CN1282349C - 数字信号传输系统及其发送器和接收器 - Google Patents

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Abstract

具有发送器(T)，接收器(R)，和滤波器组合(FI1，FI2；FQ1，FQ2)，从发送器(T)向接收器(R)通过正交调制以任意频率位置传输编码为符号(Si)的数字信号(sr)的传输系统，其中发送器中两个正交信号分量(ki，kq)中的一个在正交调制前被延时一时间间隔td，具体说延时td＝Tsymb/4。

Description

数字信号传输系统及其发送器和接收器
技术领域
本发明涉及以符号编码并用正交调制在任意频率位置从发送器传输到接收器的数字信号传输系统。本发明进一步涉及用于这种传输系统的发送器，接收器和滤波器组合。
背景技术
用于数字信号的传输系统已经被认识很长时间了，并且由于其有利性也正在被越来越多地用于娱乐或信息系统中信号或数据的传输或储存。这种系统的主要特点是待传输的信息以数字化或编码的信号呈串行方式，且在其传输或储存之前，这种信号一般要进行QPSK(四相相移键控)调制。即，作为一条规则，要为传输通道或射频传输波段进行频率转换；但如果是储存信号，这种转换就不必要了。在接收器端，按相反的顺序进行信号处理，从而恢复为初始的信号。接着要在接收器中进行进一步的信号处理，但这不是此处所关注的。通过传输通道被传输的信号是含有以某种作为调制的编码形式的数字信息的连续模拟信号。在这种调制期间的一个基本要求是可靠的量化范围的存在，从而可最大可能地免除噪声。上述QPSK调制技术及其变形结合了高传输可靠性和高适应性。待传输的信号可以是从窄带的测量或声音信号到宽带的视频或高分辨率彩色电视信号。一些利用该技术的某些已知的地球的或基于卫星的传输系统的例子包括：DVB-数字视频广播，DAB-数字音频广播，ADR-Astra无线电，以及全球空间无线电(World Space Radio)。其他已知的正交调制方式包括：BPSK-二进制相移键控，QAM-正交幅值调制，及VSB-残留边带调制。
正交调制可被解释为一个向量在一个由I坐标和与之垂直的Q坐标形成的假想平面上以载波频率旋转。没有调制时旋转频率是恒定的，因而相角恒定地增加。这就确定了一个与待传输信号调制的参考相角。对于模拟信号的情况，任何相角值都是可能的。对于数字信号的情况，要进行量化，通过量化仅有特定的相角范围例如四个象限是允许的，因而是可区分的。小于相应的量化极限的干扰不会产生影响。通过指明载波频率，QPSK调制技术可适应于待传输的频率范围。在特定情况下，即在QAM技术中，向量长度也可改变，因而还可再传输另外的独立信息。
在开发一个传输系统时，根据其传输特性和根据所用的发送器和接收器的成本及复杂性进行总体系统的优化是必要的。与此相关的重要内容还有系统是双向的还是象普通广播系统那样本质上仅有一个发送器但有多个接收器。在后面这种情况下，即使这样可能会增加发送器的复杂性，但如果可因此而改进传输特性和/或简化接收器的话，将系统设计为不对称的也是可取的。
发明内容
因而本发明的目的是提供一种数字信号的传输系统，与常规系统相比，利用该系统可以实现改善传输特性尤其是可减少接收器所需的回路数量。
另一目的是提供用于根据本发明的传输系统的发送器和接收器。
另一目的是提供用于根据本发明的传输系统的有利的滤波器组合。
本发明的主要目的是通过在正交合成之前以给定的时间间隔，具体说是四分之一个信号周期，在发送器中延时两个正交信号分量中的一个而获得的。这种一个正交信号分量相对另一个的延时对于在发送器中正交调制的幅值稳定性和在接收器回路的复杂程度两方面都有明显的影响，如果采用数字电路接收器回路可大大被简化。如下面表明的，发送器所需回路数保持基本不变或仅有微小增加。
接收器的简化来自以下具有发明性的认识：如果发送器中两个正交信号中的一个被延时一给定时间，接收器中的脉冲整形滤波器可被简单的有全通网络的无限脉冲响应(IIR)结构取代，而不需要对两个正交信号分量中任何一个进行任何额外的组延时均衡。
