CN1243372A - 调制方法和无线电通信系统 - Google Patents

Abstract

输入数字信号被周期地和交替地进行第一调制和第二调制,由此转换成一对基带I信号和基带Q信号。第一调制和第二调制彼此不同。该对基带I信号和基带Q信号被输出。第一调制可以是8信号点调制,而第二调制可以是相移键控。

Description

调制方法和无线电通信系统

本发明涉及调制方法，也涉及无线电通信系统。

日本出版公开未审查专利申请第9-93302号揭示一种数字无线电通信系统，其中所发送的信号由具有N个连续码元的帧流构成。这里，N表示预定的自然数。在每一帧中，第一和第二码元是已知数据(固定的数据)的引导码元，其后跟随(N-2)个表示要发送的主信息码元。

在日本专利申请第9-93302号中，由于每帧的引导码元由固定的数据组成，并不用于主信息传输，因此它们使主信息传输率降低。

本发明的第一个目的是提供一种能防止信息传输率降低的方法。

本发明的第二个目的是提供一种能防止信息传输率降低的无线电通信系统。

本发明的第一方面提供一种调制方法，该方法包括下列步骤：周期地并交替地对输入数字信号进行第一调制和第二调制，将输入数字信号转换为一对基带I信号和基带Q信号，第一调制和第二调制彼此不同；输出该对基带I信号和基带Q信号。

本发明的第二方面基于它的第一方面，并提供一种方法，其中第一调制是至少8信号点调制，第二调制是相移键控。

本发明第三方面基于它的第二方面，并提供一种方法，其中相移键控是正交相移键控。

本发明第四方面基于它的第三方面，并提供一种方法，其中正交相移键控在I-Q平面中的I轴和Q轴上提供信号点。

本发明的第五方面基于它的第二方面，并提供一种方法，其中至少8信号点调制是至少8正交调幅。

本发明的第六方面基于它的第四方面，并提供一种方法，其中至少8信号点调制是至少8正交调幅。

本发明的第七方面基于它的第五方面，并提供一种方法，其中至少8正交调幅是16正交调幅。

本发明的第八方面基于它的第六方面，并提供一种方法，其中至少8正交调幅是16正交调幅。

本发明的第九方面基于它的第五方面，并提供一种方法，至少8正交调幅提供从至少8值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面的原点转过π/4弧度得到的信号点。

本发明的第十方面基于它的第六方面，并提供一种方法，其中至少8正交调幅提供从8值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面的原点转过π/4弧度得到的信号点。

本发明的第十一方面基于它的第七方面，并提供一种方法，其中16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面的原点转过π/4弧度得到的信号点。

本发明的第十二方面基于它的第八方面，并提供一种方法，其中16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面的原点转过π/4弧度得到的信号点。

本发明的第十三方面基于它的第二方面，并提供一种方法，其中对应于I-Q平面内至少8信号点调制的信号点的幅值最大值等于I-Q平面内相移键控信号点的幅值。

本发明的第十四方面基于它的第七方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内相移键控的信号点之间的距离的给定值倍数，该给定值在0.9～1.5范围内。

本发明的第十五方面基于它的第七方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内相移键控的信号点之间的距离的2倍。

本发明的第十六方面基于它的第八方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内相移键控的信号点之间的距离的

倍。

本发明的第十七方面基于它的第二方面，并提供一种方法，其中相移键控提供周期间隔码元，该周期间隔码元用周期间隔码元的相位之间的差异表示输入数字信号的相应部分。

本发明的第十八方面基于它的第十七方面，并提供一种方法，其中至少8信号点调制响应于超前第一码元的相移键控的第二码元所用的信号点把输入数字信号的逻辑状态指定给第一码元的各个信号点。

本发明的第十九方面基于它的第十七方面，并提供一种方法，其中至少8信号点调制是至少8正交调幅。

本发明的第二十方面基于它的第十九方面，并提供一种方法，其中至少8正交调幅是16正交调幅。

本发明的第二十一方面基于它的第十九方面，并提供一种方法，其中至少8正交调幅提供从至少8值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

本发明的第二十二方面基于它的第二十方面，并提供一种方法，其中16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度所得到的信号点。

本发明的第二十三方面基于它的第十七方面，并提供一种方法，其中相移键控是正交相移键控。

本发明的第二十四方面基于它的第二十三方面，并提供一种方法，其中正交相移键控在I-Q平面内的I轴和Q轴上提供信号点。

本发明的第二十五方面基于它的第一方面，并提供一种方法，其中第一调制是16正交调幅，第二调制是正交相移键控。

本发明的第二十六方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中16正交调幅提供从16值正常调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度所得的信号点。

本发明的第二十七方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中正交相移键控在I-Q平面的I和Q轴上提供信号点。

本发明的第二十八方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度所得的信号点，正交相移键控在I-Q平面内的I轴和Q轴上提供信号点。

本发明的第二十九方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中对应于I-Q平面内16正交调幅的信号点的幅值最大值等于1-Q平面内正交相移键控的信号点的幅值。

本发明的第三十方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内正交相移键控的信号点之间的距离的给定值倍数，该给定值在0.9～1.5范围内。

本发明的第三十一方面基于它的第二十五方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内正交相移键控的信号点之间的距离的2倍。

本发明的第三十二方面基于它的第二十六方面，并提供一种方法，其中I-Q平面内16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内正交相移键控的信号点之间的距离的

倍。

本发明的第三十三方面提供一种发送装置，包括：第一装置和第二装置，第一装置对输入数字信号周期地并交替地进行第一调制和第二调制，将输入数字信号转换成一对基带I信号和基带Q信号，第一调制与第二调制彼此不同，第一调制是至少8信号点调制，第二调制是相移键控；第二装置用于输出该对基带I信号和基带Q信号。

本发明的第三十四方面提供一种接收装置，包括：第一装置和第二装置，第一装置用于从接收到的信号恢复一对基带I信号和基带Q信号；第二装置对该对基带I信号和基带Q信号周期地并交替地进行第一解调和第二解调，将该对基带I信号和基带Q信号转换成原始数字信号；其中第一解调针对至少8信号点调制的信号，第二解调是相移键控解调。

