CN1243986C - 用于基于补偿原理电流传感器的分析电路及分析方法 - Google Patents

用于基于补偿原理电流传感器的分析电路及分析方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种允许完全数字化实现控制电路的信号处理装置，从而通过完全集成在一ASIC上而降低成本。例如，可以通过电阻向磁场探测器提供一个给定频率的矩形电压，探测信号由一个或两个比较器来测取，且脉冲宽度由计数器来数字化地测量。此外，用于补偿电流的传统模拟末级用一个其前接有一σ-δ调制器的PWM末级来代替。与一给定同步信号(例如来自测量值处理)的同步是可能的。

Description

用于基于补偿原理的 电流传感器的分析电路及分析方法
技术领域
本发明涉及一种以补偿原理为基础、尤其用于测量直流电流和交流电流的电流传感器，其中，由待测量电流流过的初级线圈的磁心所产生的磁场通过次级线圈的补偿电流来补偿，其中，为控制补偿电流，由至少一个受磁场影响的传感器测取总磁势与零磁通量的偏移，并将其作为测量信号经分析电路传送给一个用来得到补偿电流的放大装置，该放大装置在开关运行时相应于一个由控制电路依据测量值而产生的脉冲控制信号来控制该补偿电流。
背景技术
这样的电流传感器在专业概念中也称为补偿电流转换器，且用于测量直流和交流电流，其中，在一个磁心中由测量电流产生的磁场通过一个次级线圈的补偿电流来补偿。为控制该补偿电流在磁回路中设有一个传感器，通常是一个磁场探测器，其测取与零磁场的偏移。此处，次级电流是待测量电流的精确反映(参见德国专利申请公开说明书DE 3718857 A1)。
此外，由德国专利申请公开说明书DE 19642472可知，为减小补偿电流的能量需求和减小损耗，采用了一种脉冲式的开关放大器，其由一脉冲控制信号来控制。
这种补偿电流转换器的一个可能的应用领域是精确测量高精度伺服驱动的电机电流。对于转动(Rundlauf)来说，补偿电流转换器的尤其是极小的误差补偿(Fehlabgleich)(在整个温度范围的偏移＜0.1)都是很重要的。
然而，将探测信号传统的峰值整流直接转换到一集成开关回路中还存在着问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，相对于传统的电流转换器来说降低成本而又必须保持其精度。为此，电路应当是可集成的。此外，对于较小的电流范围希望方便地用5V电源来运行。
按照本发明，上述技术问题是通过一种采用基于补偿原理的电流传感器来测量直流电流和交流电流的方法解决的，其中，在一个待测量电流流过的初级线圈的磁心中所产生的磁场通过次级线圈中的补偿电流来补偿，其中，为控制该补偿电流，通过一磁场探测器测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移转换成一个脉冲控制信号，再将该脉冲控制信号放大得到该补偿电流，其中，该控制信号通过下述步骤由所述探测电流导出：
-以预先给定的频率激励所述磁场探测器，且由该探测电流导出一个或多个与探测电流有关的电位；
-通过将该一个或多个电位与一个或多个阈值比较，将该一个或多个电位转换成一个或多个数值离散的数字信号；
-对所述一个或多个数字信号的时间进行数值离散和时间离散的测量；
-借助所得到的时间值将所述磁通量数字调节到零；
-借助于脉冲宽度调制和/或借助第一级或更高级的σ-δ调制器来导出二进制开关信号。
特别有利的是，本发明的方法是借助一种用于以补偿原理为基础、用于测量直流电流和交流电流的电流传感器的分析电路来实现的，其中，在一个待测量电流流过的初级线圈的磁心中所产生的磁场通过次级线圈中的补偿电流来补偿，其中，为控制该补偿电流至少由一个受磁场影响的传感器测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移作为测量值经该分析电路传送给一个用来得到补偿电流的放大装置，该放大装置在开关运行中相应于一个由控制电路依据测量值而产生的脉冲控制信号来控制该补偿电流，其具有：
