电容(TCSC)来影响该传输线路的总电抗的方法，这样，在这种情形下该传输线的总电抗就包括该线路的电抗和该串连电容的电抗，或者

通过所谓的无功功率补偿器(静态无功伏安补偿器(Static VarCompensator)，SVC)来供给或消耗该传输线上某一点的无功功率的方法，这就会影响该线路上补偿器连接的那一点的电压，从而也就会影响该传输线中的功率流。

该发电机、可控串连电容、和无功功率补偿器分别都可形成一些调节装置，用来对每个上述参量、发电机的端电压、该传输线的总电抗、该线路上某一点处的电压进行调制，使得除了该原来的功率振荡之外，还实现附加的可控功率变化。如果这种可控的功率变化是以与原来的振荡相同的频率和与它偏离90°的相位位置进行，则就可实现对原有振荡的阻尼。

为了不致使那些对于业内人士不解自明的特点的表述过于麻烦，在下面的描述中，对于在该装置中出现的参量来说，一般所使用的标记符号都和与提供给该控制设备并在其中进行处理的这些参量相应的测量值和信号/计算值相同，该控制设备将在下面介绍。

图2示意性地表示出一个借助电源系统稳定器(PSS)来实现的阻尼设备的已知实施例。通过一电源变压器T1将发电机1与传输线2连接，这传输线又与具有另外的线路3的电网N2相连(仅粗略地表示)。该发电机具有励磁设备1a。通过变压器T2和电流测量装置IM分别对该电压V和电流I进行检测。向电压控制器4，仅以符号表示，提供一电压基准信号V_REF和该实际电压V的测量值V_SVAR，这测量值是通过变压器T2获得的。将来自该电压控制器的输出信号提供给该发电机的励磁设备，并这样影响它的激发电流，使得至少在稳定态的条件下该测量值接近与之相应的电压基准信号V_REF。

向功率计算部件5提供该测量值V_SVAR和电流I的实际值的测量值i(t)，并从它们计算出由该发电机输送给电网N2的有用功率的计算值p(t)。将这计算值提供给识别部件6以便识别功率振荡的振幅和相位，如果有振荡的话。该识别器从这计算值p(t)形成一控制信号ΔV_PSS，除了通常的电压基准V_REF外，再将这控制信号作为一增量送给该发电机的电压控制器。因为该传输线上的功率振荡也出现在由该发电机输送的功率中，因此这样也可实现对传输线上功率振荡的阻尼。

该识别部件6的一已知实施例被示于图4中。该计算值p(t)被送到所谓的清洗滤波器(washout filter)61，其传递函数为

其中S为拉普拉斯算符。该滤波器将常数或该计算值的缓慢变化成分隔离开，但对其振荡部分却能进行传递。该滤波器具有一选择的截止频率 它离拟阻尼的振荡频率充分远。

借助一个或多个超前滞后滤波器就可实现使上述的希望的计算值的振荡部分发生90°相移，在此实施例中是通过两个级联的滤波器62和63来实现的，其传递函数分别为 和

从该超前滞后滤波器(lead-lag filter)63的输出信号D(t)形成一阻尼信号，在对该信号水平进行形成控制信号V_PSS所需要的适应性调整(图中未画出)之后，这阻尼信号就被用来调节该发电机的端电压，于是就能实现所希望的可控功率变化。

由于调节装置的有效控制范围的限制(受该装置可承受的最大应力限制)，因而引入了对从超前滞后滤波器输出的信号的限制(在图中仅作了粗略的表示)。

因为在这些限制不起作用时大信号的有效放大系数可被降低到小振荡振幅的正常放大系数之下，因而这些限制对于该阻尼设备具有不利的影响。

经验表明，在电力系统出现扰动的情况下，几乎毫无例外地在振荡开始的同时在传输线上就会获得一平均功率的变化。这被图示在图1中，该图还表明该原来的功率是如何慢慢地稳定在一新的水平上。这个复原是由该电力系统的过载控制系统控制的，它对于该功率振荡的影响是微不足道的。但是，另一问题是，在功率振荡开始时出现的该平均功率的快速变化(参看图1)会对清洗滤波器的输出信号造成不希望的瞬时贡献。这种贡献容易使该滤波器的总的输出信号变得很大以致超出该调节装置的有效控制范围。按照所谓的非整结束策略(non-integral windup strategy)，为了抵消这种贡献，可对该超前滞后滤波器引入一些限制。但是，这种方法的负面结果就是，它使得在该超前滞后滤波器上难于产生希望的相移。

在具有两个以上的发电机的电力系统中会出现具有不同频率的振荡模式，不同的发电机组就以这些模式在它们自身之间来回变换。这就使阻尼设备与这些不同的振荡模式作用，其结果可能是由于振荡模式本身就具有一可接受的内阻尼，因而通过该阻尼设备的作用这些振荡模式就可被扰乱，按照图4该阻尼设备的控制装置是以现行技术为基础的。

图3示意地表示出阻尼设备的一已知实施例，其中的调节装置是采用可控串连电容(TCSC)的形式。发电机G1通过一电源变压器T1连接到电网N1上，而发电机G2通过电源变压器T3连接到电网N2上。这些电网至少通过一条传输线2相互连接，一可控串连电容就被连入这传输线上。下面假定，该可控串连电容以熟悉的方式由一电抗调节器8通过它的电抗基准值X_REF来控制。

功率计算部件5按参考图2介绍的同样方式来计算由传输线传输的有用功率的计算值p(t)。将这计算值提供给电抗计算部件9，如参考图4所述那样，该阻抗计算部件包括清洗滤波器和超前滞后滤波器，以及对该阻尼信号D(t)进行适应性调整以形成一校正值ΔX_POD的适配部件(图中未画出)。该校正值与该串连电容的电抗的基准值X_REF一起提供给加法器10，其输出信号又被提供给电抗调节器8，以实现希望的控制功率变化。

图9A示意性地表示一阻尼设备的已知实施例，其中的调节装置是采用无功功率补偿器(SVC)的形式，而且该图的相应部分和在适当位置的相应参量都赋予了与图3相同的标号。无功功率补偿器7’在连接点J1被并联于传输线2上。该连接点与电网N1和N2之间的阻抗在图中分别标为线电抗LR1和LR2。通过电压调节器8’形成它的电纳基准值作为输出信号提供给该补偿器，该补偿器就可以熟悉的方式被用来影响该连接点J1的电压。

将该基准电压值V_REF和测量值V_SVAR提供一差值形成部件4’，并形成它们的差来作为输出信号，后者是经变压器T2获得的电压V的实际值的测量值，该变压器的输出信号是提供给电压控制器的。将该计算值p(t)加给一计算部件9’，如参考图4所描述的那样，该计算部件包括清洗滤波器和超前滞后滤波器以及一阻尼信号D(t)的适配部件(图中未画出)用来形成校正值AU(t)。这校正值作为对电压基准值V_REF的增加量被提供给差值形成部件4’。这样，依靠这校正值AU(t)就可形成该补偿器电纳的基准值B(t)。

