CN1271814C - 对相位控制进行采样的方法 - Google Patents

Abstract

一种对相位控制进行采样的方法，用于时钟脉冲、以及数据接收脉冲的数据恢复，所述方法包括如下步骤：用包括等距采样脉冲的第一采样信号对接收的数据信号进行采样(P1)；使第一采样信号与所接收的数据信号的相位之间的差值最小，产生经过调节的第二采样信号(P2、P3)；用经调节的第二采样信号对所接收的数据信号进行采样，产生采样数据值(P4)；积分经过采样的数据信号的采样数据值，形成求和值(P5)；改变经过调节的第二采样信号的采样脉冲的相位，直至经积分的求和值超过可被设定的阈值(SW)为止。

Description

对相位控制进行采样的方法

技术领域

本发明涉及一种对相位控制进行采样的方法，用于时钟脉冲和数据接收脉冲的数据恢复。

背景技术

如图1所示，从发射器S经传输介质将数据发送到接收器E。发射器S包含数据信号发生器G，用以产生经传输介质发送到接收器的数据信号，传输介质的传输函数是H(ω)。在这种情况下，数据通过无线电设备(如无线局域网LAN)经光学介质(如光纤)从发射器S发送到接收器，在发送中借助任意的数据电缆、印刷电路板线路、或插接件。在这种情况下，还可以任意地组合上述的传输介质，其结果是，在许多应用中，传输介质的传输函数在很大程度上都是未知的。为了避免反射，发射器需要一个匹配的阻抗Z_TX，接收器E需要一个终端阻抗Z_RX。数据传输速率的提高伴随着在收发器模块的数据处理速度和可允许的误码率BER等方面的技术要求的提高。在这种情况下，特别是在收发器模块的情况下，发送的数据的频率范围为千兆赫兹。

传输介质的线路阻抗Z_L在很大程度上取决于具体的应用。对于在两个芯片之间进行连接的情况，通常可以假定信号传输路径相当短，通常小于40cm。对于这种应用，传输介质包括：在多层印刷电路板上的导电轨道，以及从收发器模块的外壳到导电轨道的相应的电镀通孔。在高于1千兆赫兹的频率范围，由于传输介质的非线性的相位性质，将要发生趋肤效应、幅值下降、交叉串扰，以及通常发生的失真。与利用电缆进行数据传输形成对比，对于这种类型的传输信道，不再可能常假定它的幅值/相位为1与频率特性方根的比，或者说信道的线性相位贝塞尔特性。在这种类型的应用中，特别要提到的是，由于寄生电容、电阻、电感引起的反射和共振，将使不同传输路径的传输特性有极大的不同。这样的芯片—芯片数据链路的特征就是有反射和几个共振点。

图2表示是传输路径的复数阻抗Z_L的典型频率特性。阻抗分布略呈波浪形，这种波形是所发生的反射的结果。另外，在所示的例子中，线路阻抗Z_L包含一个共振点，它是由寄生电容和寄生电感产生的，这里的传输介质的复数阻抗Z_L处处都有极大的下降。

对于这种类型的传输信道特性，一般情况下不可能借助于匹配阻抗Z_RX、Z_TX使发射器S的特性阻抗与接收器的特性阻抗达到匹配。发送的数据信号的接收的数据脉冲产生了极大程度的失真，其原因在于：非线性的相位分布，即非恒定的群延迟时间；符号间干扰，即在接收端的脉冲响应的叠加；以及反射。在接收器E内提供简单的前馈量化器，就有可能在这种情况下只减少符号间干扰(ISI)的影响，但对所发生的反射却没有任何作用。

一项提高数据传输的质量的措施是所谓眼图。在这种眼图中，对接收的数据信号的信号脉冲进行监视，产生一个“眼睛“，这个眼图使得能够表示被接收的数据脉冲的质量，因此，能使所表示的被接收数据脉冲受传输信道的影响。

图3表示出一个采样眼图。在X轴上画的是瞬时的分布，即UI(单位时间间隔，即，信号脉冲的持续时间，或半个数据周期)；在Y轴上画的是接收的数据信号的幅值。对于理想的传输信道，这个眼在X方向和Y方向上都被充分打开，因此数据的恢复就是可能的，在接收器E的终端不存在什么困难。然而，对于实际的传输信道，眼图在X方向(因所谓边缘抖动)和Y方向(因所谓幅值抖动)都相应变窄。