-一个具有预定频率的、用于激励所述磁场探测器的第一振荡器；
-一个或多个位于磁场探测电流流过的任意位置的、用于产生一个或多个与探测电流有关的电位的电阻；
-至少一个比较器，用于通过将该一个或多个电位与一个或多个阈值比较而将一个或多个电位转换成一个或多个数值离散的数字信号；
-至少一个计数器，用于对所述一个或多个数字信号的时间进行数值离散的和时间离散的测量；
-一个数字调节器，用于借助所得到的一个或多个时间值将所述磁通量调节到零；
-一个第二振荡器，用于脉冲宽度调制，和/或一个第一级或更高级的σ-δ调制器，用于导出提供给放大装置的脉冲控制信号。
作为一种替换方案，本发明的方法或相应的分析电路还可以通过对电位差进行分析处理将一个或多个电位转换成一个或多个数值离散的数字信号。
因此，本发明的分析方法和分析电路允许完全以数字方式实现控制电路。例如，可以通过电阻向磁场探测器提供一个给定频率(如250kHz)的矩形电压，探测信号由一个或两个比较器来测取，且脉冲宽度由计数器来数字化地测量。此外，用于补偿电流的传统模拟末级用一个其前接有一σ-δ调制器的PWM末级(例如1MHz频率)来代替。
尤其优选通过生成所述正、负磁场探测控制的时间差来完成对数字信号的时间测量，其中，将该时间差调节到零，以消除总磁势与零磁通量的偏移。
按照本发明方法的又一个优选实施方案，有可能完全抑制磁场探测频率，其中，对磁场探测器的激励与对二进制开关信号的导出同步，尤其是借助数字锁相环进行的相同步。为此，本发明的分析电路具有一个用于使第一振荡器和第二振荡器同步的同步装置，尤其是借助数字锁相环的相同步装置。
尤其还优选对随后的测量值处理实行附加的同步，这又可以对在待测量电流中可能存在的脉动性(Welligkeit)进行同步。
为提高分辨率还优选在对激励磁场探测时使磁场探测器线圈短时间短接，尤其是在隔次测量和多次测量时对一个节拍进行。
进一步的优选方案是利用补偿线圈的电感来平滑补偿电流。
此外，本发明的分析方法和相应的分析电路集成在一集成电路中，例如在一专用集成电路ASIC上。
本发明的分析电路尤其优选采用一个本说明书开始部分所述的以补偿原理为基础的电流传感器。
附图说明
下面结合附图和所描述的实施方式对本发明的优点和细节作进一步说明。图中具有相同功能的特征用相同的附图标记来表示。
图1为一个带有本发明分析电路的补偿电流转换器的方框图；
图2示出测得的探测器电压；
图3示出磁场探测器电压的变化；
图4为数字信号处理电路的方框图；
图5示出σ-δ调制器(SigmaDelta Modulator)的结构；
图6为将分析电路集成在一ASIC中的可能的变化形式。
具体实施方式
图1示出了一个带有本发明分析电路的补偿电流转换器的原理结构。其左侧示出磁部分，其包含一个带有初级线圈W1和补偿线圈W2的主铁心l及一个磁通探测器2。初级线圈W1导送测量电流i1，且具有比补偿线圈W2少得多的匝数，有时仅为一匝。该磁通探测器2例如由一Vitrovac条和一传感器线圈W3构成。
控制器3(一个振荡器)激励磁场探测器2。紧随着的是带有电路块4至7(将在后面作详细说明)的分析电路，以及一个在开关运行中工作的末级8，以便调节补偿电流i2，使得磁通量为零。在这种情况下，该补偿电流i2反映了该初级电流i1，且可作进一步处理。在图1所示的实施方式中，滤波电路9对末级8的脉冲输出电压进行滤波。由此产生的补偿电流i2将通过补偿线圈W2传送，并经一个与补偿线圈W2串联的终端电阻10产生一个输出信号U，其正比于补偿电流i2、且在有效地调节与零磁通量的偏移时同样正比于测量电流i1。
在此实施方式中磁场探测器2利用了Vitrovac条的极端非线性、但又精确点对称的磁化曲线。通过频率为200至500kHz的交流电压可以周期性地使该Vitrovac条在两个方向上调整到饱和状态。依据回路中的磁通量，会产生一种需进行分析的非对称性。
可以考虑各种不同的激励方式和分析方法：
1.谐振时用串联电容器和峰值整流器来激励(现有技术)；