当在连接点J1的电压发生变化时(依靠该校正值ΔB(t))，在传输线中的有用功率流也将受影响。应该注意，该电压变化与该功率变化之间的关系取决于该补偿器在传输线上的位置以及安置在该传输线接收端的负载的电压特性，该负载在图中表示为一与电网N2连接的负载L。在该连接点J1上电压的增加常常导致该传输的有用功率的增加，这就减轻了发电机G2的负担。但是，在该补偿器(在本例中)被连接在电网N2的附近，而且该负载有一定的大小和/或与电压很有关系的情况下，就可能发生下述情况，在该连接点J1的电压增加导致该负载L上功率这样的很大增加，以使得该发电机G2上的负载不会增大。这样，在这些情况下为了获得该功率振荡的正确阻尼，对于该电压控制器的基准值来说，就应发生校正值ΔU(t)的符号反转。

发明概述

本发明的目的在于获得一种在引言中所描述的那种方法，该方法允许当功率以给定频率振荡时能快速可靠地识别该功率振荡的成分，而不会使该识别受到同时出现的平均功率改变和具有各种偏离角频率的振荡的干扰；以及实现该方法的装置。

为了实现上述目的，提供一种用于阻尼电力系统传输功率的输电线路上的功率振荡的方法，包括以下步骤：

产生一个第一角频率信号，所述第一角频率信号具有根据先前振荡频率的了解而在所述电力系统中预期的第一角频率，

形成作为所述第一角频率信号的时间积分的第一相位基准信号，

检测所述输电线路上的功率参量作为检测的功率参量，

根据所述检测的功率参量来形成对应于所述第一角频率的振荡成分的第一估计功率参量，所述第一估计功率参量具有相对于所述第一相位基准信号的振幅和相位位置，

形成第一阻尼信号，所述第一阻尼信号具有取决于所述第一估计功率参量的振幅，和相对于所述第一估计功率参量的相位位置的相移，

使用所述第一阻尼信号来影响调节装置，以便影响输电线路上的功率。

为了实现上述目的，提供一种用于阻尼电力系统传输功率的输电线路上的功率振荡的装置，包括：

被配置成用于产生一个第一角频率信号的产生元件，所述第一角频率信号具有根据先前关于振荡频率的了解而确定的在所述电力系统中预期的第一角频率，

被配置成形成作为所述第一角频率信号的时间积分的第一相位信号的第一相位基准信号形成元件，

被配置成用来检测所述输电线路上的功率参量作为检测的功率参量的检测元件，

第一估计功率参量形成元件，所述第一估计功率参量形成元件被配置成根据所述检测的功率参量形成对应于所述第一角频率的振荡成分并且具有相对于所述第一相位基准信号的振幅和相位位置的第一估计功率参量，

第一阻尼信号形成元件，所述第一阻尼信号形成元件被配置成用于根据所述第一估计功率参量的振幅形成具有一振幅和一相对于所述第一估计功率参量的相位位置的相移的第一阻尼信号，

一个调节装置，所述调节装置被配置成受所述第一阻尼信号的影响以便影响输电线路上的传输功率。

附图简介

将通过参考附图介绍的一些实施例来对本发明作更为详细的说明，这些附图都是示意性的而且是分别以单线图和框图形式画出的，其中，

图1表示在电力系统中发电机失灵的情形下功率扰动的例子，

图2表示通过与网络连接的发电机上的励磁设备来阻尼功率振荡的一已知原理，

图3表示通过连接进传输线的可控串连电容来阻尼功率振荡的一已知原理，

图4表示形成用来阻尼功率振荡的控制信号的一已知方法，

图5表示本发明形成代表功率振荡的振荡成分的估计功率参量的第一实施例，

图6表示本发明形成代表功率振荡的振荡成分的估计功率参量的第二实施例，

图7表示本发明形成用来阻尼功率振荡的控制信号的一个例子，

图8表示本发明用来对功率振荡的规定频率进行频率校正的改进

实施例，

图9A表示通过连接到传输线的可控无功功率补偿器来阻尼功率振荡的一已知原理，

图9B表示本发明用来撤销阻尼信号的改进结构，

图10A表示本发明用来进行与功率有关的阻尼信号放大适应性调整的改进结构的实施例，

图10B表示本发明用来进行与功率有关的阻尼信号相移适应性调整的改进结构的实施例，

图11表示本发明用于形成可表征功率振荡的两个同时的振荡成分的估计功率参量的第一实施例的改进结构，以及

图12表示本发明形成用来阻尼包含两种同时振荡成分的功率振荡的控制信号的改进结构。

优选实施例描述

下面的描述不但涉及该装置而且还涉及该方法。

应该明白，虽然这些图中所画的框图都是作为单元、部件、滤波器等等来描述的，但这些都应理解成实现希望功能的装置，特别是，例如，在作为微处理器的软件来实施它们的功能的情形中更是如此。

特别是在图5-9A、9B中所描述的单元块和部件都能以业内人士所熟悉的某种方式来实现，因而下面将只介绍他们的功能。

按照本发明，关于该功率振荡的预期频率的现有知识被利用来估计该振荡的振荡成分，而对同时发生的平均功率变化和偏移频率的振荡没有任何不利的影响。只要从振荡的观点，根据由该包括传输线在内的电力系统的预期行为知识给定的角频率进行估计即可做到这一点。这样的知识是以业内人士熟知的方法，通过以计算或模拟的方式进行系统研究，或者通过对与扰动相关联的电力系统的实际观察来获得的。

从该识别的振荡成分，就可推导出具有希望特性，例如具有与该振荡的振幅成比例的振幅和具有希望的与振荡相关的相对相位的阻尼信号。

取决于用哪种调节装置来阻尼，可对该阻尼信号实行另外的适应性调整。例如，这可在该调节装置采用由电抗的基准值控制的可控串连电容形式，或采用由它的电纳基准值控制的静态无功功率补偿器形式时应用。

p(t)在下面是指一表征在传输线中有用功率的参量，例如它可分别是上述的由该传输线传输的功率的计算值，和由发电机通过传输线输送给电网的功率。还进一步假定，预期的振荡频率为已知，而且它的角频率为Ω。

本发明的第一实施例

在一定的时间间隔内，有用功率可以按照下述公式

p(t)＝p_av+Δp(t)

$\left(1\right)---\mathrm{\Δp}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\Δ}\stackrel{\→}{P}{\mathrm{ej}}^{\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\right\}$