根据本发明的一个方面，提供了一种数字信号传输系统，包括发送器和接收器，所述数字信号以符号进行了编码并通过正交调制而以任意频率从所述发送器传送到所述接收器，其特征在于，所述发送器包含脉冲整形滤波器，所述接收器包含相关的脉冲整形滤波器，所述发送其中的脉冲整形滤波器各自的冲击响应与所述接收器中的相关脉冲整形滤波器的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
根据本发明的另一个方面，提供了用于一种传输系统的一种发送器，包括：
---将数字信号转换为I数据流和Q数据流的串-并转换器，该数字信号由数据源提供并被锁定为位速率fBit；
---发送器中的同相滤波器和发送器中的正交滤波器，每个均用作脉冲整形滤波器，用于限定I和Q数据流的带宽而形成同相分量和正交分量，利用一个发送器正交合成器调制正交载波；和
---连接在发送器正交合成器之前并使同相分量或正交分量延时等于符号周期Tsymb的一个整数部分1/N的时间间隔的延时部件，
其特征在于所述发送器包含脉冲整形滤波器，这些脉冲整形滤波器各自的冲击响应与所述接收器中的相关脉冲整形滤波器的各自的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于数字信号传输系统的接收器，该传输系统包括发送器和接收器，该数字信号以符号进行了编码并通过正交调制而以任意频率从所述发送器传送到所述接收器，且该接收器包括：
---用来从接收到的信号形成采样信号的模-数转换器，模-数转换器的采样频率等于符号频率fsymb的四倍；
---将采样信号分解为分别被利用具有无限脉冲响应滤波器结构的脉冲整形滤波器滤波的I数据路径上的同相分量和Q数据路径上的正交分量的多路分配器；和
---其输入端与I数据路径和Q数据路径中的至少一条路径相耦合且其输出端与模-数转换器、多路分配器、和正交合成器相耦合的时钟恢复装置，
其特征在于所述发送器包含脉冲整形滤波器，这些脉冲整形滤波器各自的冲击响应与所述接收器中的相关脉冲整形滤波器各自的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
附图说明
下面将参照附图对本发明及其有利的特点进行更详细的解释。其中，
图1是带有相应的接收器的常规发送器的方框图；
图2解释在发送器中对数据进行向并行方式的转换；
图3表示符号定义表；
图4表示QPSK向量图；
图5表示一对正交信号和有利的采样时钟；
图6示意性地解释接收器中的数字信号处理；
图7表示根据本发明的发送器和接收器；
图8表示接收器滤波器的传递函数；
图9表示发送器滤波器的传递函数；
图10表示发送器和接收器滤波器的卷积传递函数；
图11表示接收器滤波器和相关的理想发送器滤波器的衰减特性；
图12表示实际发送器滤波器的衰减特性；
图13以示意眼状图表示接收器中解调后正交分量的极限曲线；
图14表示IIR滤波器结构；及
图15表示全通结构。
具体实施方式
在图1中，从源1向发送器T输入作为数字信号sr的数字数据流。用来进行正交调制的主要部分包含在调制器2中，它包括将数字信号sr转换为I信号和并行的Q信号的串-并转换器3，二者均为数据流的形式。为了限定频带，每一数据流I，Q被输入相应的脉冲整形滤波器FI1，FQ1。从两滤波器出来后，两数据流I和Q一般分别被称为同相分量ki和正交分量kq，并利用正交合成器4调制正交载波tr。载波tr利用正弦/余弦发生器4.1形成，其余弦和正弦分量cos(tr)和sin(tr)被分别输入第一合成器4.2和第二合成器4.3。载波tr以载波频率ftr在向量图上旋转(见图4)。两合成器4.2，4.3的输出被利用加法器4.4相加而形成调制后的信号s(t)，该信号利用单级或多级频率转换器5被带至传输通道C的频带位置。在转换器5中，表示出了发生器5.1，合成器5.2，和输出端的带通滤波器5.3。调制后信号s(t)是一个其上在传输路径C上叠加有外部信号和噪声信号的连续的模拟信号。如众所周知的，如果发送器T和接收器R包括既满足噪声匹配判据又满足奈奎斯特判据的脉冲整形滤波器，由干扰或噪声引起的错误影响就可降至最小。