非有限带宽传输介质和有限带宽传输介质是有区别的。非有限带宽传输介质，例如光缆。然而，对于这种非有限带宽光缆，频率带宽限制是由接收二极管和跨阻抗放大器引起的。在有限带宽传输信道中，扰动抖动是由发射器引起的。在有限带宽传输介质中，固有抖动或发射器噪声还附带有传输信道噪声，这将导致所述眼图质量的进一步下降。

图4以示例的方式表示一个眼图，其中表示出传输信道中信号反射的影响。在如图4所示的示例中，传输信道中的信号反射，导致眼图中心的幅值减小。在所示的示例中，反射的位置纯属任意，图中的反射位置表示的中心仅是为了说明的目的。与图3所示的眼图相比，在采样时信号幅值的变窄，即减小，使数据信号的恢复更趋困难。在采样的瞬间(T2)，适用的信号功率减小。这将导致信噪比变差，因而导致误码率增大。

用于数据恢复的电路安排也称“时钟和数据恢复(CDR)”电路。为了进行数据恢复，按常规主要使用两种基本方法，即所谓相位校准方法和所谓相位拾取方法。

在相位校准方法情况下，利用接收的数据信号眼图的眼中心，对用于采样接收的数据信号的采样脉冲的采样时刻进行校准或控制。采样脉冲相对于零交叉点或数据接收信号的信号突变点的绝对相移为90°。借助于控制回路设定相位。为了进行数据恢复和去抖动，为此目的通常使用边缘抖动的D型触发器，所说D型触发器利用在时钟输入端的上升沿采样，在数据输入端提供的数据信号。

按照所谓的相位拾取方法，通过由多个D型触发器组成的并联电路，对数据信号进行附加采样。然后，控制电路按照最佳的采样时刻，选择D型触发器的信号输出，以便进行数据恢复。

可以利用电路，按不同方式实行所述两种常规数据恢复方法。下文描述相位校准方法和相位拾取方法：IEEE JSSC，1992年12月，第1736-1946页，Thomas Lee“155兆赫兹时钟恢复延迟和相位锁定回路”；IEEE JSSC，1990年12月，第1385-1394页，Raul R.Gray：“在2微米CMOS中30兆赫兹混合模拟/数字时钟恢复”。

在非有限带宽传输介质或虚拟的非有限带宽传输路径中，通常使用相位校准方法进行数据恢复。

在信号失真增加的有限带宽传输路径中，通常使用相位拾取方法进行数据恢复。

也可以组合这两种数据恢复的基本方法。

图5表示对于串行数据输入信号的采样，在这种情况下，利用附加采样，通过相位校准，恢复所接收的数据。这种采样相位控制由J.D.H.Alexander予以开发(也参见Electronics Letter，1975年10月，第541-542页，J.D.H.Alexander：“从随机二进制信号的时钟恢复”)。图5表示的采样电路具有并联连接的D型触发器，D型触发器的时钟信号输入端接收采样信号脉冲S以采样串行的数据信号。图5表示串行数据输入信号的两个眼图，用于说明的目的，一个是如图中实线所示的理想传输信道情况下的无抖动数据输入信号，另一个是如图中虚线所示的非理想情况下的有抖动的数据输入信号。有如从图5中可以分辨出的，由于非理想的传输信道引起的扰动使眼图中的眼闭合程度很大，而在理想传输信道的情况下眼图中的眼挣开地很宽。

在常规的采样相位控制期间，借助锁相回路，使采样信号与串行数据输入信号同步，或者由串行数据输入信号来调节采样信号。在这种情况下，使采样信号与所接收的数据信号的相位之间的相位偏差最小。在这种情况下，按理想情况，采样脉冲(S2)应与所接收的数据信号的信号边缘变化同步。

如图5所示的采样相位控制方法，它的一个根本的缺点在于，所接收的数据信号是由触发器在固定的确定时刻产生的。对于有如图5所示的常规的采样相位控制方法，采样脉冲之间的时间间隔是等距的，并且在如图5所示的例中等于T/8，其中T是接收的数据信号的周期。