θ(t)＝Ωt

用平均功率P_av和一叠加的振荡成分Δp(t)来表示，其中θ(t)是作为给定角频率Ω的时间积分来形成的相位基准信号，P_av是一标量常数或者是一时间的缓变函数，而

是复数常数或者是时间的缓变函数。这样，该任务就是用有效的方式识别这些常数。于是，该基准相位信号就被用作该振荡成分Δp(t)的相位位置的基准。将公式(1)改写成下面的形式，其中，以星号作上标来标示相应参量的共轭复数，

$\left(2\right)---p\left(t\right)=P_{\mathrm{av}}+\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}\stackrel{\→}{P}{e}^{\mathrm{j\θ}\left(t\right)}+\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}$

然后再将公式(1)和(2)转换成

$\mathrm{\Δ}\stackrel{\→}{P}=\left\{2\right[p\left(t\right)-P_{\mathrm{av}}]-\mathrm{\Δ}{{\stackrel{\→}{P}}^{*}e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}$

$\left(3\right)---P_{\mathrm{av}}=p\left(t\right)-\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\right\}$

如果可象公式(1)那样来产生该功率信号p(t)，则在公式(3)右面的项就变成了常量(分别是复数和标量)。现在假定，这些常量的计算值 和

可获得，因而公式(3)中的这些计算值可分别替换常量P_av和

这就给出

$\left(4\right)---\mathrm{\Δ}\stackrel{\→}{P}\≈\left\{2\right[p\left(t\right)-{\tilde{P}}_{\mathrm{av}}]-\mathrm{\Δ}{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}$

$P_{\mathrm{av}}\≈p\left(t\right)-\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\Δ}{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\right\}$

在计算值正确的范围内和在公式(1)近似于表征有用功率的实际参量p(t)的条件下，公式(4)右面的项都将成为常量。因而在进行包括对公式(4)右边的项作低通滤波在内的信号处理之后，就可得到该希望的常量 和

的估计值。这就给出了下面的算法：

$\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}=H_{\mathrm{LP},\mathrm{ph}}\left\{\right[2(p\left(t\right)-{\tilde{P}}_{\mathrm{av}})-\mathrm{\Δ}{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\left]e^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\right\}$

$\left(5\right){\widetilde{---P}}_{\mathrm{av}}=H_{\mathrm{LP},\mathrm{av}}\{p\left(t\right)-\mathrm{Re}[\mathrm{\Δ}{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}\left(t\right)}\left]\right\}$

其中，H_LP，ph和H_LP，av是代表具有低通特性的滤波器的算符，那时该复数参量 的低通滤波是分别在它的相应实数部分和虚数部分上完成的。

图5以框图形式表示出如何按照本发明的这个实施例来完成该振荡成分的分离。可以证明，该希望常数的估计值

和

在取决于该低通滤波器的时间常数的瞬变过程之后就成稳定值了，可按照上面的公式(1)描述该振荡成分ΔP(t)。

将表征有用功率的参量p(t)和以从下面描述即可明白的方式产生的该平均功率P_av的估计值 提供给差值形成部件50，并由该部件形成两输入量的差值来作为输出信号。该部件50的输出信号被提供给乘法部件51，在其中该输出信号被乘以系数2。将该乘法的结果和以从下面描述即可明白的方式形成的计算值

提供给差值形成部件52并由该部件形成输入量的差值来作为输出信号。将从该部件52产生的输出信号提供给乘法部件53以便乘以系数e^-jθ(t)，并将这乘法结果提供给由传递函数H_LP，ph表征的低通滤波部件54。与上述的公式(5)比较即可看出，由该部件54产生的输出信号形成希望的估计功率参量

部件54的输出信号还被提供给计算部件55，该部件形成与估计的功率参量

共轭的复数

作为输出信号，这个输出信号被提供给乘法部件56以便乘以系数e^-jθ(t)。这相乘的结果便形成该计算值

如上所述，它一部分提供给差值部件52，另一部分提供给计算部件57，形成所提供的计算值的实数部分作为输出信号。这样，这种在图中被表示为 的输出信号就形成一频率为Ω的振荡成分Δp(t)的估计值，叠加在该平均功率上。

将表征有用功率的参量p(t)和该计算部件57的输出信号提供给差值形成部件58，并由该部件形成这两输入量的差值来作为输出信号。将该部件58的输出信号提供给一以传递函数H_LP，av表征的低通滤波部件59。与上述公式(5)比较即可看出，该部件59的输出信号形成该平均功率P_av的估计值

如上所述，它又被提供给差值形成部件50。

上述部件51-57合在一起就形成一计算装置EST1，它与该差值形成部件50合起来就构成一滤波装置。

图5还图示出相位基准信号θ(t)是如何在积分部件50a中作为给定角频率Ω的时间积分来形成的，上述的系数e^-jθ(t)是如何在计算部件50b中依据相位基准信号形成的。表征该给定角频率的角频率Ω是以熟知的方法在一信号发生部件中产生的，该部件在图5中用方框50d表示，其输出信号在该积分部件50a中被积分。

由于该估计的功率参量 是依靠该平均功率的估计值 的成分形成并通过低通滤波获得的，而且该平均功率的估计值

是依靠估计功率参量 的成分形成，也是通过低通滤波获得的，因而表示在图5中的滤波装置就是这样通过跨接设置的低通滤波部件，实现包括对估计功率参量 和传输线上的估计平均功率

的低通滤波在内的信号处理。

例如，该低通滤波部件54和59可以用作第一级低通滤波器或第二级的贝塞尔或巴特沃斯型滤波器，其带宽在-3dB常常为(0.2-0.5)*Ω。

本发明的第二实施例

本发明的第二实施例是以按照最小二乘法利用递推回归，即所谓RLS算法为基础的。在下面来介绍该估算的数学基础。

又将公式(1)改写成

p(t)＝P_av+Δp_xcosθ(t)-ΔP_ysinθ(t)

$\left(6\right)---\mathrm{\Δ}\stackrel{\→}{P}=\mathrm{\Δ}{P}_x+\mathrm{j\Δ}{P}_y$

θ(t)＝Ωt

其中，ΔP_x和jΔP_y分别表示该复数参量的

的实部和虚部。此处所有的未知常数P_av、ΔP_x和ΔP_y都是实数。在公式(6)中的第一等式就可理解为一回归方程式

p(t)＝^T(t)Θ

(7)^T(t)＝[1cosθ-sinθ]

$\mathrm{\Θ}=\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{av}}\\ \mathrm{\Δ}{P}_x\\ \mathrm{\Δ}{P}_y\end{array}\right]$

其中，^T(t)是所谓的回归矢量，而Θ是带有三个常数P_av、ΔP_x和ΔP_y的探寻参数矢量(sought parameter vector)。该参数矢量可以借助递归最小二乘方的估算方法，即所谓RLS算法用熟知的方式，例如用在Astrm/Wittenmark的论著：适应性控制(AdaptiveControl)[ISBN 0-201-55866-1]中描述的方式来确定。