2.在电阻上预先给定矩形电压，饱和与键控度测量(Tastgradmessung)时的转换；
3.在电阻上预先给定预定频率的矩形电压，以及进行时差测量(本发明)。
按照公知的现有技术，采用了第一种方式，然而由于模拟的峰值整流和模拟的继续处理而不适用于集成在专用集成电路(ASIC)中。
本发明旨在实现迄今尚未公知的固定频率的矩形电压馈送(第三种方式)，其另一较大的优点在于可以使探测激励与开关频率同步。这样，在集成化的电流测量中，由于探测器2的磁场耦合而叠加在输出电流i2上的波纹电流(Stromripple)的问题就不再存在，而不要求成本高且限制带宽的模拟滤波器。
此外，可以在一个完全同步的纯数字设计中实现键控度分析电路(Tastgradauswertung)，从而可以将其集成在一ASIC中。
用于磁场探测器2(传感器)中的Vitrovac材料具有很小的矫顽磁场强度(即其是软磁材料)，但其有很大角度的磁滞回线。当由初级电流i1和补偿电流i2引起的总磁势(Durchflutung)θ＝0时，传感器条中的磁场强度正比于传感器电流。在这种情况下，由该传感器装置的传感器电流所描绘的磁滞回线呈现出与由磁场强度所描绘的、取决于材料的点对称磁滞回线相同的形式。
一旦磁路中的总磁势θ不为0，由传感器电流描绘的磁滞曲线就会发生偏移。
探测器中的电流曲线在矩形电压的一个齿形(Flanke)之后表现为，电感总是与磁滞曲线(逐段为常数)的上升相对应。因此，该电流曲线由衰减指数函数构成，其时间常数在磁滞曲线的相应拐点处改变。
所得到的曲线在开始和结束时有一个短的时间常数(相对陡的曲线)，且在此之间是一个缓斜(flach)区域(相应于磁滞回线的陡分支)，其位置依据总磁势θ而移动。总磁势θ越大，则传感器电流越大，其中，发生从正饱和到负饱和的大的磁通量变化行程(Flusshub)。然而，在大传感器电流的情况下，在一串联电阻(图中未示出)上的电压降较大，从而使在探测器2上施加的电压较小。由于探测器2的反复磁化所必需的电压时间平面是常数，因此使所需的时间上升。相反，该磁滞回路的另一分支移动到较小的传感器电流，以使时间在另一齿形下降。
这种不对称在存在磁势θ时可在测得的探测电压曲线(在图2中示出了其与时间t的关系)中明显看出。
为进行分析，利用图2中所示的脉冲宽度t1和t2之差。当磁通量为零时，脉冲P1和P2大小相同，否则这些脉冲就会分开。因此，需要将脉冲宽度之差、以及由此而来的t1和t2之间的时间差调节到零。
为此，通过图1所示转换装置4中的两个比较器(参见图3中的元件4a和4b)将脉冲P1和P2转换成数字信号。图3中示出这种比较电路结构的两种可能的形式，左面为一个采用两个比较器4a和4b的形式，而右面的电路则只采用一个比较器4a。
左面的电路形式由一个由电源供电的、用于磁场探测器2的完全电桥电路构成。探测电流流过两个串联在探测器2左侧和右侧的电阻R1和R2，产生与探测电流有关的电势，通过两个比较器4a、4b对其进行分析。
为此，为该探测电压设定了一个稍高于零(尽可能小，例如如图2所示的2V)和一个稍低于零(尽可能小，例如2V)的开关阈值。在对称控制时，该探测电压总是对称于2.5V，从而使在线圈(即磁场探测器2)一侧的测量采用2.5V2V/2＝1.5V和2.5V+2V/2＝3.5V的阈值就足够了。
由于开关阈值的非对称导致偏移(Offset)，对下面的实施方式来说选择图3左面示出的形式，其仅需要一个开关阈值。在使用两个比较器4a、4b时不同的偏移和不同的开关时间导致测量误差。图3右面示出的电路形式避免了产生此误差的来源，其中，测量通过一个位于该电桥的共用测臂(Massezweig)上的电阻R3来实现。从而仅要求一个比较器4a。不过电压行程(Spannungshub)较小，且在与测量有关的门控制(massebezogenerGateansteuerung)时门电流在接通瞬间流过电阻。必要时可以对此并联一个电容器(图中未示出)。此外，在与测量有关的门控制时门电压改变，这限制了测量电阻R3上所允许的最大电压降。