在这种情况下，下述的等式成立：

$T=\frac{2}{\mathrm{DR}}=\frac{1}{f_{\mathrm{Data}}}=2\·\mathrm{UI}$

其中DR是被接收的数据信号的数据传输速率，UI是接收脉冲持续时间。

在只利用一个触发器或一个采样值采样数据接收脉冲期间，由于触发器处在亚稳状态，不能保证无误地数据恢复；所说的触发器亚稳状态是由于反射、噪声、内部串扰、外串扰引起的信噪比下降产生的。因此，在接收脉冲的持续时间(UI)内，采样脉冲的数目由于附加采样而增加了。

不可能根据如图5所示彼此有严格相位关系的采样时刻实现接收脉冲在理想时刻的最佳采样。在如图5所示的示例中，恒定的采样信号包括多个等距的采样脉冲，这些采样脉冲具有严格的T/8相位差ΔΦ_fix。在这种情况下，不影响在理想时刻的采样，这时能够最为合理地利用接收的数据信号的信号能量。如从图5中借助于实例可以看到的那样，由于所接收的数据信号的幅值和相位抖动都相当大，采样脉冲S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂都出现在闭合程度很大的眼图中的眼睛边缘，因此采样将导致采样值的信号能量极低。由于在采样时在信号输入端的信号幅值很小，所以确定单元或触发器不可能产生确定性的输出数据信号，因此在采样期间会作出错误的决定。其结果是，极大地增大了误码率(BER)。

发明内容

于是，本发明的目的在于，提供一种对相位控制进行采样的方法，用于时钟脉冲，以及数据接收脉冲的数据恢复。所述方法能够最合理地使用数据接收信号的信号能量，并使采样期间的误码率减至最小。

本发明提供一种对相位控制进行采样的方法，用于时钟脉冲，以及数据接收脉冲的数据恢复，所说方法包括如下步骤：以包含等距采样脉冲的第一采样信号对接收的数据信号进行采样；使第一采样信号和接收的数据信号相位之间的差值最小，以产生经调节的第二采样信号；用经调节的第二采样信号对接收的数据信号进行采样，以产生采样数据值；积分经采样的数据信号的采样数据值，形成一个求和值；以及改变经调节之第二采样信号的采样脉冲相位，直至经积分的求和值超过可以被设定的阈值时为止。

在本发明方法的一种优选实施例中，产生一个检测信号，这个检测信号表示在积分的求和值超过所述阈值情况下的调节状态。

为调节第一采样信号的相位，最好通过一个相位估算装置，估算采样信号和接收的数据信号之间的相位偏差，并且通过主移相器改变采样信号的相位，直至所述相位偏差等于0为止。

经调节的第二采样信号最好至少包括两个瞬时偏差采样脉冲序列，也即彼此具有恒定时间间隔的恒定采样脉冲序列的采样脉冲，以及彼此具有可变时间间隔的可变采样脉冲序列的采样脉冲。

所接收的数据信号最好包括具有恒定数据脉冲持续时间(UI)的数据脉冲序列。

在恒定采样脉冲序列的采样脉冲之间的时间间隔(ΔΦ_fix)最好等于数据脉冲持续时间之半(UI/2)。

在本发明方法的一种优选实施例中，恒定采样脉冲序列包括第一采样脉冲和第二采样脉冲。所述第一采样脉冲与所接收的数据信号的信号边缘变化在时间上是同步的，所述第二采样脉冲相对于所接收的数据信号的信号边缘变化的瞬时偏差是数据脉冲持续时间之半(UI/2)。

在按照本发明的对于相位控制进行采样的方法的一个特别优选的实施例中，缩小可变采样脉冲序列的采样脉冲和恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲之间的时间间隔(ΔΦ_variable)，直至所述积分的求和值超过所能设定的阈值为止。

最好在各种情况下都将由恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲产生的采样数据值和由可变采样脉冲序列的相邻的两个采样脉冲产生的采样数据值加到一个多路确定单元，所述多路确定单元按照由所加的采样数据值确定的方式产生逻辑输出信号。