该解由下述公式给出

其中，

$\left(9\right)---\widetilde{\mathrm{\Θ}}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{P}}_{\mathrm{av}}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_x\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_y\end{array}\right]$

该估算的参量矢量，I是一单位矩阵，而λ是所谓的遗忘因子，它控制该算法的记忆。

图6以框图形式表示本发明的第二实施例。

将以上述方式形成的相位基准信号提供给计算单元块60，并由它形成回归矢量[1cosθ-sinθ]作为输出信号。

该表征有用功率的参量p(t)、回归矢量和遗忘因子都被提供给一计算部件61，该计算部件依靠这些提供的数值，以上述方式，按照公式(9)形成该估计参数矢量来作为输出信号。

本发明用于影响该阻尼设备的阻尼信号的产生

根据该估计功率参量

最好是通过上述的用于分离功率信号的振荡成分的任一实施例获得的估计功率参量，就可产生阻尼信号D(t)。该阻尼信号的振幅是依靠该振荡成分的振幅

形成的，例如阻尼信号的振幅与该振幅成比例，其放大系数为k_D，相对于该功率信号的振荡成分的相位位置的合适相移为90°+α。

(10)

$D\left(t\right)=k_D\mathrm{Re}\left\{\mathrm{j\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}{e}^{j[\mathrm{\θ}\left(t\right)+\mathrm{\α}]}\right\}$

$=-k_D\mathrm{Im}\left\{\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}{e}^{j[\mathrm{\θ}\left(t\right)+\mathrm{\α}]}\right\}$

$=-k_D\left\{\right[\mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_x\sin \mathrm{\θ}\left(t\right)+\mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_y\cos \mathrm{\θ}\left(t\right)]\cos \mathrm{\α}+[\mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_x\cos \mathrm{\θ}\left(t\right)-\mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_y\sin \mathrm{\θ}\left(t\right)\left]\sin \mathrm{\α}\right\}$

可以证明，如果只考虑该发电机的转动惯量和如果该传输系统的损耗可忽略，则功率振荡和阻尼信号之间的理想相移就为90°。考虑到对于损耗和其它因素的影响，已在上述公式(10)中的增加了角度α，以便能对该想要的相移进行校正。实际上，该角度α大约为10°。

图7以示意性框图的形式表示出公式(10)。

在积分部件50a中以给定角频率Ω的时间积分的形式形成相位基准信号θ(t)并在计算部件50c中依靠该相位基准信号形成因子e^jθ(t)。在计算部件71中依靠该角度α形成因子e^jα。

将估计功率参量

和该因子e^jθ(t)提供给乘法部件72，并将该相乘结果与该因子e^jα一起提供给乘法部件73。将乘法部件的输出信号提供给计算部件74，该部件形成提供给它的信号的虚数部分来作为输出信号。该计算部件74的输出信号于是就等于

也就是除了因子-k_D外，它就等于公式(10)的第三项。将单元块74的该输出信号和因子-k_D提供给乘法部件75，这样，其输出信号就构成了阻尼信号D(t)。

这样该阻尼信号D(t)就代表对正在振荡的机器转矩的预定的影响。

在调节装置由发电机的励磁设备构成的情形，如上参考图2所述，该阻尼信号，在就其水平进行适应性调整和就该励磁设备的工作范围和加以限制后，可直接用作该阻尼设备的控制信号。这用标示为PSS的乘法部件75的输出形式示于图7中。

在调节装置由可控串连电容构成的情形，如上参考图3所述，该通过传输线连接的总有效电抗将受影响。

这样，对于发电机转矩的影响将取决于该功率流的瞬时方向。一般来说，如果在该功率偏离该功率的零线时传输线的总有效电抗就减小(即电感性减少)而在该功率接近这零线时该总有效电抗就增大(即电感性加大)时，则可实现阻尼。

这样就可能将该阻尼信号按照下述公式转变成一希望的电抗信号(与可控串连电容的电抗值相应的信号)。

(11)ΔX_REF＝sign[p(t)]D(t)

其中，sign[p(t)]表示该瞬时功率流的方向。如图7所示，该信号sign[p(t)]是依靠表征该有用功率的参量p(t)，按熟知的某种方式在计算部件76中形成的，并将它与该阻尼信号D(t)一起提供给乘法部件77，这样，后者按上述公式(11)形成一信号作为输出信号。

这以该乘法部件77的标示为TCSC的输出的形式图示于图7中。

对这样获得的信号就水平进行适应性调整，其次是该信号限于那些可被TCSC的主线路执行的电抗值。这些电抗值可以是连续的变量，也可是不连续的变量，或连续变量与不连续变量的组合。

在调节装置由无功功率补偿器构成的情形中，如参考图9所述，该阻尼信号，在就其水平进行适应性调整和就该补偿器的工作范围加以限制后，可直接用作该补偿器的电压控制器的控制信号。这以该乘法部件75的输出的形式图示于图7中，标示为SVC。在某些应用中，阻尼信号或根据该阻尼信号对于电压控制器的基准值的校正值ΔU(t)的符号反转的必要性在图7中并没表示出来，但在需要的地方，这种改变当然可以由业内人士完成。

频率校正

如上所述，按照本发明所述的该控制装置是为某一给定频率的功率振荡设计的。在一电力系统中，发生不同的工作状态是与在一定时间上哪些线路在工作有关。这样，以某种模式进行的功率振荡的频率就将稍有变化，这取决于电力系统的工作状态。如果实际振荡的频率偏离该控制装置规定的频率，则表征该估计功率参量的矢量

将以该偏离频率转动。于是，该阻尼信号与实际振荡之间的相移就不会变成预想的值90°+α。

按照本发明的改进，为了使阻尼信号的频率适应实际振荡的频率，因而对于给定角频率Ω可引入一频率校正。这种频率校正的的实施例被介绍于下并图示于图8中。

该估计功率参量

被提供给一绝对值形成部件81，它形成该估计功率参量振幅的绝对值

来作为输出信号。该估计功率参量

也被提供给相值形成部件82，它形成幅角 $\mathrm{\φ}=\arg \left\{\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}\left(t\right)\right\}$ 作为输出信号，该幅角表征该估计功率参量的位相位置。

该绝对值形成部件81的输出信号，也就是

被加给比较部件83去与比较值AMPR进行比较。如果该绝对值

超过该比较值AMPR，则该比较部件83就形成一逻辑信号DEV，它将这经合适的时间延迟t1，现标示为DEV’的信号DEV送到一所谓的取样-保持单元85。还将该估计功率参量