接收器R在功能上是发送器T的镜象。利用包括发生器6.1，合成器6.2，和两个带通滤波器6.3，6.4的频率转换器6，接收到的射频信号被又转换为更低频带或基带的模拟信号s(t)，在此它可在解调器7中利用模拟或数字回路解调或解码。
在解调器7中，模拟信号s(t)首先利用正交合成器8被分解为同相和正交分量ki，kq。这可以通过将模拟信号与来自正弦/余弦发生器8.1的正弦信号和余弦信号合成来完成。正交合成也可以以纯数字方式实现，例如只要在将数字化的信号值在每一采样时钟脉冲处乘以数字正弦值或数字余弦值，而每一角度值的数字正弦值或数字余弦值可从预先存放的正弦/余弦表或通过适当的计算技术获得。如果发生器8.1在固定采样时刻产生值+1，0，-1，0，+1，0，…作为正交载波值，合成器8.2，8.3尤其易于以数字方式实现。在两种情况下，发生器8.1必须通过锁相环(＝PLL)锁定在发送器的参考相位上。接在正交合成器8之后的是每一信号路径中的脉冲整形滤波器FI2和FQ2，而接在这些脉冲整形滤波器之后的分别是同相检测器9.1和正交检测器9.2。最后I和Q信号被利用并-串转换器10重新组合为一个数据流sr。进一步的处理在处理阶段12中进行。
在解调器7中，时钟恢复装置11构成了PLL的一部分。它将I和Q信号转换为将可变频率发生器8.1(＝VCO)在频率和相位上锁定在参考相位的控制信号st。在数字式解调器中，时钟恢复装置11还提供采样时钟fs，作为一条规则，其频率是符号频率fsymb的整数倍。
在图2中，用一个数据序列解释了原始数据流sr向并行方式的转换。串-并转换器3将原始位序列1，2，3，4，…交替分配给两个信号路径I，Q，因而原始数据位对d1，d2的奇数位形成数据速率为fBit/2的I数据流，而偶数位对形成了同一数据速率的Q数据流。位对d1，d2形成一个“符号”Si，它象利用相应的调制过程那样被编码。一个位对d1，d2具有四种不同的逻辑状态，分别被分配给不同的符号S0，S1，S2，S3，参见图3中的表。符号Si以仅为数据流sr位速率fBit的一半的符号速率或符号频率fsymb重复。还可以将两个或更多的原始位，如四，六，或八个结合在一个符号中。于是，可能的符号数目增加了，而符号速率减少了。符号速率越低，在发送器和接收器中的处理频率和正交载波的频率就可以越低。
图4表示QPSK调制的向量图。四个可能的符号Si被赋给单位圆的四个象限。向量对应于载波tr，它在I/Q坐标系统的瞬时旋转位置由角度(t)和幅值A(t)唯一确定。
图5表示发送器和接收器中I和Q信号的理想波形，根据相应的符号Si，它们理想地在标准化后的信号值+1和-1之间必需具有无穷大陡度的脉冲边缘，也就是说于是其频谱应无限长。为了尽可能减少所必需的带宽，利用上面提到的脉冲整形滤波器使脉冲按预定方法边缘变圆，从而从脉冲序列形成同相分量ki和正交分量kq。所表示的分量ki，kq既出现在发送器中，也以略有变动的形式出现在接收器中，并可在这些地方以采样时钟fs在正交合成之前或之后被数字化。从图6中可以看出采样频率的降低情况。
图6示意地表示了在接收器R中如何利用适当的采样从接收到的模拟信号s(t)恢复为独立的正交信号分量ki，kq。它在同样的时间坐标上表示出了模拟信号s(t)和载波tr的相应的余弦和正弦分量cos(tr)，sin(tr)(虚线曲线)。时间轴t被按符号周期Tsymb(＝Ts＝Ts)标准化。第四条线表示采样时钟fs的采样时刻t’，它们被锁定在参考相位的I/Q坐标交叉点，如图4所示，因而也分别确定了余弦与正弦载波分量的与载波有关的采样时刻t’ki，t’kq。这样可产生有利的采样速率fs和有利的载波频率ftr，它们都不可分割地与符号频率fsymb有关：fs＝4×fsymb和ftr＝fsymb。于是，如上所述，可得到用于接收器中正交合成的非常简单的乘法因子，即仅为值+1，0和-1。合成器可以非常容易地用门电路和非门电路以数字和模拟形式实现。
如果在各个I/Q坐标交叉点时刻进行采样，接收器中的正交合成可被进一步简化，因为用因子“0”相乘得到的信号值为“0”。该“0”信号值可在进一步处理时通过忽略孤立数据及接着进行低通滤波而简单地予以忽略，正如在简单采样速率降低阶段通常所作的那样，这些阶段也称为分样阶段。就正交信号调制而言，这种忽略不会导致信息丢失。