本发明的第三十五方面提供一种无线电通信系统，包括：发送装置，含有a(1)第一装置，用于对输入数字信号周期地和交替地进行第一调制和第二调制，以将输入数字信号转换为一对基带I信号和基带Q信号，第一调制和第二调制互相不同，第一调制是至少8信号点调制，第二调制是相移键控；a(2)第二装置，用于将由第一装置产生的该对基带I信号和基带Q信号转换为相应的RF信号；以及a(3)第三装置，用于发送由第二装置产生的RF信号；接收装置，含有b(1)第四装置，用于接收由第三装置发送的RF信号；b(2)第五装置，用于从第四装置接收的RF信号中恢复一对基带I信号和基带Q信号；b(3)第六装置，用于第五装置恢复的一对基带I信号和基带Q信号周期地和交替地进行第一解调和第二解调，以把该对基带I信号和基带Q信号转换为原始数字信号；其中第一解调针对至少8信号点调制的信号，第二解调是相移键控解调。

图1为根据本发明的第一实施例的无线电通信系统中发射机的方块图。

图2为图1中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图3为根据本发明的第一实施例的无线电通信系统中接收机的方块图。

图4为图3中准同步检波器的方块图。

图5为I-Q平面内由16值APSK提供的16信号点配置图。

图6为I-Q平面内由QPSK提供的信号点配置图。

图7为码元流的时域图。

图8为根据本发明第二实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图9为根据本发明第二实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图10为I-Q平面内由2^2mQAM(2^2m值QDM)提供的信号点的配置图。

图11为码元流的时域图。

图12为I-Q平面内由16QAM(16值QAM)提供的信号点的配置图。

图13为码元流的时域图。

图14为根据本发明第四实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图15为I-Q平面内由QPSK提供的信号点的配置图。

图16为根据本发明第四实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图17为根据本发明第五实施例的无线电通信系统发射机中调制器(一种基带调制器)的方块图。

图18为根据本发明第五实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图19为根据本发明第七实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图20为根据本发明第七实施例的无线电通信系统配合机中准同步检波器的方块图。

图21为I-Q平面内由2^2mQAM(2^2m值QAM)提供的信号点的配置图。

图22为I-Q平面内由16QAM(16值QAM)提供的信号点的配置图。

图23为根据本发明第九实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图24为根据本发明第九实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图25为码元流的时域图。

图26为位误码率与载波—噪声功率比(由本发明第十一实施例提供)之间的关系以及与现有技术系统中的对应关系图。

图27为位误码率与载波—噪声功率比(由本发明第十二实施例提供)之间的关系以及与现有技术系统中的对应关系图。

图28为位误码率与载波—噪声功率比(由本发明第十三实施例提供)之间的关系以及与现有技术系统中的对应关系图。

图29为位误码率与载波一噪声功率比(由本发明第十四实施例提供)之间的关系以及与现有技术系统中的对应关系图。

图30为根据本发明第十五实施例的无线电通信系统发射机的方块图。

图31为图30中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图32为根据本发明第十五实施例的无线电通信系统接收机的方块图。

图33为图32中准同步检波器的方块图。

图34为I-Q平面内由8PSK提供的8信号点的配置图。

图35为I-Q平面内由BPSK提供的2信号点的配置图。

图36为码元流的时域图。

图37为BPSK的信号点的配置以及对之指定的逻辑状态图。

图38为8PSK的信号点、对之指定的逻辑状态以及BPSK的第一信号点的图。

图39为8PSK的信号点、对之指定的逻辑状态以及BPSK的第二信号点的图。

图40为根据本发明第十六实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图41为根据本发明第十六实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图42为I-Q平面内由2^2mQAM(2^2m值QAM)提供的信号点的配置图。

图43I-Q平面内由16QAM(16值QAM)提供的信号点的配置图。

图44为码元流的时域图。

图45为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定的逻辑状态以及BPSK的第一信号点的图。

图46为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定的逻辑状态以及BPSK的第二信号点的图。

图47为根据本发明第十七实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图48为根据本发明第十七实施例的无线电通信系统接收中准同步检波器的方块图。

图49为I-Q平面内由2^2mQAM(2^2m值QAM)提供的信号点的配置图。

图50为I-Q平面内由16QAM(16值QAM)提供的信号点的配置图。

图51为16QAM(16值RAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及BPSK的第一信号点的图。

图52为16QAM(16值RAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及BPSK的第二信号点的图。

图53为根据本发明第十八实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图54为根据本发明第十八实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图55为I-Q平面内由QPSK提供的信号点的配置图。

图56为码元流的时域图。

图57的QPSK的信号点以及对之指定逻辑状态的图。

图58为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图59为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图60为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图61为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图62为根据本发明第十九实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图63为根据本发明第十九实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图64为码元流的时域图。

图65为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图66为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图67为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图68为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图69为根据本发明第二0实施例的无线电通信系统发射机中调制器(调制器)的方块图。

图70为根据本发明第二0实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图71为I-Q平面内由QPSK提供的信号点的配置图。

图72为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图73为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图74为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图75为8PSK的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图76为根据本发明第二十一实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图77为根据本发明第二十一实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图78为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图79为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图80为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图81为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图82为根据本发明第二十二实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图83为根据本发明第二十二实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图84为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图85为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图86为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图87为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图88为根据本发明第二十三实施例的无线电通信系统发射机中调制器(正交基带调制器)的方块图。

图89为为根据本发明第二十三实施例的无线电通信系统接收机中准同步检波器的方块图。

图90为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第一信号点的图。

图91为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第二信号点的图。

图92为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第三信号点的图。

图93为16QAM(16值QAM)的信号点、对之指定逻辑状态以及QPSK的第四信号点的图。

图94为位误码率与1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“NO”之比之间的关系图。

以下结合附图说明本发明实施例，其中2^2m值QAM就是2^2mQAM，16值QAM就是16QAM；16值APSK就是16APSK。

第一实施例

图1示出本发明第一实施例的无线系统中的发射机。参看图1，发射机10包括调制器12和RF(射频)部分15。调制器12被定义并称为正交基带调制器12。

要发送的数字信号(即输入数字信号或要发送的主信息)馈至正交基带调制器12。器件12对输入数字信号进行正交基带调制，由此将该输入数字信号转换成一对调制结果的基带信号，即基带I(同相)信号和基带Q(正交)信号。正交基带调制器12把基带I和基带Q信号输出到RF部分15。