提供给该单元85，在它接收该延迟信号DEV’时，它就检测该功率参量并将这时，这里标示为t₀，的功率参量值送到一相值形成部件86。该相值形成部件86形成幅角

$\left(12\right)---{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ref}}=\arg \left\{\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}\left(t_0\right)\right\}$

作为输出信号，该幅角表征在时间t₀时该估计功率值的位相位置。

立即就能让该相值形成部件86的输出信号φ_ref形成该估计功率参量的实际相位位置， $\mathrm{\φ}=\arg \left\{\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}\right\},$ 的基准值，如上所述，这实际相位位置就是该相位值形成部件82的输出信号。

信号φ_ref和φ都被加给差值形成部件87并将它们的差值提供给频率控制器88，最好该频率控制器具有比例-积分特性。这样，该频率控制器88的输出信号将具有如下形式

$\left(13\right)---\mathrm{\Δ\Ω}\left(t\right)=k_{\mathrm{DF}}\frac{1+{\mathrm{sT}}_{\mathrm{DF}}}{{\mathrm{sT}}_{\mathrm{DF}}}\left\{\arg \right[\mathrm{\Δ}\stackrel{\widetilde{\→}}{P}\left(t\right)]-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ref}}\}$

其中，ΔΩ构成对给定角频率Ω的校正频率，k_DF和T_DF分别是该频率控制器中的放大系数和时间常数。

该校正频率ΔΩ和该给定角频率Ω都被提供给加法部件89，它按照下述公式形成一校正角频率Ω_corr，

(14)Ω_corr＝Ω+ΔΩ

在参考图5、6和7描述的那些实施例中的该给定角频率Ω，在本发明的这种改进中都被上述公式中的校正角频率Ω_corr所替代，而该给定角频率Ω仅被用来提供给加法部件89，如参考图8和9B所述。这在图5、6和7中都是用放置在圆括号内的积分部件50a的输入信号Ω_corr来表示的。该积分部件的相应输出信号，即相位基准信号θ(t)也是用圆括号表示。

可方便地被选择时间延迟部件中的时间延迟t1来构成该给定角频率的1-2个周期。

为了防止系统中不应有的阻尼对该电力系统中振荡模式造成的干扰和不稳定，在本发明的另一改进中确定了对在控制系统中规定的给定角频率的向上和向下的最大允许频率偏离ΔΩ。这样，就对该频率控制器88作了改进，使得对于频率偏离ΔΩ超过该最大允许频率偏离的所有振荡来说，它的输出信号都保持在这最大允许的频率偏离上，而对于频率偏离低于该向下的最大允许频率偏离的所有振荡来说，它的输出信号都保持在这向下的最大允许的频率偏离上。当与传输线上的功率振荡关联的该频率控制器在这任一限制上保持一预定的时期时，该阻尼信号就被撤消。

这被示意地图示在图9B中。选择开关91有两个输入端子，一个输入用上述方法形成的阻尼信号D(t)，而另一个则输入ZER0值信号，在选择开关的输出端则送出一标示为D1(t)的信号。在该选择开关的正常位置上，该信号D1(t)与该阻尼信号D(t)完全相同，但依据提供给该选择开关的影响信号DACT该选择开关的位置可以改变，使得它能送出ZER0值信号。形成该频率控制器88的输出信号的该频率偏离ΔΩ被提供给限制装置92，图解地表示出对提供给它的信号的向上和向下的限制。这样，只要该频率偏离ΔΩ不超过该最大允许频率偏离，该限幅装置92的输出信号ΔΩ1就与该频率偏离ΔΩ相等，否则输出信号ΔΩ1就被限制在这些允许的最大频率偏离上。在本发明的这种改进设备中，该限制装置的输出信号ΔΩ1就被以参考公式(14)描述的类似方式提供给加法器89。

在该频率偏离ΔΩ分别达到上限和下限时，该限制装置就用某种熟悉的方式相应形成逻辑输出信号Lim1和Lim2。该信号Lim1和Lim2被提供给一或电路93，它又将这些信号送到计时电路94。如果这些信号Lim1和Lim2中的任一个至少维持一预定的时间tL，则该计时电路就会以熟知的方式形成该影响信号DACT。

随功率而变的放大系数和/或相移

在正常运作过程中出现的振荡通常显示出一低小的振幅，而该电力系统的固有阻尼能力通常就足以阻尼这种振荡。在这种情形下，并不需要阻尼装置的干预，因而在这样的振幅时尤其可方便地赋予该阻尼信号的放大系数k_D一个低值，以减小应提供阻尼作用的调节装置上的热应力。

为了在振荡振幅增大时确保实现足够的阻尼，该放大系数的值就也应依据该振荡的振幅方便地增大，例如阶式地或按照一选择的连续特性增大。

特别是在调节装置由连接在传输线上的电抗器功率(reactorpower)的静态并联补偿器构成的情形中，其阻尼能力通常取决于在传输线上的功率流的大小和方向，形成合适的角度α可能是有利的，这已在标题为“阻尼信号的产生”的章节中参考图7进行过描述。

图10A表示出一个对放大系数k_D进行与功率相关的适应性调整的实施例。例如通过参考图5所描述的滤波装置形成的该估计功率参量

被提供给一绝对值形成部件101，其输出信号

又被提供给函数值形成部件102。这部件依据估计功率参量的振幅和按照对于该函数值形成部件选择的特性产生一放大系数k_D的值，这种特性作为阶梯函数示于该图中。该函数值形成部件102的输出信号，符号反转后提供给乘法部件75，该乘法部件已参考图7进行过描述并示于该图中。

图10B表示出一个对该合适的角度α进行与功率相关的适应性调整的实施例。例如通过参考图5所描述的滤波装置形成的该估计平均功率

被提供给一函数值形成部件103。这部件依据估计平均功率的振幅和按照对于该函数值形成部件选择的特性产生一合适角度值α，这种特性作为一连续的非线性函数示于该图中，该函数既可取负值也可取正值。该函数值形成部件103的输出信号被提供给计算部件71，该计算部件已参考图7进行过描述并示于该图中。

多于一个振荡频率的振荡的同步阻尼

先前的描述涉及的本发明的实施例中的装置都是在假定阻尼一个单一的给定频率的振荡的前提下设计的。

在具有两个以上发电机的电力系统中，会出现具有不同频率的几个振荡模式，不同的发电机组就以这些模式在它们自身之间来回变换。

在本发明的一有益改进中，该阻尼装置可以是为实现对几个这样具有不同但却是给定的频率的振荡模式的同步阻尼而设计的。下面对这种改进的描述仅涉及分别具有角频率Ω1和Ω2的两种振荡模式。但是，所描述的该原理却可以按业内人士知晓的方式扩展应用到三种或更多的振荡模式上。

让我们来假设，两个预期的振荡频率为已知，其角频率分别为Ω1和Ω2。上面的公式(1)那时就可一般化写成

p(t)＝P_av+Δp₁(t)+Δp₂(t)