最后两条线分别表示同相分量ki和正交分量kq在采样时刻tki和tkq下与乘法因子+1和-1对应的采样时钟频率fsi和fsq。采样时刻tki和tkq以时间间隔td分隔，而td＝1/4×Tsymb。
因此同相采样时钟频率fsi和正交采样时钟fsq是相同的：
fsi＝fsq＝2×fsymb，
但相位不同，因而如上所述采样值tki和tkq在时间上以Tsymb/4分隔。
只有如果在相应的采样时刻t的同相采样值和正交采样值二者都是实际可得到的，才能以所要求的精度确定结果向量tr(t)，进而两正交分量ki，kq的瞬间位置(t)。在图6所示的交替采样序列tki，tkq的情况下，不进行插值这是不可能的。
通常所用的FIR插值滤波器(也必须满足奈奎斯特和噪声匹配判据)需要大量的回路，但迄今为止还无法避免。但根据本发明，提出了一种同样也满足上述判据的相当简单的IIR滤波器。一个必要条件是两正交信号分量ki，kq中的一个在发送器中被延时一时间间隔td，该时间间隔理想地等于四分之一个符号周期Tsymb。
图7表示根据本发明的发送器T和接收器R的一个实施例。发送器T除了在正交分量路径Q上有延时元件13外还有图1所示方框图中所示的相同功能单元。由于采用了与图1相同的的参考字符，且运行也基本与图1所示的相同，因而无需对通用发送器回路T再进行解释。由延时元件13引入的延时间隔td的值为td＝Tsymb/4。利用该值，如上所述，复杂的脉冲整形滤波器在接收器R侧可由非常简单的滤波器结构所取代。这当然会影响到发送器中脉冲整形滤波器FI1，FQ1的实现和设计，如下面要解释的。发送器T中的信号处理可以是数字或模拟式的。如果处理是数字式的，处理时钟频率fsi，fsq应至少为符号频率的四倍或其它倍数。
图7表示发送器T的一个数字式实施例。数字调制器2后面连接有数-模转换器15，等于符号速率四倍的转换时钟速率fs，fs＝4×fsymb，被从发生器16引入其中，该时钟被锁定为数据流sr的位时钟fBit(图7中未示出)。通过输出为模拟信号s(t)的该转换器15，再次表明恰当的传输应是模拟的。图中没有表示出发送器端和接收器端的射频转换。
图7的接收器R的方框图表示出其基本结构和图1的接收器的结构非常相似。同样功能单元被指定的参考符号也相同，因而其一致性非常容易看出。还有，参考号与上面的介绍也一致。接收到的和向下转换的模拟信号s(t)被利用模-数转换器17数字化并形成数据流sd。数字化时钟频率fs来自与时钟恢复装置11相配合的时钟发生器18。在常规的数字信号处理布置中，数字化时钟可能是随意提供的，而采样原则不会与接收到的信号s(t)的带宽相矛盾。但对于最佳的数字接收器的实现，数字化时钟fs不再是可自由地预定的，而是其频率应尽可能精确地为符号频率fsymb的四倍。如果采用具有简单开关特性+1，-1的开关式接收器正交合成器，就可将对图6的讨论和对实现滤波器的解释接在这里。这样就给出了同相和正交分量ki，kq的采样频率fsi，fsq，而fs＝2×fsymb。这是实现具有IIR滤波器结构的接收器滤波器的必要条件，参见下面的相关介绍，尤其是公式(2)。解调器7中的正交合成器80，85基于这一原理工作。
与时钟发生器18相配合的正交合成器80具有与之相连的电子开关81作为多路分配器将模-数转换器17的输出数据交替分配到I数据路径和Q数据路径。电子开关81相当于图7的发送器T中的加法器4.4的反向。与I合成器83和Q合成器84相连的用于正交载波的发生器82含有向合成器83，84交替提供值+1和-1的数据源82。合成器必须或者保持所施加的数据不变或者对其取反；二者皆可由通常的二进制数值系统容易地实现，尤其是以二的补码表示。除了是粗略的正交合成器的合成器80外，解调器7还包括精确正交合成器85，它仅处理很低的载波差频。因此，同相和正交分量ki，kq在粗略的合成器80后被分别乘以缓慢变化的余弦和正弦值，相当于对形成的载波或向量tr的一附加的角度旋转。由于这种划分，在快速合成器80中的相对较高的载波频率的调整就能够以相对粗略的频率级差进行而在计值时不会产生任何不准确。粗略和精确的正交合成器80和85分别由来自时钟恢复装置11的控制信号st和st’控制。