探测器2的激励用一个由电路块3产生的预定频率的矩形电压来完成。为提高分辨率，半个桥路(图3中两个彼此叠置的开关)的信号每两个周期移动一个节拍，即在探测器上短时间出现0V。这起到了使脉冲终点移动约半个节拍的作用，从而使在相应的中间值下由一数字计数器测得的脉冲宽度在两相邻的测量值之间变换。
下面的实施方式以带有两个比较器4a、4b的电路形式为基础。
如果此时借助一矩形波发生器3经电阻R1、R2来激励探测器2，且在补偿线圈W2(例如1000匝)中供给一个从2mA到2mA缓慢变化的电流i2，其中，初级线圈W1保持开路，则依据补偿电流和所得到的探测电压得出，该阈值的位置是十分重要的。
可以看出，在两个比较器4a、4b阈值相同时，移动不产生偏移，但在小阈值时探测器的线性工作区较大。如预期的那样，在不同的阈值下产生了偏移。在对称的阈值下可见的小偏移可能由各种原因造成，例如，剩磁感应、外来干扰磁场等。
由曲线的斜率可确定时间测量(脉冲宽度测量)的误差对补偿电流的影响。这样的测量误差例如是由两个比较器的运行时间差和由时间量化的影响造成的，因为一个节拍同步设计中的脉冲宽度是由不精确的半个节拍信号确定的。
一个具有“零显示(Nullzeiger)”的电路、即传感器线圈短接一个节拍的电路，其电流曲线将移动约半个节拍。如果将其每隔一次测量实施一次，则平均会使分辨率提高1位。由在不同阈值下的曲线移动可以确定比较器偏移误差的影响。
将利用一个PI调节器6(参见图1)将磁通量调节到零。初级电流i1的变化首先通过直接磁场耦合使次级电流产生一个相应的跃变，而磁通量(因而调节回路)则尚不响应。然后次级电流开始下降，从而使回路1中的总磁势不再为零，并形成一个探测器2可识别的磁通量。此时PI调节器6开始再次使次级电流增大，从而使磁通量稳定在零点。
在此，该整数部分(I部分)用于使固定调整误差变为零。因此，该固定误差仅由磁场探测器2的测量精度来确定。
采用一个脉宽调制末级7(PWM)作为调节件。为了保持小的开关频率的波纹电流，采用一个高开关频率(典型为1MHz)和一个LC滤波器9(典型的参数为100μH，100mF)。该LC滤波器9的动态特性必须在调节PI调节器6时加以注意，同样，补偿线圈W2的动态特性也应注意。
在图4中示出了本发明数字信号处理装置的方框图，下面将对其作详细说明。
该节拍同步控制的PWM末级8的分辨率相对小，在80MHz的系统节拍和1MHz的PWM输出频率下得到80级(Stufe)，即小于7位的分辨率。尽管PI调节器6可在所得到的磁通量中识别出由量化所产生的误差，并对其作相应的反向控制，然所产生的振荡则相对较大，且频率低。
一个串接在PWM单元7a前的第二级σ-δ调制器用来通过改变键控度(Tastgrad)将所希望的电压调节到平均值。该改变是这样完成的，使得偏移具有尽可能高的频率，因此通过低通(LC滤波器9和补偿线圈W2)以及一个随后的集成的电流探测进行抑制。
探测器激励3通过一个相应的、例如具有一个1/4频率(即250kHz)的节拍信号11a来实现与PWM输出的同步。总的信号处理例如与一个如为80MHz的系统节拍同步地实现。
然而，在异步运行的分系统之间产生的基本波动(Jitter)在一个如此高的节拍频率下对系统特性来说是非临界的。一个相调节器11c(数字锁相回路PLL)可用来将PWM7、7a和探测器激励3与一个外部预先给定的信号12(典型方式为如16kHz的电流调节器扫描周期)同步。这种同步是通过计数器11来实现的，从而使得到的PWM信号以一个80MHz或小于80MHz的波动跟随该外部同步12信号。
整个系统例如以80MHz或40MHz节拍同步地工作。该数字PLL 11c这样调节频率，使得探测器的激励以与外部预先给定的同步信号12相位同步的方式来实现。仅保留少数80MHz周期的较小波动，即几个10ns。该PWM末级7a再次与探测器激励3相位同步地通断。
在图4所示数字补偿调节电路的方框图中，在比较器4a、4b输入侧提供的信号由两时钟块5a、5b作进一步处理，它们测量正探测器电压和负探测器电压P1、P2的脉冲宽度t1、t2。如前所说明的那样，按照不同的配置对两脉冲P1、P2采用不同的比较器4a、4b或同一个比较器4a。对输出信号的脉冲宽度以系统节拍的节拍来测量。