${\mathrm{\Δp}}_1\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}_1{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)}\right\}$

$\left(15\right){---\mathrm{\Δp}}_2\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}_2{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)}\right\}$

θ₁(t)＝Ω₁t

θ₂(t)＝Ω₂t

由于完全与根据公式(1)导出的希望的常数

和 的估计值公式(5)类似的理由，立即可得到一种表示希望常数

和

的算法，其形式如下：

$\mathrm{\Δ}{\stackrel{\widetilde{\→}}{P}}_1=H_{\mathrm{LP},\mathrm{ph}1}\left\{\right[2(p\left(t\right)-{\tilde{P}}_{\mathrm{av}}-\mathrm{Re}\left(\mathrm{\Δ}{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_2}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)}\right))-{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_1}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)}\left]e^{-j{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)}\right\}$

$\left(16\right)---\mathrm{\Δ}{\stackrel{\widetilde{\→}}{P}}_2=H_{\mathrm{LP},\mathrm{ph}2}\left\{\right[2(p\left(t\right)-{\tilde{P}}_{\mathrm{av}}-\mathrm{Re}\left(\mathrm{\Δ}{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_1}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)}\right))-{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_2}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)}\left]e^{-j{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)}\right\}$

${\tilde{P}}_{\mathrm{av}}=H_{\mathrm{LP},\mathrm{av}}\{p\left(t\right)-\mathrm{Re}[\mathrm{\Δ}{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_1}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)}+\mathrm{\Δ}{{\widetilde{\stackrel{\→}{P}}}_2}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)}\left]\right\}$

其中，H_LP，ph1、H_LP，ph2和H_LP，av都是代表具有低通特性的滤波器的算符。这样，复数参量 和 的低通滤波就分别在每个的实数部分和虚数部分上进行。

图11以框图的形式表示如何根据公式(16)，按照本发明的这种改进来进行该振荡成分的分离。

一方面将表征有用功率的参量p(t)，另一方面又将该平均功率P_av的估计值 和频率为Ω₂的振荡成分ΔP₂的估计值 提供给一差值形成部件501，并形成差值作为输出信号，该振荡成分是叠加在该平均功率上的，而且该估计值是以从下文即将明白的方式形成的。将该差值形成部件501的输出信号提供给参考图5所描述的计算装置EST1，这计算装置于是就包含有与部件51-53和55-57相同种类的一些部件，并用相同的标号表示在图11中。表示在图5中的低通滤波器54已用一特性函数H_LP，ph1表示在图11中。与参考图5所描述的类似，低通滤波部件54的输出信号包含该希望的估计功率参量 这在与公式(16)直接比较时也很清楚。

一方面将表征有用功率的参量p(t)，另一方面又将该平均功率P_av的估计值 和频率为Ω₁的振荡成分ΔP₁的估计值 提供给一差值形成部件502，并形成差值作为输出信号，该振荡成分是叠加在该平均功率上的，而且该估计值是以从下文即将明白的方式形成的。该差值形成部件502的输出信号提供给参考图5所描述的计算装置EST2，这计算装置包含有与部件51-53和55-57相同种类的一些部件。但是，为了不使该图变得不必要的复杂，在该装置EST2中没有画出这些部件。在图11中用标号542表示的一低通滤波部件，由一传递函数H_LP，ph2表征，它与参考图5所描述的低通滤波部件54同类并相当。与参考图5所描述的类似，该部件542的输出信号构成该希望的估计功率参量

这在与公式(16)直接比较时也很清楚。

叠加在该平均功率上的频率为Ω1的振荡成分Δp₁的估计值 和叠加在该平均功率上的频率为Ω2的振荡成分Δp₂的估计值 都是分别在计算装置EST1和EST2中以与参考图5所描述的类似方式作为计算部件57的输出信号形成的(在该图中未画出装置EST2中的计算部件57)。

将表征有用功率的参量p(t)和计算装置EST1与EST2的计算部件57的相应输出信号

和 提供给一差值形成部件58并由它形成一差值作为输出信号。该部件58的输出信号又被提供给一由传递函数H_LP，av表征的低通滤波部件59，该部件与参考图5所描述的低通滤波部件是相同的，并具有相同标号。与上述公式(16)一比较即可看出，该部件59的输出信号构成了平均功率P_av估计值 如上所述，它被提供给差值形成部件501和502。

图11还表明如何在一积分部件50a1中作为该给定角频率Ω1的时间积分来形成该位相基准信号和如何在该计算部件50b1中依据该位相基准信号形成该因子e^-jθ1(t)。在一信号发生部件中按熟知的方式形成一代表该给定角频率的角频率信号Ω1，这信号发生部件用方框50d1表示在图11中，其输出信号在积分部件50a1中被积分。

相位基准信号θ₂(t)、因子e^-jθ2(t)和角频率信号Ω2都是以相同方式在积分部件50a2、计算部件50b2、和信号发生部件50d2中形成的。

在这种情形，阻尼信号的公式(10)具有形式

$\left(17\right)D\left(t\right)=k_{D1}\mathrm{Re}\left\{\mathrm{j\Δ}{\stackrel{\widetilde{\→}}{P}}_1{e}^{j[{\mathrm{\θ}}_1\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_1]}\right\}+k_{D2}\mathrm{Re}\left\{\mathrm{j\Δ}{\stackrel{\widetilde{\→}}{P}}_2{e}^{j[{\mathrm{\θ}}_2\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_2]}\right\}$

在按与公式(10)同样的方式展开后，它就具有图12所示的形式，它应与图7作对比。

图12中所示的部件50a1、50c1和711-751都与参考图7所描述的部件50a、50c和71-75同类和相当，而且提供给它们的参量都与参考图7所描述过的那些相当，同时它们还应涉及具有角频率Ω1的振荡模式。

示于图12中的部件50a2、50c2和712-752也都与参考图7所描述的部件50a、50c和71-75同类和相当，而且提供给它们的参量都与参考图7所描述过的那些相当，同时这些参量还应涉及具有角频率Ω2的振荡模式。

乘法部件751的输出信号构成一阻尼信号D₁(t)，用来阻尼具有角频率Ω1的振荡模式，而乘法部件752的输出信号构成一阻尼信号D₂(t)，用来阻尼具有角频率Ω2的振荡模式。这两阻尼信号D₁(t)和D₂(t)都被提供给一加法部件78，其输出信号形成一合阻尼信号D(t)。可以对该合阻尼信号加以处理，并象参考图7所描述的那样来使用。