接着两正交合成器80，85的是在I数据路径上的同相脉冲整形滤波器FI2和在Q数据路径上的正交脉冲整形滤波器FQ2。接着脉冲整形滤波器FI2和FQ2的分别是分样级19.1和19.2，在该级内相应的数据速率fsi，fsq再次被按因子1/2降低。最后两检测器级9.1，9.2将原始符号si恢复，它又被利用并-串转换器10再结合为串行数据流sr。在图7中，为明确起见，将相应的采样速率标在了发送器T和接收器R的相应的处理部分上。
图7的接收器R的方框图没有包括任何因为发送器T中的延时而希望也有的延时部件。这是因为脉冲整形接收器滤波器FI2，FQ2的发明性实现利用了每个具有两个全通网络的IIR滤波器结构。这些滤波器与对应的发送器滤波器FI1，FQ1结合，既能满足噪声匹配判据又能满足奈奎斯特判据。在以下部分的介绍中，将利用一对能够替代同相滤波器对FI1，FI2或正交滤波器对FQ1，FQ2的一对滤波器F1，F2的例子来详细介绍对这些性质的证明，相应的滤波器的结构，及其基本设计。这些滤波器F1，F2具有不同的滤波器结构。单个滤波器的传递特性是非对称的。但正如将表明的，两滤波器F1，F2的脉冲响应必须相互镜象对称。
以下说明涉及两非对称滤波器对FI1，FI2和FQ1，FQ2。对于本发明，必须实现非对称滤波器组合F1，F2。非对称滤波器组合F1，F2的脉冲响应h(t)的例子在表示发送器滤波器F1的图9和表示接收器滤波器的图8中给出。两者的波形相对时间轴t＝0镜象对称。图9所示的向负的时间范围延伸的脉冲响应可通过适当地预先延时图9的脉冲响应和/或图8的脉冲响应来实现而不违反因果关系的原则。两非对称滤波器F1，F2的相互作用在图10中由公共脉冲响应Hg(t)表示，它是由图8和图9的脉冲响应的卷积得来的。
为进一步探讨必须通过研究复数传递函数H(z)来对奈奎斯特判据和噪声匹配判据进行更详细的讨论。在以下公式中仅在如果不这样做就可能会引起误解的情况下才在通常的形式中使用标记。滤波器组合F1，F2具有公共的传递函数Hg(z)，它可以分解为表示发送器滤波器F1的传递函数ht(z)和表示接收器滤波器F2的传递函数Hr(z)。两个滤波器F1，F2的传递函数的卷积得到滤波器组合F1，F2的传递函数Hg(z)：
Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z)                   Eq.(1)
以下的讨论适用于这样的条件：在图7中由模-数转换器17和多路分配器81确定的接收器滤波器F2所用的采样时钟fsi，fsq是符号频率fsymb的两倍，即：fsi＝fsq＝2×fsymb。为简化起见，以下仅在有疑问时才对用于接收器滤波器F2的同相采样时钟fsi和正交采样时钟fsq加以区分；相反，对fsi和fsq给出被赋予相应的处理部分的一个采样时钟或采样频率fs。
假设：
fs＝2×fsymb，                        Eq.(2)
接收器中的脉冲整形滤波器的实现和要满足的判据的公式变得特别简单。于是奈奎斯特判据具有以下一般形式：
Hg(z)+Hg(-z*)＝1                      Eq.(3)
其中z＝Exp(j×2π×f/fs)。
为得到最优的噪声匹配，在发送器滤波器F1和接收器滤波器F2间必需保持以下关系：
Ht(z)＝Hr(z*)                         Eq.(4)
此外，为抑制相邻通道的干扰，要求在F1，F2的相应抑止频带有足够的衰减amin。抑止频带的开始通常由频响跌落因数r辅助确定：
|Ht(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin当f≥0.5×fsymb×(1+r)  Eq.(5)
|Hr(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin当f≥0.5×fsymb×(1+r)  Eq.(6)