最好由一个整流器使所述多路确定单元的逻辑输出信号受到整流。

所接收的数据信号最好是串行数据信号。

在本发明方法的优选实施例中，最好通过采样器的并行连接触发器采样所述串行数据信号。

最好通过一个比较器使所述积分的求和值与阈值进行比较。

在这种情况下，最好设定所述阈值。

所述比较器最好产生一个比较输出信号，通过与下游连接的滤波器使所述比较输出信号被滤波。

最好将经积分的比较输出信号加到第二移相器，所述第二移相器按照由经过滤波的比较输出信号所确定的方式设定在可变采样脉冲序列的采样脉冲与恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲之间的可变时间间隔(ΔΦ_variable)。

在本发明对相位控制进行采样方法的优选实施例中，所述多路确定单元的逻辑输出信号是在检测信号表示出调节的状态的条件下通过数据处理单元进行选择的。

附图说明

以下参照附图详细描述本发明的方法的优选实施例，其中：

图1表示现有技术的数据传输路径；

图2表示对于实际的数据传输路径的复杂线路阻抗；

图3表示数据接收信号的一个眼图；

图4表示发生反射时数据接收信号的眼图；

图5表示采样相位控制常规方法的眼图；

图6表示用以说明本发明方法采样原理一个眼图，；

图7表示用以说明本发明采样相位控制方法操作模式的示意图；

图8表示用以说明本发明采样相位控制方法操作模式的示意图；

图9表示用以说明本发明采样相位控制电路的方块图，；

图10表示本发明采样相位控制方法优选实施例的流程图。

具体实施方式

图6表示一个眼图，用以说明本发明方法的作用原理。在时刻T2对数据接收信号采样，也即关于信号边缘变化有90°相差并不是很有利的，因为这时的信噪比很小。

在本发明方法情况下，在采样时刻T2周围，即在时刻T21、T22进行附加采样。在这种情况下，采样时刻T21、T22相对于采样时刻T2有固定的相位关系。在第二采样时刻T21、T22和主采样时刻T2之间的时间间隔是可以变化的。第二采样时刻T21、T22的可编程相位角可以保证数据接收信号有最佳的估算值，并具有最大的信号能量。这就导致极低的误码率BER。

在本发明采样相位控制的情况下，有如图7所示那样，在时刻T1(0°)、时刻T2(90°)、时刻T3(180°)对于数据接收信号进行采样，它们彼此间有严格的相位关系。这些采样脉冲用于实际的数据恢复，利用这些采样脉冲在采样时刻T21(90°-X°)和T22(90°+X°)对于数据接收信号进行采样。在时刻T1和T3提供的脉冲用于采样信号的相位校准，并通过在接收器内的相位检测器对于这些采样脉冲进行估算。

图8表示的示意图说明本发明采样相位控制的操作模式。图中示出按时间顺序的两个眼图，每个眼图都有一段接收脉冲持续时间，即数据传输周期之半。该图中的实线表示对于理想的数据传输信道的眼图，虚线表示在非理想传输信道情况下有很大噪声的眼图。

图8表示的是针对所接收的数据信号已经对采样信号进行调节之后的情况。在这种情况下，采样脉冲S2与数据接收信号的信号边缘变化在时间上是同步的。如图8所示，调节过的采样信号至少包括两个瞬时偏差采样脉冲序列。恒定采样脉冲序列的采样脉冲(S1、S2、S3)彼此间有恒定的时间间隔(ΔΦ_fix)。对比之下，可变采样脉冲序列的采样脉冲(S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂)彼此之间，以及相对于恒定采样脉冲序列的采样脉冲(S1、S2、S3)都具有可变的时间间隔。按照由数据接收信号确定的不同方式，可以设定可变采样脉冲序列的采样脉冲与恒定采样脉冲序列的采样脉冲之间的相位间隔(ΔΦ_variable)的时间间隔，或者对这一时间间隔进行编程。