此外，在这种情形，上述的用来对阻尼信号的频率进行调整，以适应真实振荡的实际频率的频率校正也可被应用于本发明的这个实施例，在本例中，其方法是对每一给定的预期频率进行个别的频率校正。根据上面的描述，这种扩展到包含一个以上频率的频率校正可以按业内人士极为明晰的方式进行，因而在本文中将不作更详细的描述，而只分别用放置在圆括号内的积分部件50a1和50a2的输入信号Ω_1corr和Ω_2corr表示在图11中。该积分部件的输出信号，即相位基准信号θ₁(t)和θ₂(t)，也表示在圆括号内。

也可将上述的本发明的第二实施例做成包含对几个这样具有不同但却是给定的频率的振荡模式的同步阻尼。

那时上述的公式(6)就可一般化写成

(18)

p(t)＝P_av+ΔP_x1cosθ₁(t)-ΔP_y1sinθ₁(t)+ΔP_x2cosθ₂(t)-ΔP_y2sinθ₂(t)

$\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}_1=\mathrm{\Δ}{P}_{x1}+\mathrm{j\Δ}{P}_{y1}$

$\mathrm{\Δ}{\stackrel{\→}{P}}_2=\mathrm{\Δ}{P}_{x2}+\mathrm{j\Δ}{P}_{y2}$

θ₁(t)＝Ω₁t

θ₂(t)＝Ω₂t

由于与根据公式(6)导出的公式(7)类似理由，该相应的回归矢量将具有形式

p(t)＝^T(t)Θ

(19)

^T(t)＝[1cosθ₁(t)-sinθ₁(t)cosθ₂(t)-sinθ₂(t)]

$\mathrm{\Θ}=\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{av}}\\ \mathrm{\Δ}{P}_{x1}\\ \mathrm{\Δ}{P}_{y1}\\ \mathrm{\Δ}{P}_{x2}\\ \mathrm{\Δ}{P}_{y2}\end{array}\right]$

公式(8)仍保持不变，但按照公式(9)表述的 却被下述关系式替代了

$\left(20\right)\widetilde{\mathrm{\Θ}}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{P}}_{\mathrm{av}}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_{x1}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_{y1}\\ {\mathrm{\Δ}\tilde{P}}_{x2}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{P}}_{y2}\end{array}\right]$

本发明并不限于所给出的这些实施例，但在本发明权利要求书的范围内业内人士根据上述说明进行的多数改进都是可行的。这样，在图中表示为p(t)的用于描述和表征该功率的功率参量可以被相应的电流信号代替，在这种情形，应该考虑，如果阻尼设备得运行于与零线相交的振荡的情形，即功率流改变方向的情形，则该信号将被赋予表示在传输线上功率传送方向的符号，以便产生该阻尼设备的正确作用。其它的测量信号对于于控制阻尼设备也可是有用的，在本发明的范围内也可加以使用。在具有双并联线路的传输线中，两个线路的总功率信号可能比仅来自一个线路的功率信号更适合控制该阻尼设备，因为否则该阻尼设备就倾向使该功率流在该沿同一传输路径的并联线路之间移动。

Claims (28)

1.一种用于阻尼电力系统传输功率的输电线路上的功率振荡的方法，包括以下步骤：

产生一个第一角频率信号，所述第一角频率信号具有根据先前振荡频率的了解而在所述电力系统中预期的第一角频率，

形成作为所述第一角频率信号的时间积分的第一相位基准信号，

检测所述输电线路上的功率参量作为检测的功率参量，

根据所述检测的功率参量来形成对应于所述第一角频率的振荡成分的第一估计功率参量，所述第一估计功率参量具有相对于所述第一相位基准信号的振幅和相位位置，

形成第一阻尼信号，所述第一阻尼信号具有取决于所述第一估计功率参量的振幅，和相对于所述第一估计功率参量的相位位置的相移，

使用所述第一阻尼信号来影响调节装置，以便影响输电线路上的功率。

2.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

产生一个第二角频率信号，所述第二角频率信号具有根据先前振荡频率的了解而在所述电力系统中预期的第二角频率，

形成作为所述第二角频率信号的时间积分的第二相位基准信号，

根据所述检测的功率参量和所述第一角频率的振荡成分的一个估计值来形成对应于所述第二角频率信号的振荡成分的第二估计功率参量，所述第一角频率的振荡成分被叠加在所述输电线路的平均功率中，所述第二估计功率参量具有相对于所述第二相位基准信号的振幅和相位位置，和

形成第二阻尼信号，所述第二阻尼信号具有取决于所述第二估计功率参量的振幅和相对于所述第二估计功率参量的相位位置的相移，其中

所述第一估计功率参量进一步取决于所述第二角频率的振荡成分的估计值，所述振荡成分被叠加在所述输电线路的平均功率上，并且

所述影响步骤包括使用所述第一阻尼信号和所述第二阻尼信号来影响调节装置以便影响输电线上的功率。

3.按照权利要求2所述的方法，还包括以下步骤：

将所述检测的功率参量提供给第一滤波器装置和第二滤波器装置；

使用跨接的低通滤波器通过对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的估计值进行信号处理来形成所述第一估计功率参量，作为所述第一滤波器装置的输出信号；

在所述第一滤波器装置中形成所述输电线路上的平均功率的估计值；和

使用跨接的低通滤波器通过对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的估计值进行信号处理来在所述第二滤波器装置中形成所述第二估计功率参量作为输出信号。

4.按照权利要求3所述的方法，其中：

形成所述平均功率的估计值的步骤包括从所述第一滤波器装置的低通滤波器之一中产生所述平均功率的估计值；

形成所述第一估计功率参量的步骤包括从所述第一滤波器装置的低通滤波器之另一个中产生所述第一估计功率参量；

形成所述第二估计功率参量的步骤包括从所述第二滤波器装置的一个低通滤波器中产生所述第二估计功率参量。

5.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

将所述检测的功率参量加给第一滤波器装置；

使用跨接的低通滤波器在所述第一滤波器装置中对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的一个估计值进行信号处理；