如上所述，广泛用作脉冲整形滤波器的“上升余弦”和高斯滤波器可满足这些条件。但这些滤波器结构的一个缺点是要求在发送器端和接收器端有相当数量的回路。
本发明以两个并联的全通网络A1，A2的接收器滤波器结构也可满足公式(2)，(3)，(5)和(6)的判据这样的认识为依据。相应的复数传递函数有如下形式
Hr(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2))      Eq.(7)
两个全通滤波器A1，A2的复数传递函数具有如下形式
Hall-pass(z)＝Ai(z)＝                Eq.(8)
(am+am-1×z-1+...+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+...+am×z-m)
如果公式(8)是针对倒数变量z*＝1/z而不是变量z，则有以下变换：
Ai(z*)＝1/Ai(z)                Eq.(8A)
正如可表示出的，在接收器滤波器F2和相应的发送器滤波器F1二者中均利用全通网络实现的滤波器组合F1，F2在理论上满足奈奎斯特判据。
从公式(7)起，发送器滤波器F1的传递函数Ht(z)通过公式(4)的噪声匹配条件从接收器滤波器F2的传递函数Hr(z)形成：
Ht(z)＝1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2))         Eq.(8b)
利用全通网络的该滤波器组合F1，F2的公共传递函数Hg(z)从根据公式(7)和公式(8b)的单个公共函数的卷积得出：
Hg(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2)×1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2))
                                        Eq.(9)
通过两个传递函数Hr(z)和Ht(z)的复数乘法进行的卷积得到以下公式：
Hg(z)＝1/2+1/4×(z×A1(z2)/A2(z2)+z-1×A2(z2)/A1(z2))
                                         Eq.(10)
将公式(3)的奈奎斯特判据的形式用于公式(10)，具体地是引入了形成的传递函数Hg(-z*)，有
Hg(z)+Hg(-z*)＝1+0                       Eq.(11)
虽然公式(11)是通过全通网络滤波器的传递函数得出的，但看上去和公式(3)---普通的奈奎斯特判据一样。不幸的是根据公式(4)的共轭复数滤波器在这种采用全通网络的情况下不稳定且因果关系不可靠。通过将假设是稳定的接收器滤波器F2转置，极点和零点被互换，从而使发送器滤波器F1的极点移到了单位圆以外的复数频率域。但这仅适用于发送器滤波器的数学上精确的IIR实现。但利用有限脉冲响应(FIR)逼近，很容易地能够设计出满足所要求的判据的发送器滤波器，其精度仅受滤波器回路数量的限制。如上所述，该滤波器的设计是以图8和图9的接收器滤波器的镜象和延时的脉冲响应hr’(-t)＝ht(t)为依据的。
图11以举例方式表示采用全通网络的接收器滤波器F2的衰减特性。频率f已经对于符号频率fsymb进行了标准化。在抑止频带上，衰减a约为-70dB。共轭复数接收器滤波器(参照公式(8b))理论上必须具有同样的衰减特性。但是如上所述，因为在这里全通方式的实现是不可能的，所以在发送器滤波器F1中采用了有限脉冲响应(FIR)滤波器结构，其要进行镜象转换的频率响应hr(t)尽可能地逼近图9的频率响应ht(t)。该脉冲响应理论上可向负的时间范围无限延伸，它必须由确定脉冲响应起始的时间窗口来代替。如果剪切掉的脉冲响应仅表示不明显的贡献，这可被完全证实。如有必要，时间窗口和相应的FIR滤波器结构必须被进一步放大，直到其抑制贡献变为不可忽略。一项估计表明利用本发明，在上述所用的FIR滤波器F1中的回路数量仅需要增加10％到20％。但在接收器端的节省却是令人激动的，因为这里可比较的滤波器回路的数量可被例如以10为因数减少。此外，接收器滤波器FI2，FQ2是相同的。