随后的方块5c生成时间差，且将其作为输出给PI调节器6的信号e。在超出一预先给定的最大时间差和低于一个预先给定的最小脉冲宽度时，该方块5c的输出信号保持在相应的最大值。
作为磁通量调节器，如已说明的那样，已证明一个带有极限值的PI调节器6是有利的。
为了优化大跃变时的特性，现在还可以减小调节特性的边界值，以使积分器不离开可由PWM实现的调节区。
实际的脉冲宽度调制在方块7a中完成。该方块得到来自相调节器11c的周期持续时间per和量化方块7c的接通时间tmod。由于在1MHz的PWM频率和一个80MHz的石英频率下，只能调节到80个键控度级，量化将被考虑。该量化在方块7c中完成，该方决接收作为带符号小数的数字的额定电压，以及来自σ-δ调制器7b的周期持续时间m。由此计算转换时刻，且产生所实现的电压相应的、并被反馈到σ-δ调制器7b输入端的反馈信号fb。
方块7b包括一个第二级的σ-δ调制器。一种带有紧随着的量化电路7c的σ-δ调制器7b的可能实施方式在图5中示出。其输入一侧是来自PI调节器6的调节量“stell”。σ-δ调制器7b提供一个未量化的信号m，该信号用作随后的量化电路7c的输入信号。该量化电路7c除提供接通时间tmod外，还提供反馈信号fb。由图5可知，fb是如何准确地反馈到σ-δ调制器7b的。
对于可准确实现的值(即量化的信号fb等于非量化的信号m)，σ-δ调制器7b的作用如同一节拍的延迟时间(Totzeit)。对于不能准确实现的中间值，信号m转换成比信号“stell”高或低几个LSB(最低有效位)。一个辅助的数字伪噪声信号“dither”可以如图5所示那样，用于避免边界循环(Grenzzyklen)。
在此，双积分器结构用于将所得到的干扰频谱幅度在宽区域内随频率平方变化。其作用在于，使低频有效信号区的干扰特别小。在高频区的较大的干扰幅度由LC滤波器9(参见图1)和补偿线圈w2的电感来抑制。
σ-δ调制器7b的边界值应当调节到一个较高的值，一个与调节范围有关的边界值必须在PI调节器6中完成。在PI调节器6中调节的边界值必须为σ-δ调制器7b产生的噪声留出空间。
相对于传统补偿电流转换器的节省成本的目标可以通过将本发明的分析电路和信号处理电路集成在一ASIC中实现。对此，可考虑多种将必要的功能块分布在一个或多个ASIC上的可能性。在图6示出了几种可考虑的变型。
图6a中示出的是集成了单相电流测量电路的总电路。因此，在三相电流系统中设有三个相同的ASIC芯片A1至A3。每个ASIC芯片具有一个激励电路3、一个带有比较器(参见图3)的开关阈值发生器4、一个带有与图4所示方框图相应的元件5、6、7的数字信号处理块、一个以末级8形式出现的放大装置，以及一个附加的、用于转换加在电阻10上、正比于测量电流i1的输出电压的模拟/数字转换器15。
这种变型允许将集成电路块直接放置在电流转换器的磁部分，这在较大的系统中是有利的。此外，还可以进行单相测量或双相测量，对于通常要求三相测量的情况需要三个ASIC芯片，由此可以导致高的生产力，从而可有利地进行低成本的批量生产。
如果对于ASIC芯片选择一个低成本的5V-COMS过程，则末级不能在+-15V的供电电压下运行。因此，需要+-15V末级的电路变型要求一个附加末级。还可考虑的是将用于三相的所有功能结合在一个ASIC芯片上。
作为一种替换方式，图6b所示的电路分布中有一个数字ASIC芯片A4和一个混合信号ASIC部分A5(包含用于所有三相的模拟数字转换器15)。开发一个纯数字ASIC的成本小得多，此外，快速节拍部分和以大电流工作的末级与灵敏的A/D转换器分开。要注意的是，在“数字”ASIC中需要一个具有确定开关阈值的比较器和大的末级晶体管。
在图6c所示的变型中，末级8也设置在ASIC芯片A6之外。如果设置一个+-15V供电电源和外部末级8，则可将一侧的负载电阻10连接到一固定的参考电位，例如2V。这就可能使用更合适的A/D转换器，例如带有一个0V到4V的输入范围，如通常集成在微控制中的A/D转换器。