RF部分15通过包括RF调制的频率变换将基带I信号和基带Q信号转换成RF信号。RF部分15将RF信号馈至天线，由天线辐射。

如图2所示，正交基带调制器12包括16值APSK(幅值相移键控)调制器12A，QPSK(正交相移键控)调制器12B，基准信号发生器12C以及开关12D和12E。

APSK调制器12A和QPSK调制器12B接收输入数字信号。器件12A对输入数字信号进行16APSK(16值APSK调制)，由此将输入数字信号转换成一对基带I信号和基带Q信号。APSK调制器12A将基带I信号和基带Q信号分别输出至开关12D和12E。器件12B对输入数字信号进行QPSK(QPSK调制)，由此将输入数字信号转换成一对基带I信号和基带Q信号。QPSK调制器12B将基带I信号和基带Q信号分别输出至开关12D和12E。基带信号发生器12C将基准基带I信号和基准基带Q信号分别输出至开关12D和12E。自基准信号发生器12C输出的I和Q信号用于在信号发送初始阶段期间获得发射机10和接收机之间的同步。开关12D从APSK调制器12A的输出I信号、从QPSK调制器12B的输出I信号以及从基准信号发生器12C的输出I信号中选择一个，并将所选的I信号传送至RF部分15。开关12E从APSK调制器12A的输出Q信号、从QPSK调制器12B的输出Q信号以及从基准信号发生器12C的输出Q信号中选择一个，并将所选的Q信号传送至RF部分15。

当信号发送的初始阶段期间，开关12D选择来自基准信号发生器12C的输出I信号，而开关12E选择来自基准信号发生器12C的输出Q信号。当初始阶段后的时间期间，开关12D在预定期间交替选择来自APSK调制器12A输出I信号和来自QPSK调制器12B输出I信号中的一个，并将所选I信号传送到RF部分15。当初始阶段后的时间期间，开关12E在预定期间交替选择来自APSK调制器12A输出Q信号和来自QPSK调制器12B输出Q信号中的一个，并将所选Q信号传送到RF部分15。

因而，对于输入数字信号而言，正交基带调制器12在预定期间交替执行16值APSK调制和QPSK调制。

图3示出本发明第一实施例的无线电通信系统中的接收机。参看图3，接收机20包括RF部分22、计算器25和26以及准同步检波器29。

天线21接收到的RF信号加到RF部分22。RF部分22将所加的RF信号进行频率转换(可包括RF解调)，由此将RF信号变换成一对基带I信号和基带Q信号。RF部分把该基带I信号和基带Q信号输出到计算器25和26以及准同步检波器29。

计算器25根据基带I信号和基带Q信号估算幅值畸变量，并将所估算的幅值畸变量通知准同步检波器29。计算器26根据基带I信号和基带Q信号估算频率偏移量，并将所估算的频率偏移量通知准同步检波器29。

器件29响应于估算的幅值畸变量和频率偏移量，对基带I信号和基带Q信号进行准同步检波，从而把基带I信号和基带Q信号解调成原始数字信号。因此，准同步检波器29从基带I信号和基带Q信号恢复原始数字信号，并输出经恢复的原始数字信号。

如图4所示，准同步检波器29包括16值APSK解调器29A、QPSK解调器29B以及开关29C。

APSK解调器29A和QPSK解调器29B接收来自RF部分22的基带I和Q信号。此外，APSK解调器29A和QPSK解调器29B由计算器25和26通知估算的幅值畸变量和估算的频率偏移量。

器件29A响应于估算的幅值畸变量和频率偏移量，一对基带I信号和基带Q信号进行16值APSK解调，从而将基带I信号和基带Q信号解调成原始数字信号。因此，APSK解调器29A从基带I信号和基带Q信号中恢复原始数字信号，并将经恢复的原始数字信号输出至开关29C。

器件29B响应于估算的幅值畸变量和频率偏移量，对基带I信号和基带Q信号进行QPSK解调，从而将基带I信号和基带Q信号解调成原始数字信号。因此，QPSK解调器29B从基带I信号和基带Q信号中恢复原始数字信号，并将经恢复的原始数字信号输出至开关29C。

开关29C响应于定时信号(帧和码元同步信号)交替地选择APSK解调器29A的输出数字信号和QPS解调器29B的输出数字信号，并将所选的数字信号送到后级。当从RF部分22输出至准同步检波器29的基带I和Q信号对应于16值APSK调制的结果时，开关29C选择APSK解调器29A的输出数字信号。当从RF部分22输出至准同步检波器29的基带I和Q信号对应于QPSK调制的结果时，开关29C选择QPSK解调器29B的输出数字信号。

例如，APSK解调器29A包括幅值校正电路(幅值补偿电路)和频率校正电路(频率补偿电路)。幅值校正电路响应于估算的幅值畸变补偿基带I信号和基带Q信号的幅值畸变，从而产生第一补偿结果的基带I信号和第一补偿结果基带Q信号。频率校正电路响应于估算的频率偏移量补偿第一补偿结果的基带I信号和第一补偿结果的基带Q信号，从而产生第二补偿结果的基带I信号和第二补偿结果的基带Q信号。在APSK解调器29A中，对第二补偿结果的基带I信号和第二补偿结构基带Q信号进行16值APSK解调，以转换成原始数字信号。

例如，QPSK解调器29B包括幅值校正电路和频率校正电路。幅值校正电路响应于估算的幅值畸变量补偿基带I信号和基带Q信号的幅值畸变量，从而产生第一补偿结果的基带I信号和第一补偿结果的基带Q信号。频率补偿电路响应于估算的频率偏移量补偿第一补偿结果的基带I信号和第一补偿结果的基带Q信号，从而产生第二补偿结果的基带I信号和第二补偿结果的基带Q信号。在QPSK解调器29B中，对第二补偿结果的基带I信号和第二补偿结果的基带Q信号进行QPSK解调，以转换成原始数字信号。

图5示出I-Q平面内由16值APSK解调提供信号点的配置。图5中，用标注号“101”表示16信号点。16信号点被分别指定16个不同逻辑值。16信号点的位置(I_16APSK，Q_16APSK)由下式给出： $I_{16\mathrm{APSK}}=h0\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)-\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)\}+\mathrm{hl}\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)------\left(1\right)$ $Q_{16\mathrm{APSK}}=h0\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)\}+\mathrm{hl}\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)--\left(2\right)$

其中，“k”表示整数变量；(ho，h1)＝(0，g1)或(h0，h1)＝(g0，0)；“g0”和“g1”分别表示预定常数；g1＞go。参看图5，Q轴上的信号点对应于g1给出的最大幅值。

图6示出I-Q平面内由QPSK调制提供的信号点的配置。图6中信号点用标注号“201”表示。分别指定信号点为不同的逻辑值。信号点的位置(I_QPSK，Q_QPSK)由下式给出： $I_{\mathrm{QPSK}}=p\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)-\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)\}--\left(3\right)$ $Q_{\mathrm{QPSK}}=p\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)\}--\left(4\right)$