数据接收信号的眼图闭合程度越大，也即由传输信道引起的扰动越大，会使可变采样脉冲序列的采样脉冲距离相关的恒定采样脉冲序列的采样脉冲越近。例如，如果眼图闭合到明显较大的程度，即幅值和抖动增大，则可变采样脉冲序列的采样脉冲S₁₁、S₁₂与恒定采样脉冲序列的采样脉冲S1之间的可变相位差(ΔΦ_variable)减小。采样脉冲S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂按照数据接收信号的移动，使得能够利用数据接收信号的最大评估值进行采样，即使最大程度地利用了数据接收信号的信号能量。

通过多个确定单元或触发器采样数据接收信号(Data In)，所述多个确定单元或触发器相互并行连接，并由瞬时偏差采样脉冲计时。将触发器输出端Q提供的采样数据加给多路确定单元或相位评估电路。

图9表示本发明采样相位控制电路的方块图。采样相位控制电路1通过数据输入端2接收串行数据输入信号。所接收的串行数据输入信号(Data In)经过内部线路3加给采样器4。例如图8所示，采样器4包括多个彼此并联连接的触发器。由采样脉冲(S_i)采样的数据值，经数据结总线5、6、7由采样器4的触发器的信号输出端(Q)输出。

将具有等距采样脉冲的恒定采样脉冲序列所产生的采样脉冲S1、S2、S3的采样数据值加给相位评估电路8。在输出端一侧，所述相位评估电路8经线路9与数字回路滤波器10连接。主移相器电路12经线路11与数字回路滤波器10连接。

采样相位控制电路1包含多相位发生器13；所述多相位发生器13是延迟锁定回路DLL或锁相回路PLL。经信号线41，将输入时钟CLK IN加给多相位发生器的数据输入端42。所述多相位发生器13产生一个多相位信号，这个多相位信号经内部信号总线14加到主移相器12。主移相器12按照由相位评估电路8的滤波输出信号所确定的方式，实现所产生的多相位信号的相位移动。在输出端一侧，所述主移相器12经过信号总线15连到采样器4。主移相器12经过信号总线15输出采样脉冲，或者将采样脉冲S1、S2、S3采样到采样器4内的相关的触发器的时钟输入端。

在下游侧连接的采样器4、相位评估电路8、数字滤波器10，以及主移相器12一起形成锁相回路(控制回路1)，从而可以保证：能将采样信号调节到接收的数据输入信号Data In的相位。在这种情况下，可使采样信号和接收的数据信号之间相位偏差最小，以产生经过调节的采样信号。在采样信号的经过调节的状态，采样时刻与数据接收信号的信号边缘变化在时间上严格同步。

采样数据值S11、S1、S12形成一组采样数据值，并将它们经过数据线5加到多路确定单元16。以同样的方式，采样数据值S31、S3、S32形成第二组采样数据值，并将它们经过数据线7加到另一个多路确定单元17。譬如可所述多路确定单元16、17实现为组合逻辑电路。最好将多路确定单元16、17设计成：至少有两个采样数据值具有相同的状态或相同的逻辑数据值，目的在于，使多路确定单元在它的输出端输出一个相应的数据值。所述多路确定单元16、17的输出端分别经过线路18、19连接到下游的整流器20、21。加法器24、25经过线路22、23连接在整流器20、21输出侧的下游。加法器24、25的输出经线路26、27连接到加法器28，加法器28将提供的信号相加，并将做加法的结果经线路29输出到比较器电路30。由多路确定单元16、17输出的数据值通过加法器24、25求和，随后再由加法器28相加，从而形成一个求和值。两个加法器24、25以及加法器28把多路确定单元16、17输出的采样数据值相加，形成一个求和值。

通过比较器电路30，比较在线路29上提供的求和值与在线路31上提供的阈值SW。或者由外部提供所述阈值SW，或者将阈值编程进采样控制电路。比较器30产生一个比较输出信号，比较输出信号经线路32输出到在下游侧与其相连的数字回路滤波器33。经过线路34，使用经过滤波的比较输出信号，用以设定第二移相器35、36。在输入侧，第二移相器35、36经线路37、38连接到主移相器12。第二移相器35、36为采样数据值S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂移动采样脉冲的相位角，并经过线路39、40将这些移相的采样脉冲输出到位于采样器4内的对应的采样触发器。