在所述第一滤波器装置中形成所述输电线路上的平均功率的所述估计值；和

形成所述第一估计功率参量，作为所述第一滤波器装置的输出信号。

6.根据权利要求5所述的方法，其中：

形成所述平均功率的估计值的步骤包括从所述第一滤波器装置的低通滤波器之一中产生所述平均功率的估计值；

形成所述第一估计功率参量的步骤包括从所述第一滤波器装置的低通滤波器之另一个中产生所述第一估计功率参量。

7.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

将所述检测的功率参量加给一计算装置，其中所述计算装置被配置成使用递归最小二乘方算法形成所述第一估计功率参量。

8.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

当所述第一估计功率参量的振幅超过一预定的水平时，根据功率振荡的实际频率形成用于所述第一角频率的校正频率信号。

9.按照权利要求8所述的方法，其中：

如果所述校正频率信号超过一第一预定水平，则撤消所述第一阻尼信号，和

如果所述校正频率信号低于一第二预定水平，则撤消所述第一阻尼信号。

10.按照权利要求1所述的方法，其中：

所述形成第一阻尼信号的步骤包括根据一振幅随所述第一估计功率参量的振幅增大而增大的一放大系数形成第一阻尼信号。

11.按照权利要求1所述的方法，其中：

所述形成第一阻尼信号的步骤包括形成一相移移取决于所述输电线路上的平均功率的一个估计值的第一阻尼信号。

12.按照权利要求1所述的方法，其中：

所述影响步骤包括根据所述第一阻尼信号影响被配置成将功率传送到电网的发电机的励磁设备。

13.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

根据所述第一阻尼信号和所述输电线路上的瞬时功率流的方向形成一电抗调节信号；其中

所述影响步骤包括将所述电抗调节信号加给连接到所述输电线路的可控串联电容，所述可控串联电容是所述调节装置。

14.按照权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

根据所述第一阻尼信号形成一电压校正值，其中

所述影响步骤包括将所述电压校正值加给一静态的无功功率补偿器，所述补偿器被连接到输电线路上，所述静态的无功功率补偿器是所述调节装置。

15.一种用于阻尼电力系统传输功率的输电线路上的功率振荡的装置，包括：

被配置成用于产生一个第一角频率信号的产生元件，所述第一角频率信号具有根据先前关于振荡频率的了解而确定的在所述电力系统中预期的第一角频率，

被配置成形成作为所述第一角频率信号的时间积分的第一相位信号的第一相位基准信号形成元件，

被配置成用来检测所述输电线路上的功率参量作为检测的功率参量的检测元件，

第一估计功率参量形成元件，所述第一估计功率参量形成元件被配置成根据所述检测的功率参量形成对应于所述第一角频率的振荡成分并且具有相对于所述第一相位基准信号的振幅和相位位置的第一估计功率参量，

第一阻尼信号形成元件，所述第一阻尼信号形成元件被配置成用于根据所述第一估计功率参量的振幅形成具有一振幅和一相对于所述第一估计功率参量的相位位置的相移的第一阻尼信号，

一个调节装置，所述调节装置被配置成受所述第一阻尼信号的影响以便影响输电线路上的传输功率。

16.按照权利要求15所述的装置，还包括：

被配置成用来产生一个第二角频率信号的第二发生元件，所述第二角频率信号具有根据先前关于振荡频率的了解而在所述电力系统中预期的第二角频率，

被配置成形成作为所述第二角频率信号的时间积分的第二相位基准信号的第二相位基准形成元件，

第二估计功率参量形成元件，所述第二估计功率参量形成元件被配置成根据所述检测的功率参量和所述第一角频率的振荡成分的估计值来形成对应于所述第二角频率的振荡成分的第二估计功率参量，所述第一角频率的振荡成分被叠加在所述输电线路的平均功率上，所述第二估计功率参量具有相对于所述第二相位基准信号的振幅和相位位置，和

被配置成用于形成第二阻尼信号的第二阻尼信号形成元件，所述第二阻尼信号具有取决于所述第二估计功率参量的振幅的振幅和相对于所述第二估计功率参量的相位位置的相移，其中

所述第一估计功率参量进一步取决于所述第二角度频率的振荡成分的一个估计值，所述振荡成分被叠加在输电线路上的平均功率上，并且

所述调节装置被配置成受所述第一阻尼信号和所述第二阻尼信号的影响以便影响所述输电线路上的功率。

17.按照权利要求16所述的装置，其中：

所述第一估计功率参量形成元件包括第一滤波器装置，所述第一滤波器装置被配置成使用跨接的低通滤波器通过对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的一个估计值进行信号处理来形成所述第一估计参量作为输出信号，所述输电线路上的平均功率的估计值是在所述第一滤波器装置中形成的，

所述第二估计功率参量形成元件包括第二滤波器装置，所述第二滤波器装置被配置成使用跨接的低通滤波器通过对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的一个估计值进行信号处理来形成所述第二估计参量作为输出信号，所述输电线路上的平均功率的估计值是在所述第一滤波器装置中形成的。

18.根据权利要求17所述的装置，其中：

所述第一估计功率参量是从所述第一滤波器装置的低通滤波器之一中产生的；

所述平均功率的估计值是从所述第一滤波器装置的低通滤波器之另一个中产生的；并且

所述第二估计功率参量是从所述第二滤波器装置的一个低通滤波器中产生的。

19.根据权利要求15所述的装置，其中：

所述第一估计功率参量形成元件包括第一滤波器装置，所述第一滤波器装置被配置成使用跨接的低通滤波器通过对所述检测的功率参量和所述输电线路上的平均功率的一个估计值进行信号处理来形成所述第一估计参量作为输出信号，所述输电线路上的平均功率的估计值是在所述第一滤波器装置中形成的。

20.根据权利要求19所述的装置，其中：

所述第一估计功率参量是从所述第一滤波器装置的低通滤波器之一中产生的；

所述平均功率的估计值是从所述第一滤波器装置的低通滤波器之另一个中产生的。

21.按照权利要求15所述的装置，其中：

所述第一估计功率参量形成元件包括一计算装置，所述计算装置被配置成接收所述检测功率参量和使用递归最小二乘方算法形成所述第一估计功率参量。

22.按照权利要求15所述的装置，还包括：

一校正频率形成元件，当所述第一估计功率参量的振幅超过一预定水平时，所述校正频率形成元件被配置成根据功率振荡的实际频率形成一用于所述第一角频率的校正频率信号。

23.按照权利要求15所述的装置，还包括：

一撤消元件，如果所述校正频率信号超过一第一预定水平时撤消所述第一阻尼信号，并且当所述校正频率信号低于一第二预定水平时撤消所述第一阻尼信号。

24.按照权利要求15所述的装置，其中：

所述第一阻尼信号形成元件被配置成根据一振幅随所述第一估计功率参量的振幅增大而增大的放大系数形成第一阻尼信号。

25.按照权利要求15所述的装置，其中：

所述第一阻尼信号形成元件被配置成形成具有一取决于所述输电线路上的平均功率的估计振幅的相移的第一阻尼信号。

26.按照权利要求15所述的装置，其中：

所述调节装置包括被配置成根据所述第一阻尼信号将功率输送给电网的发电机的励磁设备。

27.按照权利要求15所述的装置，还包括：

电抗调节信号形成元件，所述电抗调节信号形成元件被配置成根据所述第一阻尼信号和所述输电线路上的瞬时功率流动方向形成一电抗调节信号，其中

所述调节装置包括一连接到所述输电线路的可控串连电容，所述可控串连电容的控制信号是一电抗调节信号。

28.按照权利要求15所述的装置，其中：

所述调节装置包括一与所述输电线路相连的静态无功功率补偿器。

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