其中，“k”表示整数变量；“p”表示预定常数。参看图6，所有信号点均对应于由常数“p”给出的同一幅值。此外，所有相邻点之间的距离均等于同一值

。又，信号点以相等的角度间隔。因而，QPSK调制结果的信号适合于检测幅值畸变和频率偏移。

参看图7，由发射机10正交基带调制器12输出的I信号或Q信号或由发射机10的RF部分15输出的RF信号由帧流组成，每个帧流具有N个相继的码元。N代表预定的自然数。每帧中，第一码元得自QPSK调制，第二及其后的码元得自16值APSK调制。每帧的第一码元(每帧中QPSK)码元)由接收机20用作引导码元，估算幅值畸变量和频率偏移量。应指出每个引导码元也载有一部分要发射的主信息。

在接收机20中，计算器25响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22输出的I和Q信号中分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22输出的I和Q信号中分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频率偏移量。

较好的是，16值APSK调制提供的最大值g1等于QPSK调制提供的幅值p。这时，能精确地估算幅值畸变量和频率偏移量。

设计接收机20中的准同步检波器29以执行如下过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QRSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行16值APSK解调，并输出APSK解调结果的数字信号。

第二实施例

除了下述设计变化外，本发明第二实施例类似于第一实施例。

如图8所示，本发明第二实施例的发射机中的解调器(正交基带调制器)包括2^2mQAM(2^2m值QAM或2^2m值正交调幅)调制器12F，代替16值APSK调制器12A(见图2)。这里“m”表示预定的等于或大于“2”的整数。

如图9所示，本发明第二实施例的接收机中的准同步检波器包括2^2m值QAM解调器29D，代替16值APSK解调器29A(见图4)。

图10示出由QAM调制器12F中执行的2^2m值QAM提供的信号点的配置图。图10中，信号点用标注号“401”表示。分别指定信号点为不同的逻辑值。信号点的位置(I_QAM，Q_QAM)由下式给出：

I_QAM＝q(2^m-1a1+2^m-2a2+……+2⁰am)……(5)

Q_QAM＝q(2^m-1b1+2^m-2b2+……2⁰bm)……(6)

其中，“m”表示等于或大于“2”的预定整数；(a1，b1)，(a2，b2，)…，(am，bm)为“1”和“-1”的二进制码；“q”表示预定常数。参看图10，信号点中特定的几点对应由下式给定的最大幅值： $(2^{m-1}+2^{m-2}+\·\·\·\·\·\·+2^0)\sqrt{2}g--\left(7\right)$

参看图11，发射机中的正交基带调制器(见图1)输出的一对I信号和Q信号，或发射机中的RF部分输出的RF信号由帧流组成，每个帧流具有N个相继的码元。这里，N表示预定的自然数。每一帧中，第一码元得自QPSK调制，第二及其后的码元得自2^2m值QAM。每帧中的第一码元(即每帧中的QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频率偏移量。应指出每一引导码元也载有一部分要发送的主信息。

在接收机中(见图3)，计算器25响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号中分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号中分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频率偏移量。

较好的是，由2^2m值QAM提供的最大幅值，即式(7)给定的值等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频率偏移量。

设计接收机中准同步检波器29(见图3)以执行下列过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对EF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

第三实施例

除了16值QAM代替2^2m值QAM以外，本发明的第三实施例类似于它的第二实施例。

按照本发明的第三实施例，发射机中的解调器(正交基带调制器)包括16值RAM调制器，代替2^2m值QAM调制器12F(见图8)。此外，接收机中的准同步检波器包括16值QAM解调器，代替2^2m值QAM解调器29D(见图9)。

图12示出I-Q平面内由16值QAM提供的信号点的配置。图12中，信号点用标注号“601”表示。分别指定信号点有不同的逻辑值。信号点的位置(I_16QAM，Q_16QAM)由下式给出：

I_16QAM＝r(2¹a1+2⁰a2)……(8)

Q_16QAM＝r(2¹b1+2⁰b2)……(9)

其中，(a1，b1)和(a2，b2)是“1”和“-1”的二进制码字，“r”表示预定常数。参看图12，信号点中的特定几点对应下式给定的最大幅值： $(2^1+2^0)\sqrt{2}r--\left(10\right)$

此外，相邻信号点之间的距离等于相同值“2r”。

参看图3，发射机中正交基带调制器(见图1)输出的I信号和Q信号，或发射机机中RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具N个相继的码元。这里，N表示预定的自然数。每一帧内，第一码元得自QPSK调制，第二及其后码元得自16值QAM。每帧中第一码元(即每帧中QPSK)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频率偏移量。应指出每一引导码元也载有一部分要发送的主信息。

在接收机(见图3)中，计算机25响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离开的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离开的引导码元估算频率偏移量。

较好的是，由16值QMA提供的最大幅值，即式(10)给定值等于由QPSM调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中的准同步检波器(见图3)执行下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分的输出I和Q信号进行16值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

一般，QPSK调制中信号点之间距离“

”等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的给定值倍数。给定值在0.90-1.50范围内较好。这时有足够低的位误码率。

QPSK调制信号点之间距离“

”可以为16值QAM中信号点之间距离“2r”的2倍。这时，当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，较好的是接收机中准同步检波器检测RF部分的输出I和Q信号的I-Q平面镉值，以及将检测到的I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第四实施例

除下述设计改变之外，本发明第四实施例类似于它的第一实施例。

如图14所示，本发明第四实施例的发射机中的调制器(正交基带调制器)包括QPSK调制器12G，代替QPSK调制器12B(见图2)。

图15示出I-Q平面内由QPSK调制器12G执行QPSK调制所提供的信号点的配置。图15中，信号点用标注号“801”表示。分别指定信号点不同的逻辑值。信号点的位置(I_QPSKR，Q_QPSKR)由下式给出： $I_{\mathrm{QPSKR}}=I_{\mathrm{QPSK}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{\mathrm{QPSK}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(11\right)$ $Q_{\mathrm{QPSKR}}=I_{\mathrm{QPSK}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{\mathrm{QPSK}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(12\right)$

其中，“n”为整数，(I_QPSK，Q_QPSK)由式(3)、(4)给出。参看图15，所有信号点对应于由常数“p”给定的相同幅值。此外，所有相邻信号点之间的距离均等于相同值

。而且各信号点有相等的角度间隔。因此，QPSK调制结果的信号适合于检测幅值畸变和频率偏移量。

如图16所示，本发明第四实施例接收机中的准同步检波器包括QPSK解调器29E，代替QPSK解调器29B(见图4)。QPSK解调器29E执行解调，即相对于QPSK调制器12G调制的逆操作。