所述多路确定单元16、17、整流器20、21、积分设备24、25、26、比较器30以及在下游侧连接的数字回路滤波器33，与第二移相器35、36一起，在采样相位控制电路1内形成最大值控制回路(控制回路2)。该最大值控制回路按照由数据输入信号的形式或眼图确定的方式，关于采样数据值S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂对齐采样脉冲，从而可以通过采样器在最佳的时刻采样数据输入信号。

多路确定单元16、17保证了数据输入信号的可靠采样。由于可以按照不同的方式设定附加采样数据值S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂的采样时刻，所以可以按照信号波形优化误码率BER，不需要数据输入信号的附加采样。这就有可能把采样相位控制电路1的电路费用减至最小。

图10表示本发明采样方法优选实施例的流程图。

在开始步骤P0之后，首先在步骤P1，于预定的持续时间zD1＝n₁.T，利用第一采样信号，对信号输入端2出现的数据输入信号Data In进行等距采样。

在步骤P2，进行检查。以确定是否已经达到相位对齐。如果采样数据值S₂的采样数据脉冲与接收的数据信号Data In的信号边缘变化在时间上准确同步，则存在相位对齐。在采样信号的调节状态，采样数据值S₂的准确为0。

如果在步骤P2的询问表明：还没有实现采样信号的相位对齐，则在步骤P3，实现采样信号的相位对齐，并且过程返回到步骤P1。借助采样相位控制电路1，即借助相位评估电路8、在下游与其相连的数字滤波器10，以及主移相器12实现步骤P3的相位对齐。

在步骤P1-P3中使锁相回路中的采样信号与所接收数据信号的相位之间相位偏差最小之后，在步骤P4中，于预定的持续时间zD2＝n₂.T重新采样数据接收信号。

在这种情况下，n₂＝k×n₁成立，其中k≥1，例如，k可以等于10。

在步骤P5，通过多路确定单元16、17估算采样数据值；最好使多路确定单元16、17的输出数据值被整流。最后，通过加法器24、25和加法器28对于采样数据值进行积分，形成一个求和值，并该将求和值加到比较器30。

在步骤P6，使积分的求和值与可由比较器30设定的阈值SW进行比较。

如果所述求和值大于或等于阈值SW，则在步骤P7保持采样数据值S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂的采样相位ΔΦ_variable不变，并在步骤P8，该方法结束。相反，如果比较器30断定：这个求和值小于可设定的阈值SW，则在步骤P9，改变采样数据值S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂的采样相位ΔΦ_variable。在步骤P9，改变或优化采样信号的采样相位，使其成为数据接收信号的信号波形。在这种情况下，眼图越小，或幅值和相位抖动越大，则在采样值S₁₁、S₁₂与等距采样脉冲序列的采样脉冲S₁之间的相位间隔越小，或者在采样值S₃₁、S₃₂与采样脉冲S₃之间的相位差越小。

在步骤P9实现采样时刻的精细对齐以后，在步骤P10，重新采样数据接收信号。实现在步骤P5、P6、P9、P10的最大值控制，直制所述求和值在步骤P6中大于阈值时为止，并且采样相位控制到此结束。

如果在步骤P6中积分的求和值大于阈值SW，则最好产生表示调节后状态的检测信号。在成功地结束采样相位控制后，读出在多路确定单元16、17的信号输出端出现的数据，用于进一步的数据处理(Data Out)。

在图8所示方法的情况下，为了进行数据恢复，只产生两个附加的采样数据值(S₁₁、S₁₂或S₃₁、S₃₂)。但在本发明采样方法的可供选择变换的实施例中，还可增大附加采样数据值的数目。

可以利用电路，按照各种方式实施本发明的方法。本发明的方法特别适合于在噪声相当大的应用环境中用于数据传输的多信道SERDES模块，还特别适合于与附加的信号处理单元的大规模集成，尤其是在宽域通信网/局域网区域。进而，在计算机辅助应用中，可将本发明的方法用于存储介质之间的数据传输。