Claims (18)

1.一种采用基于补偿原理的电流传感器来测量直流电流和交流电流的方法，其中，在一个待测量电流(i1)流过的初级线圈(W1)的磁心(1)中所产生的磁场通过次级线圈(W2)中的补偿电流(i2)来补偿，其中，为控制该补偿电流(i2)，通过一磁场探测器(2)测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移转换成一个脉冲控制信号(pwm)，再将该脉冲控制信号放大(8)得到该补偿电流(i2)，其特征在于，所述控制信号(pwm)通过下述步骤由所述探测电流导出：
-以预先给定频率激励(3)所述磁场探测器(2)，且由该探测电流导出(4)一个或多个与探测电流有关的电位；
-通过将该一个或多个电位(P1，P2)与一个或多个阈值比较，将该一个或多个电位(P1，P2)转换(4a，4b)成一个或多个数值离散的数字信号；
-对所述一个或多个数字信号的时间(t1，t2)进行数值离散和时间离散的测量(5，5a，5b，5c)；
-借助所得到的时间值(t1，t2)将所述磁通量数字调节(6)到零；
-借助于脉冲宽度调制(7a)和/或借助第一级或更高级的σ-δ调制器(7b)来导出(7)二进制开关信号。
2.一种采用基于补偿原理的电流传感器来测量直流电流和交流电流的方法，其中，在一个待测量电流(i1)流过的初级线圈(W1)的磁心(1)中所产生的磁场通过次级线圈(W2)中的补偿电流(i2)来补偿，其中，为控制该补偿电流(i2)，通过一磁场探测器(2)测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移转换成一个脉冲控制信号(pwm)，再将该脉冲控制信号放大(8)得到该补偿电流(i2)，其特征在于，所述控制信号(pwm)通过下述步骤由所述探测电流导出：
-以预先给定频率激励(3)所述磁场探测器(2)，且由该探测电流导出(4)一个或多个与探测电流有关的电位；
-通过对电位差进行分析处理，将该一个或多个电位(P1，P2)转换(4a，4b)成一个或多个数值离散的数字信号；
-对所述一个或多个数字信号的时间(t1，t2)进行数值离散和时间离散的测量(5，5a，5b，5c)；
-借助所得到的时间值(t1，t2)将所述磁通量数字调节(6)到零；
-借助于脉冲宽度调制(7a)和/或借助第一级或更高级的σ-δ调制器(7b)来导出(7)二进制开关信号。
3.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，为对所述数字信号进行时间测量(5)，生成所述正、负磁场探测控制(P1，P2)的时间(t1，t2)的差，其中，将该时间差调节到零，以消除总磁势与零磁通量的偏移。
4.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，对所述磁场探测器(2)的激励(3)与对二进制开关信号(pwm)的导出(7)同步。
5.按照权利要求4所述的方法，其特征在于，在一个随后的测量值处理中实现同步。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述同步是借助一个数字锁相环(11c)按照相同步进行的。
7.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，为提高分辨率，在对磁场探测器进行激励(3)时使磁场探测器(2)的线圈(W3)短时间短接。
8.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，为提高分辨率，所述磁场探测器(2)的线圈(W3)的短时间短接是在隔次测量或多次测量时对一个节拍进行的。
9.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述补偿线圈(W2)的电感用于平滑补偿电流(i2)。