发射机中正交基带调制器12(见图1)输出的一对I信号和Q信号，或发射机中RF部分15输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具有N个相继的码元。这里N表示预定的自然数。每一帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其后的码元由16值APSK调制产生。每帧中的第一码元(即每帧中的QPSK码元)由接收机20(见图3)用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每个引导码元也载有部分要发送的主信息。

接收机20中，计算机25响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出IHQ信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，由16值APSK调制提供的最大幅值g1等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机20中的准同步检波器29以执行下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导信号的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行16值APSK解调，并输出APSK解调结果的数字信号。

第五实施例

除下述设计改变之外，本发明第五实施例类似于它的第二实施例。

如图17所示，本发明第五实施例的发射机中的调制器(正交基带调制器)包括QPSK调制器12G，代替QPSK调制器12B(见图8)。QPSK调制器12G执行提供信号点的QPSK调制，在I-Q平面内信号点的配置如图15所示。

如图18所示，本发明第五实施例的接收机中的准同步检波器包括QPSK解调器29E，代替QPSK解调器29B(见图9)。QPSK解调器29E执行解调，即相对于QPSK调制器12G调制的逆操作。

发射机中正交基带调制器(见图1)输出的一对I信号和Q信号，或发射机中RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具有N个相继的码元。这里N表示预定的自然数。每一帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其后的码元由2^2m值QAM产生。每帧中的第一码元(即每帧中的QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每个引导码元也载有部分要发送的主信息。

接收机中(见图3)，计算器25响应于具有对应于N码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，由2^2m值QAM提供的最大幅值，即式(7)给定值等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中准同步检波器29(见图3)以执行下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

第六实施例

除了16值QAM代替2^2m值QAM以外，本发明第六实施例类似于它的第五实施例。

按照本发明第六实施例，发射机中的调制器(正交基带调制器)包括16值QAM调制器，代替2^2m值QAM调制器12F(见图17)。QAM调制器实现提供如图12所示I-Q平面内配置的信号点的16值QAM。按照本发明的第六实施例，接收机中的准同步检波器包括16值QAM解调器，代替2^2m值QAM解调器29D(见图18)。

发射机中正交基带调制器(见图1)输出的一对I信号和Q信号，或发射机中RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具有N个相继的码元。这里N表示预定的自然数。每帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其后码元由16值QAM产生。每帧的第一码元(即每帧的QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每个引导码元也载有部分要发送的主信息。

接收机中(见图3)，计算器25响应于具有对应于N码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，由16值QAM提供的最大幅值，即式(10)给定值等于由QPSK调制提供的幅值“P”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中准同步检波器29(见图3)，以执行下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行16值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

一般说，QPSK调制中信号点之间距离“ ”等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的给定值倍数。给定值最好在0.90～1.50范围内。这时提供足够低的位误码率。

QPSK调制中信号点之间距离“

”可以是16值QAM中信号点之间距离“2r”的2倍。这时，较好的是，当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，接收机中准同步检波器检测RF部分的输出I和Q信号的I-Q平面幅值，并将检测到的I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第七实施例

除了下述设计改变之外，本发明第七实施例类似于它的第一实施例。

如图19所示，本发明第七实施例中发射机中的调制器(正交基带调制器)包括2^2m值QAM调制器12H，代替16值APSK调制器12A(见图2)。这里，“m”表示预定的等于或大于“2”的整数。

如图20所示，本发明第七实施例的接收机中的准同步检波器包括2^2m值QAM解调器29F，代替16值APSK解调器29A(见图4)。

如图21示出I-Q平面内由QAM调制器12H执行的2^2m值QAM提供的信号点的配置图。图21中信号点用标注号“901”表示。分别指定信号点为不同逻辑值。图21中信号点的位置是将图10的信号点绕原点转过π/4弧度而得到的。具体地说，图21中信号点的位置(I_QAMR，Q_QAMR)由下式给出： $I_{\mathrm{QAMR}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(13\right)$ $Q_{\mathrm{QAM}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(14\right)$

其中，“n”表示整数，(I_QAM，Q_QAM)由式(5)、(6)给定。参看图21，对应一些特定信号点的最大幅值等于式(7)给定的值。

发射机9正交基带调制器(见图1)输出的一对I信号和Q信号，或发射机中RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具有N个相继的码元。这里，N表示预定的自然数。每帧中，第一码元由QPSM调制产生，第二和其后的码元由2^2m值QAM产生。每帧的第一码元(即每帧内QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每个引导码元也载有部分要发送的主信息。

在接收机(见图3)中，计算器25响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，由22m值QAM提供的最大幅值，即由式(7)给定的值等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中准同步检波器29(见图3)，以执行下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当EF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

第八实施例

除了16值QAM代替2^2m值QAM之外，本发明第八实施例类似于第七实施例。

按照本发明第八实施例，发射机中调制器(正交基带调制器)包括16值QAM调制器，代替2^2m值QAM调制器12H(见图19)。此外，接收机中准同步检波器包括16值QAM解调器，代替2^2m值QAM解调器29F(见图20)。

图22示出I-Q平面内由16值QAM调制器执行的16值QAM提供的信号点的配置图。

图22中，用标注号“1001”表示信号点。分别指定信号点为不同逻辑值。图22中信号点的位置是从图12的信号点绕原点转过π/4弧度后产生的。具体地说，图22中信号点的位置(I_16QAMR，Q_16QAMR)由下式给定： $I_{16\mathrm{QAMR}}=I_{16\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{16\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(15\right)$ $Q_{16\mathrm{QAMR}}=I_{16\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{16\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(16\right)$

其中，“n”表示整数，(I_16QAM，Q_16QAM)由式(8)和(9)给定。参看图22，对应特定几个信号点的最大幅值等于式(10)给定的值。此外，相邻信号点之间的距离等于相同的值“2r”。

发射机正交基带调制器(见图1)输出的I信号和Q信号，或发射机RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流有N个相继的码元。这里N表示预定的自然数。每帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其其后码元由16值QAM产生。每帧中第一码元(即每帧中QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每个引导码元也载有要发送的主信息。

接收机中(见图3)，计算器25响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号中分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导信号估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号中分离引导信号(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，16值QAM提供的最大幅值，即式(10)的给定值等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中准同步检波器29(见图3)，以实现下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行16值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