表示逼近的FIR滤波器在信号传输特性上的影响表明它仅在抑止频带衰减上是重要的，在图12中假设的例子中该衰减约为-55dB。滤波器组合F1，F2的总衰减提供了总的抑止频带衰减，它对于所需的衰减特性是绰绰有余了。
图13以眼状图示意地表示接收侧的同相和正交分量ki，kq。经过信号值ki，kq＝+1和ki，kq＝-1的曲线代表了接收侧正交信号分量应处于它们之间的极限曲线，而不论符号转换是否刚刚发生。由于这些极限曲线恰好在值+1和-1处相交，显然前面的符号的顺序可是任意的且对在时刻t＝0待定的符号状态Si没有任何影响。图13的以模拟形式表示在时刻-0.5≤t/Ts≤+0.5之间的所有可能转换的眼状图是从衰减特性与图11和图12相当的非对称滤波器组合F1，F2计算得来。
图14表示具有以方框图表示的两个全通网络A1，A2的接收器滤波器的结构。该结构表示具有全通网络A1的第一信号路径和具有z-1延时部件v1和第二全通网络A2的组合的第二信号路径。在两信号路径的公共输入端输入的是数字输入信号sr’。第一和第二全通网络A1和A2的输出分别被连接到减法器sb1的减数输入端和被减数输入端，该减法器产生接收器滤波器F2的数字输出信号sr。
图15用方框图表示适用于本发明的全通滤波器Ai的功能单元和结构。该全通滤波器是二阶滤波器，它表示根据公式(8)的全通滤波器的最简单的实施例，其中m＝2。一个输入p1被连接到第一加法器ad1的第一输入端1和减法器sb2的减数输入端。加法器ad1的输出与z-2延时部件v2配合，其输出被连接到减法器sb2的被减数输入端和第二加法器ad2的第一输入端1。与减法器sb2的输出相连的是乘法器m的第一输入端1，其第二输入端2被从存储装置mr输入因子a。利用该因子a，可确定全通滤波器Ai的滤波器特性。乘法器m的输出被连接到第一加法器ad1的第二输入端2和第二加法器ad2的第二输入端2两个地方，加法器ad2的输出被连接到输出端p2。因而该滤波器结构非常简单且易于以数字方式实现。应指出图15的全通滤波器仅包括一个乘法器m。与此形成对照的是，用于接收器滤波器F2的常规FIR结构包括多个乘法器，利用这些乘法器将独立的权重赋予存储的信号。有多至40个的采样值需要分配权重，并被相乘。通过这样的比较利用全通滤波器实现接收器的优点就很明显了。采用根据公式(8)设计的更高阶的全通滤波器，滤波器特性可得到改善，相应成本也更高，但仍然大大低于与之相比的FIR滤波器的成本。接收器滤波器F2和发送器滤波器F1不必一定用数字形式实现，这些发明性的概念在原理上也适用于模拟滤波器结构。

Claims (10)

1.一种数字信号传输系统，包括发送器和接收器，所述数字信号以符号进行了编码并通过正交调制而以任意频率从所述发送器传送到所述接收器，其特征在于，所述发送器包含脉冲整形滤波器，所述接收器包含相关的脉冲整形滤波器，所述发送器中的脉冲整形滤波器各自的冲击响应与所述接收器中的相关脉冲整形滤波器各自的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
2.根据权利要求1的传输系统，其特征在于在接收器端形成的正交信号分量分别利用相应的无限脉冲响应滤波器被滤波。
3.一种用于传输系统的发送器，包括：
---将数字信号转换为I数据流和Q数据流的串-并转换器(3)，该数字信号由数据源(1)提供并被锁定为位速率fBit；
---发送器中的同相滤波器和发送器中的正交滤波器，每个均用作脉冲整形滤波器，用于限定I和Q数据流的带宽而形成同相分量和正交分量，利用一个发送器正交合成器(4)调制正交载波；和
---连接在发送器正交合成器(4)之前并使同相分量或正交分量延时等于符号周期Tsymb的一个整数部分1/N的时间间隔的延时部件(13)，
其特征在于，所述发送器包含脉冲整形滤波器，这些脉冲整形滤波器各自的冲击响应与接收器中的相关脉冲整形滤波器各自的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