本发明的方法特别适合于频率范围大于1千兆赫兹的数据传输速率。

参考标号清单

1采样相位控制电路

2数据输入

3内部数据线路

4采样器

5采样数据线

6采样数据线

7采样数据线

8相位评估电路

9线路

10数字电路滤波器

11线路

12主移相器

13多相位发生器

14信号总线

15时钟线

16多路确定单元

17多路确定单元

18线路

19线路

20整流器

21整流器

22线路

23线路

24加法器

25加法器

26线路

27线路

28加法器

29线路

30比较器

31线路

32线路

33数字电路滤波器

34线路

35第二移相器

36第二移相器

37线路

38线路

39线路

40线路

41线路

42数据输入端

Claims (17)

1.一种对相位控制进行采样的方法，用于时钟脉冲，以及数据接收脉冲的数据恢复，其特征在于，所说方法包括如下步骤：

(a)用包括等距采样脉冲的第一采样信号对所接收的数据信号进行采样(P1)；

(b)使第一采样信号与所接收的数据信号的相位之间的差值最小，产生经过调节的第二采样信号(P2、P3)；

(c)用经过调节的第二采样信号对所接收的数据信号进行采样，产生采样数据值(P4)；

(d)积分经过采样的数据信号的采样数据值，形成求和值(P5)；

(e)改变经调节的第二采样信号的采样脉冲的相位，直至经积分的求和值超过可以设定的阈值时为止(P9)。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

如果所述积分的求和值超过可以设定的阈值(SW)，则产生一个检测信号，这个检测信号表示经过调节的状态。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：

为调节第一采样信号的相位，通过相位估算装置(8)估算采样信号与接收的数据信号之间的相位偏差，并通过主移相器(12)改变采样信号的相位，直至所述相位偏差等于0为止。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

经调节的第二采样信号包括至少两个瞬时偏差的采样脉冲序列，即彼此具有恒定时间间隔(ΔΦ_fix)的恒定采样脉冲序列的采样脉冲(S1、S2、S3)，和彼此具有可变时间间隔(ΔΦ_variable)的可变采样脉冲序列的采样脉冲(S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂)。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述接收的数据信号“Data In”包括具有恒定数据脉冲持续时间UI的数据脉冲序列。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：

所述恒定采样脉冲序列的各采样脉冲(S1、S2、S3)之间的时间间隔(ΔΦ_fix)等于数据脉冲持续时间之半UI/2。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：

在第二采样信号的经过调节的状态，所述恒定采样脉冲序列包括第一采样脉冲(S2)和第二采样脉冲(S1、S3)，所述第一采样脉冲与所接收的数据信号的信号边缘变化在时间上是同步的，所述第二采样脉冲相对于所接收的数据信号的信号边缘变化的瞬时偏差是数据脉冲持续时间之半UI/2。

8.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：

缩小可变采样脉冲序列的采样脉冲(S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂)与恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲(S1、S3)之间的时间间隔(ΔΦ_variable)，直至积分的求和值超过可以设定的阈值(SW)为止。

9.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：

在每一种情况下，都将由恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲(S1、S3)产生的采样数据值和由可变采样脉冲序列的相邻的两个采样脉冲(S₁₁、S₁₂、S₃₁、S₃₂)产生的采样数据值加到多路确定单元(16、17)，所述多路确定单元按照由所加采样数据值确定的方式产生逻辑输出信号。

10.根据前述权利要求9所述的方法，其特征在于：

在每一种情况下，都由整流器(20、21)使所述多路确定单元(16、17)的逻辑输出信号被整流。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述接收的数据信号“Data In”是串行数据信号。

12.根据前述权利要求11所述的方法，其特征在于：

通过采样器(4)的并行连接的触发器，使所述串行数据信号“DataIn”被采样。

13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

通过比较器(30)使所述积分的求和值与阈值进行比较。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于：

设定所述阈值(SW)。

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于：

比较器(30)产生比较输出信号，该信号通过在下游相连的滤波器进行滤波。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于：

将所述被滤波的比较输出信号加到第二移相器(35、36)，第二移相器按照由经过滤波的比较输出信号所确定的方式，设定在可变采样脉冲序列的采样脉冲与恒定采样脉冲序列的第二采样脉冲(S1、S3)之间的可变时间间隔(ΔΦ_variable)。

17.根据权利要求9所述的方法，其特征在于：所述多路确定单元(16、17)的逻辑输出信号是在检测信号表示出调节的状态的条件下通过数据处理单元进行选择的。

Images