通过QPSK解调中信号点之间的距离“

”等于16值QAM的信号点之间距离“2r”的给定值倍数。给定值最好在0.90～1.50之间。这时提供足够低的位误码率。

QPSK调制中信号点之间距离“

”可等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的

倍。这时，较好的是，当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，接收机中准同步检波器检测RF部分的输出I和Q信号的I-Q平面幅值，并将检测到的I-Q平面幅值用作16值QAM调制的I-Q平面幅值阈值。

第九实施例

除了下述设计改变之外，本发明第九类似于它的第七实施例。

如图23所示，本发明第九实施例的发射机中的调制器(正交基带调制器)包括QPSK调制器12G，代替QPSK调制器12B(见图19)。QPSK调制器12G实现提供如图15所示配置在I-Q平面内信号点的QPSK调制。

如图24所示，本发明第九实施例的接收机中的准同步解调器包括QPSK解调器29E，代替QPSK解调器29B(见图20)。相对于QPSK调制器12G的调制，QPSK解调器实现逆操作解调。

发射机的正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号，或发射机的RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流具有N个相继的码元。这里，N代表预定的自然数。每帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其后的码元由2^2m值QAM产生。每帧中第一码元(即每帧中QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出每一引导码元也载有部分要发送的主信息。

接收机中(见图3)，计算器25响应于具有对应N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)对RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有对应于N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，2^2m值QAM提供的最大幅值，即式(7)给定值等于由QPSK调制提供的幅值“p”。这时能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收机中准同步检波器29，以实现下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和QR可进行2^2m值QAM解碉，并输出QAM解调结果的数字信号。

第十实施例

除了16值QAM代替2^2m值QAM之外，本发明第十实施例类似于它的第九实施例。

按照本发明的第十实施例，发射机中调制器(正交基带调制器)包括16值QAM调制器，代替2^2m值QAM调制器12H(见图23)。16值QAM调制器实现提供如图22所示配置在I-Q平面内的信号点的16值QAM。按照本发明第十实施例，接收机中非同步检波器包括16值QAM解调器，代替2^2m值QAM解调器29F(见图24)。相对于16值QAM调制器的调制，16值QAM解调器实现逆操作解调。

发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q见图1)，或发射机中RF部分输出的RF信号由帧流组成，每一帧流有N个相继的码元。这里N表示预定的整数。每一帧中，第一码元由QPSK调制产生，第二及其后码元由16QAM产生。每帧内第一码元(即每帧内QPSK码元)由接收机用作引导码元，估算幅值畸变量和频移量。应指出，每个引导码元也载有部分要发送的主信息。

接收机中(见图3)，计算器25响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器25根据分离出的引导码元估算幅值畸变量。类似地，计算器26响应于具有N个码元周期的信号(帧和码元同步信号)从RF部分22的输出I和Q信号分离引导码元(帧内第一码元)。计算器26根据分离出的引导码元估算频移量。

较好的是，16值QAM提供的最大幅值，即式(10)的给定值等于QPSK调制提供的幅值“p”。这时，能精确估算幅值畸变量和频移量。

设计接收中准同步检波器29(见图3)，以实现下述过程。当RF部分22的输出I和Q信号代表引导码元时，准同步检波器29对RF部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调结果的数字信号。当RF部分22的输出I和Q信号代表不同于引导码元的正常码元时，同步检波器29对RF部分的输出I和Q信号进行16值QAM解调，并输出QAM解调结果的数字信号。

通常，QPSK中信号点之间距离“ ”等于16值QAM中信号点之间的距离“2r”的给定值倍数。给定值最好在0.90～1.50之间。这时提供足够低的位误码率。

QPSK调制中信号点之间距离“

”可等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的2倍。这时，较好的是，当RF部分的输出I和Q信号代表引导信号时，接收机中准同步检波器检测RF部分的输出I和Q信号的I-Q平面幅值，并将检测到I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第十一实施例

除下文所指示的设计变化之外，本发明第十一实施例类似于第三实施例。

参看图25，由发射机中的正交基带调制器输出的一对信号I和Q(见图1)，或自发射机射频部分输出的RF信号，组成每帧具有N个相继码元的帧流。这里N表示预定的自然数。在每一帧中，第一交替码元产生于QPSK调制，第二交替码元产生于16值的QAM。每帧中QPSK码元由接收机用作引导码元，用于估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一个引导码元也载有要发射的部分主信息。

在接收机中(见图3)，计算器25响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)将RF部分22的输出I和Q信号中分离出引导码元。计算器25由分离出的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器26响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)由射频部分22的输出I和Q信号分离出引导码元。计算器26由分离出的引导码元估计频率偏移量。

较好的是由16值QAM提供的最大幅值，即式(10)所给出的值等于QPSK调制所提供的幅值“p”。在这种情况下，幅值畸变量和频率偏移量可作精确的估计。

接收机中准同步检波器29(见图3)设计来用以实现下列过程。当射频部分22的输出I和Q信号代表一个引导码元时，准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行QPSK的解调，且输出QPSK解调所产生的数字信号。

当射频部分22的输出代表一个有别于引导码元的标准码元时，准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行16值QAM解调，且输出QAM解调产生的数字信号。

通常，QPSK调制中的信号点之间距离“

”等于一给定值乘以16QAM中信号点之间距离“2r”。给定值最好在0.90至1.50的范围内。这种情况下可提供足够低的位误码率。

参看26，在QPSK调制中信号点之间距离“

”等于1.20乘以16值QAM中的信号点之间距离“2r”，当载波对噪声功率比C/N增加时，在本发明的实施例所提供的位误码率沿曲线AO降低。图26中也示出了可作比较的例子，它是们位误码率与在已有技术的8PSK(8进制相移键控)系统中的载波对噪声功率比C/N之间关系BO。如图26所示，在本发明的实施例中所给出的位误码率(曲线AO)优于已有技术的8PSK系统的位误码率。

在QPSK调制中信号点之间距离“ ”可等于16值QAM中信号点之间距离2r的两倍。在这种情况下，较好的是当射频部分22的输出I和Q信号代表一个引导码元时，接收机中的准同步检波器检测射频部分输出I和Q信号的I-Q平面幅值，且将被检波I-Q平面幅值用于16值QAM解调中作I-Q平面幅值阈值。

第十二实施例

除了下述的设计变化之外，本发明的第十二实施例类似于第六实施例。

自发射机中的正交基带调制器输出的一对I和Q信号(见图1)，或自发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有N个相继码元的帧流，其中N表示预定的自然数。在每一帧中，第一交替码元产生于QPSK调制。第二交替码元源出于16值QAM。在每一帧中QPSK码元用于接收机作估计幅值畸变量和频率偏移量的引导码元。应该注意，每一个引导码元也载有要发射的部分主信息。