4.一种用于数字信号传输系统的接收器，所述传输系统包括发送器和接收器，所述数字信号以符号进行了编码并通过正交调制而以任意频率从所述发送器传送到所述接收器，该接收器包括：
---用来从接收到的信号形成采样信号的模-数转换器(17)，模-数转换器(17)的采样频率fs等于符号频率fsymb的四倍；
---将采样信号分解为分别被利用具有无限脉冲响应滤波器结构的脉冲整形滤波器滤波的I数据路径上的同相分量和Q数据路径上的正交分量的多路分配器(81)；和
---其输入端与I数据路径和/或Q数据路径中的至少一条路径相耦合且其输出端与模-数转换器(17)、多路分配器(81)、和正交合成器(80，85)相耦合的时钟恢复装置(11)，
其特征在于，所述发送器包含脉冲整形滤波器，这些脉冲整形滤波器各自的冲击响应与所述接收器中的相关脉冲整形滤波器各自的冲击响应相对于t＝0是镜像对称的。
5.根据权利要求4的接收器，其特征在于：
---在接收器正交合成器(80，85)之后，利用均以无限脉冲响应滤波器结构实现的接收器中的同相滤波器和接收器中的正交滤波器分别对同相分量和正交分量进行滤波；
---接收器中的同相滤波器和正交滤波器的传递函数Hr(z)从利用有限脉冲响应结构以数字方式实现的相应的发送器中的同相滤波器和相应的发送器中的正交滤波器的相互作用得出；及
---发送器中的同相滤波器和接收器中的同相滤波器组合和发送器中的正交滤波器和接收器中的正交滤波器组合的传递函数均为Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z)，同时满足奈奎斯特判据Hg(z)+Hg(-z*)＝1和噪声匹配判据Ht(z)＝Hr(z*)。
6.根据权利要求5的接收器，其特征在于接收器中的同相滤波器和接收器中的正交滤波器分别包括第一全通网络和第二全通网络，其传递函数Hi(z)由以下关系确定：
Hi(z)＝Ai(z)＝
(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)
其中i＝1，2，m为自然数，
且接收器中的同相滤波器和接收器中的正交滤波器的传递函数Hr(z)由以下关系确定：
Hr(z)＝(A1(z2)+z-1×A2(z2))/2。
7.根据权利要求6的接收器，其特征在于发送器中的同相滤波器或发送器中的正交滤波器的传递函数Ht(z)分别从接收器中的同相滤波器或接收器中的正交滤波器的传递函数Hr(z)，通过对于发送器中的同相滤波器和接收器中的同相滤波器或发送器中的正交滤波器和接收器中的正交滤波器的脉冲响应ht(t)，hr(t)的噪声匹配判据的对称条件Ht(z)＝Hr(z*)来确定，且得到的发送器中的同相滤波器或发送器中的正交滤波器的脉冲响应ht(z)由有限脉冲响应结构以任意精度逼近。
8.根据权利要求7的接收器，其特征在于接收器中的同相滤波器和接收器中的正交滤波器具有两个在输入端连接在一起且在输出端通过加法/减法器连接在一起的并联信号路径，减数路径含有第一全通网络，被减数路径含有z-1延时部件与第二全通网络的串联组合。
9.根据权利要求6或8的接收器，其特征在于第一和第二全通网络分别代表二阶全通结构Ai(z2)，且所述全通结构含有z-2延时部件，乘法器，第一加法器，第二加法器，和第二减法器作为功能单元，其中i＝1，2。
10.根据权利要求9的接收器，其特征在于全通结构Ai(z2)中的功能单元按如下方式互连：
---输入端和输出端之间的串联组合，在信号流动方向依次含有与第一输入端相连的第一加法器，以及z-2延时部件和与输出端相连的第二加法器；
---第二减法器通过其减数输入端与输入端相连，通过其被减数输入端与z-2延时部件的输出端相连，及通过其输出端与乘法器的第一输入端(1)相连；和
---乘法器的第二输入端(2)被从存储器输入滤波器因子a，乘法器的输出端被连接到第一加法器的第二输入端(2)和第二加法器的第二输入端(2)这两个地方。
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