10.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述调节(6)通过PI调节进行。
11.一种用于以补偿原理为基础、测量直流电流和交流电流的电流传感器的分析电路，其中，在一个待测量电流(i1)流过的初级线圈(W1)的磁心(1)中所产生的磁场通过次级线圈(W3)中的补偿电流(i2)来补偿，其中，为控制该补偿电流(i2)至少由一个受磁场影响的传感器(2)测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移作为测量值(e)经该分析电路传送给一个用来得到补偿电流(i2)的放大装置(8)，该放大装置(8)在开关运行中相应于一个由控制电路依据测量值而产生的脉冲控制信号(pwm)来控制该补偿电流(i2)，其特征在于，其具有
-一个具有预定频率的、用于激励所述磁场探测器(2)的第一振荡器(3)；
-一个或多个位于磁场探测电流流过的任意位置的、用于产生一个或多个与探测电流有关的电位(P1，P2)的电阻(R1，R2，R3)；
-至少一个比较器(4a，4b)，用于通过将该一个或多个电位(P1，P2)与一个或多个阈值比较而将一个或多个电位(P1，P2)转换成一个或多个数值离散的数字信号(t1，t2)；
-至少一个计数器(5a，5b)，用于对所述一个或多个数字信号的时间(t1，t2)进行数值离散的和时间离散的测量；
-一个数字调节器(6)，用于借助所得到的一个或多个时间值(e)将所述磁通量调节到零；
-一个第二振荡器(7)，用于脉冲宽度调制(7a)，和/或一个第一级或更高级的σ-δ调制器(7b)，用于导出提供给放大装置(8)的脉冲控制信号(pwm)。
12.一种用于以补偿原理为基础、测量直流电流和交流电流的电流传感器的分析电路，其中，在一个待测量电流(i1)流过的初级线圈(W1)的磁心(1)中所产生的磁场通过次级线圈(W3)中的补偿电流(i2)来补偿，其中，为控制该补偿电流(i2)至少由一个受磁场影响的传感器(2)测取总磁势与零磁通量的偏移，并将该偏移作为测量值(e)经该分析电路传送给一个用来得到补偿电流(i2)的放大装置(8)，该放大装置(8)在开关运行中相应于一个由控制电路依据测量值而产生的脉冲控制信号(pwm)来控制该补偿电流(i2)，其特征在于，其具有
-一个具有预定频率的、用于激励所述磁场探测器(2)的第一振荡器(3)；
-一个或多个位于磁场探测电流流过的任意位置的、用于产生一个或多个与探测电流有关的电位(P1，P2)的电阻(R1，R2，R3)；
-至少一个比较器(4a，4b)，用于通过对电位差进行分析处理而将一个或多个电位(P1，P2)转换成一个或多个数值离散的数字信号(t1，t2)；
-至少一个计数器(5a，5b)，用于对所述一个或多个数字信号的时间(t1，t2)进行数值离散的和时间离散的测量；
-一个数字调节器(6)，用于借助所得到的一个或多个时间值(e)将所述磁通量调节到零；
-一个第二振荡器(7)，用于脉冲宽度调制(7a)，和/或一个第一级或更高级的σ-δ调制器(7b)，用于导出提供给放大装置(8)的脉冲控制信号(pwm)。
13.按照权利要求11或12所述的分析电路，其特征在于：设有一个同步装置(11)，用于使第一振荡器(3)和第二振荡器(7)同步(11a，11b)。
14.按照权利要求13所述的分析电路，其特征在于，所述同步装置(11)是借助数字锁相环的相同步装置(11c)。
15.按照权利要求11或12所述的分析电路，其特征在于：所述分析电路集成在一集成电路(A1至A6)中。
16.按照权利要求15所述的分析电路，其特征在于，所述分析电路集成在一ASIC中。
17.按照权利要求11或12所述的分析电路，其特征在于，所述数字调节器(6)是PI调节器。
18.一种以补偿原理为基础的电流传感器，其具有按照权利要求11至17中任一项所述的分析电路。
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