在接收机(见图3)中，计算器25响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)从射频部分22的输出I和Q信号中分离出引导码元。计算器25由分离出的引导码元估计一幅值畸变量。相类似，计算器26响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)由射频部分22的输出I和Q和信号分离出引导码元。计算器26由分离的引导码元估计频率偏置。

较好的是16值QAM所给出的最大幅值，即由式(10)给出的值，等于QPSK调制所给出的幅值“p”。在这种情况下，幅值畸变量和频率偏移量能被精确地估值。

接收机中准同步检波器29(见图3)设计用来实现如下诸过程。准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，且输出QPSK调制产生的数字信号，其时射频部分22的输出I和Q信号代表一个标准的码元，与引导码元有别。

通常，QPSK调制中信号点之间距离“

”等于一给定值乘以16值QAM中的信号点之间距离“2r”。较好的是给定值范围在0.90至1.50，此种情况下能给出足够低的位误码率。

参看27，当QPSK调制中信号点之间距离“ ”等于1.20乘以16值QAM中信号点之间距离“ ”，当载波对噪声功率比C/N增加时，本发明的实施例中给出的位误码率沿曲线A1降低。图27中也示出了一种用于比较的例子，它是位误码率与已有技术的8PSK系统中出现的载波-噪声功率比C/N之间关系曲线B1。如图27所示，在本发明的实施例中所给出的位误码率(曲线A1)要优于先有技术的8PSK系统所给出的数值。

QPSK调制中信号点之间距离“

”可等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的 倍。在这种情况下较好的是当射频部分22的输出I和Q信号代表一个引导码元时，接收机中准同步检波器检测射频部分输出I和Q信号的I-Q平面幅值，且将检测的I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第十三实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第十三实施例类似于第八实施例。

从发射机中正交基带调制器输出的一对I和Q信号(见图1)，或发射机中射频部分输出的射频信号每帧有N个相继的码元的帧流，其中N表示一预定的自然数。在每一帧中，第一交替码元产生于QPSK调制，第二交替码元产生于16值QSM。在每一帧中QPSK码元用作接收机的引导码元，来估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一引导码元也载有要发送的部分主信息。

在接收机中(见图3)，计算器25响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)从射频部分22的输出I和Q信号中分离出引导码元。计算器25从分离的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器26响应于周期为2个码元的信号(2码元同步信号)从射频部分22的输出I和Q信号分离出引导码元。计算器26按分离的引导码元估计频率偏移量。

较好的是为16值QAM给出的最大幅值，即由式(10)所给出的值等于QPSK调制所给出的幅值“p”。在这种情况下，幅值畸变量和频率偏移量可得到精确地估计。

接收机中准同步检波器29(见图3)设计用作实现如下的过程。准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调，输出QPSK解调产生的数字信号，其时射频部分22的I和Q信号的输出代表一个标准的码元，与引导码元不同。

通常，QPSK调制中的信号点之间距离“

”等于一个给定值乘以16值QAM中信号点之间距离“2r”。较好的是，给定值的范围在0.90至1.50之间，这种情况下给出的位误码率足够低。

参看图28，当QPSK调制中的信号点之间距离“

”等于1.20乘以16值QAM中的信号点之间距离“2r”，当载波对噪声功率比C/N增加时，本发明的实施例中所给出的位误码率沿曲线A2降低。图28也示出了供比较的例子，是位误码率与已有技术的8PSK系统中产生的载波对噪声功率比C/N之间的关系B2。如图28所示，本发明的实施例所给出的位误码率优于已有技术的8PSK系统的位误码率。

QPSK调制中的信号点之间距离“

”可等于16值QAM中信号点之间距离“2r”的

倍。在这种情况下，较好的是当射频部分22的输出I和Q信号代表一引导码元时，接收机中的准同步检波器检测射频部分的输出I和Q信号I-Q平面的幅值，并将检测得的I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第十四实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第十四实施例类似于第十实施例。

发射机中正文基带调制器输出的一对I和Q信号(见图1)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每一帧具有N个码元相继的帧流，其中N为预定的自然数。在每一帧中，第一交替码元产生于QPSK调制，第二交替码元产生于16值QAM。接收机将每一帧中QPSK码元用作引导码元，以估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一引导码元也载有部分要发送的主信息。

在接收机中(见图3)，计算器25响应于周期对应于2个码元的信号(2码元同频信号)自射频部分22的输出I和Q信号分离出引导码元。计算器25自然被分离的引导符估计幅值畸变量。相类似地，计算器26响应于周期对应于2个码元的信号(2码元同频信号)从射频部分22的输出I和Q信号分离引导码元。计算器26由分离出的引导码元估计频率偏移量。

较好的是16值QAM给出的最大幅值，即由式(10)给出值等于QPSK调制给出的幅值“p”。在这种情况下，幅值畸变量和频率偏移量能得到精确地估算。

接收机中准同步检波器29(见图3)是设计用来实现下列过程。准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行QPSK解调并输出QPSK解调产生的数字信号，其时射频部分22的输出I和QR可代表一个引导码元。准同步检波器29对射频部分22的输出I和Q信号进行受到16值QAM解调并输出QAM解调产生的数字信号，此时射频部分22的输出I和Q信号代表一标准码元，与引导码元有别。

通常，QPSK调制中信号点之间距离“

”等于一给定值乘以16值QAM中的信号点之间距离“2r”。较好的是给定值范围在0.90至1.50之间。在此种情况下可得到足够低的位误码率。

参看图29，当QPSK调制中信号点之间距离等于1.20乘以16值QAM中信号点之间距离2r，当载波对声功率比C/N增大时，本发明中实施例给出的位误码率沿曲线A3下降。图29中还示出了用以比较的例子，该例子是位误码率与已有技术的8PSK(8进制相移键控)系统中产生的载波对声功率比C/N之间的关系B3。如图29所示，由本发明的实施例给出的位误码率(曲线A3)优于已有技术的8PSK系统所得到的结果。

QPSK调制中的信号点之间距离可以为16值QAM中信号点之间距离的2倍。在此情况下。较好的是，当射频部分分22的输出I和Q信号代表一个引导码元时，接收机中准同步检波器检测射频部分的输出I和Q信号的I-Q平面幅值，且被检测的I-Q平面幅值用作16值QAM解调的I-Q平面幅值阈值。

第十五实施例

根据本发明的第十五实施例，图30所示为一无线电通信系统中的发射机110。参看图30，发射机110包括一个调制器(正交基带调制器)112和一个射频部分115。

待发送的数字信号(即一输入数字信号或待发送的主信息)被馈送至正交基带调制器112。器件112对输入数字信号进行正交基带调制，因而将输入数字信号转换为一对经调制产生的基带信号，即一个基带I(同相)信号和一个基带Q(正交)信号。正交基带调制器112把基带I信号和基带Q信息输出到射频部分115。

射频部分115通过频率转换将基带I信号和基带Q信号转换为一个射频信号。射频部分115馈送射频信号至天线117。射频信号经天线117辐射。

如图31所示，正交基带调制器112包括一个8PSK(八进制相移键控)调制器112A，一个BPSK(二进制相移键控)调制器112B，一个基准信号发生器112C，和开关112D及112E。

8PSK调制器112A和BPSK调制器112B接收输入数字信号。器件112A对输入数字信号进行8PSK调制，从而将输入数字信号转换成一对基带I信号和基带Q信号。8PSK调制器112A输出基带I信号至开关112D。8PSK调制器112A输出基带Q信号至开关112E。基准信号发生器112C输出一个基准基带I信号至开关112D。基准信号发生器122C输出一个基准基带Q信号至开关112E。基准信号发生器112C的输出I和Q信号用于在信号发送的初始阶段发射机和接收机之间获得同步。开关112D从8PSK调制器112A输出I信号、BPSK调制器112B的输出I信号和基准信号发生器112C的输出I信号中选择一路输出I信号，并传送所选择的I信号至射频部分115。开关112E从8PSK调制器112A输出Q信号，BPSK调制器2B输出Q信号和基准信号发生器112C的输出Q信号中选择一路输出Q信号，并传送所选择的Q信号至射频部分115。

在信号发送的起始阶段，开关112D选择基准信号发生器112C的输出I信号，而开关112E选择基准信号发生器112C的输出Q信号。在起始阶段随后的一个时间段内，开关112D按预定周期交替选择8PSK调制器112A的输出I信号和BPSK调制器112B的输出I信号，并将所选的I信号传送至射频部115。在起阶段随后的一段时间段内，开关112E按预定的周期交替选择8PSK调制器112A的输出Q信号和BPS调制器112B的输出Q信号，并将所选择的Q信号传送至射频部分115。

相应地，对于输入数字信号正交基带调制器112按预定的周期交替执行8PSK调制和BPSK调制。

在正交基带调制器112中，BPS调制器112B的输出I和Q信号被馈送至8PSK调制器112A。经器件112A进行的8PSK调制取决于来自BPSK调制器112B的输出I和Q信号。

图32示出了按本发明的第十五实施例的一个无线电通信系统中的接收机120。在图32中接收机120包括一个射频部分122，计算器125和126，以及一个准同步检波器129。

天线121所捕捉的射频信号被加到射频部分122。射频部分122对所施加的射频信号进行频率转换，从而把所加的射频信号转换成为一对基带I信号和基带Q信号。射频部分122输出基带I信号和基带Q信号至计算器125和126以及准同步检波器129。

计算器125由基带I信号和基带Q信号估计幅值畸变量。计算器126由基带I信号和基带Q信号估计频率偏移量。计算器126通知准同步检波器129估计的频率偏移量。

器件129响应于估计的幅值畸变量和估计的频率偏移量对基带I信号和基带及信号进行同步检波，由此把基带I信号和基带Q信号解调成为原来的数字信号。这样，准同步检波器129由基带I信号和基带Q信号恢复原来的数字信号。准同步检波器129输出恢复原始数字信号。

如图33所示，准同步检波器129包括一个8PSK解调器129A，一个BPS解调器129B和一个开关129C。8PSK解调器129A和BPS解调器129B接收射频部分122的输出I和Q信号。此外，由计算器125和126通知8PSK解调器129A和BPSK解调器129B估算的幅值畸变量和估算的频率偏移量。

器件129A响应于估算的幅值畸变量和估算的频率偏移量对基带I信号和基带Q信号进行8PSK解调，从而解调基带I信号和基带信号Q成为原始数字信号。这样，8PSK解调器129A由基带I信号和基带Q信号恢复出原始数字信号。8PSK解调器129A输出恢复的原始数字信号到开关129C。

器件129B响应于估算的幅值畸变量和频率偏移量对基带I信号和基带Q信号进行BPSK解调，从而把基带I信号和基带Q信号解调成为原始数字信号。这样，BPSK解调器129B由基带I信号和基带Q信号恢复出原始数字信号。BPSK解调器129B把恢复的原始数字信号输出到开关129C。

开关129C响应定时信号(一个帧和码元同步信号)交替地选择8PSK解调器129A和BPSK解调器129B的输出数字信号，并传送被选的信号至后级。当射频部分122输出的基带信号I和Q信号至准同步检波器129与BPSK调制的结果相一致，开关129C选择BPSK调制器129B的输出数字信号。

例如，8PSK解调器129A包括一个幅值校正电路和一个频率校准电路。幅值校准电路补偿基带I信号和基带Q信号的幅值失真以回应估算的幅值失真，从而产生经一次补偿得到的基带I信号和Q信号。频率校正电路补偿一次补偿后得到的基带I信号和Q信号的频率偏置以回应估算的频率偏移量，从而产生一个经二次补偿补偿得到的基带I和Q信号。在9PSK解调器129A中二欠补偿得到的基带I信号和二次补偿得到的基带Q信号受到8PSK解调，转换成原始数字信号。

例如，BPSK解调器129B包括一个幅值校正电路和一个频率校正电路。幅值校正电路补偿基带I信号和基带Q信号的幅值失真以回应估算的幅值失真，从而产生一次补偿后得到的基带I信号和一次补偿后得到的基带Q信号。频率校正电路补偿一次补偿后得到的基带I信号和Q信号的频率偏移量，由此产生一个二补偿后得到的基带I和基带Q信号。在BPS解调器129B中二次补偿后得到的基带I和Q信号经BPSK解调，被转换为原始数字信号。

图34示出了8PSK调制给出的I-Q平面中8个信号点的安排。在图34中，8个信号点以参考数字“101A”表示。8个信号点分别配以8个不同级(8个不同的逻辑状态)。8个信号点的位置(I_8PSK，Q_8PSK)由下列方程给出： $I_{8\mathrm{PSK}}=p\·\mathrm{\ρ}\·\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)--\left(17\right)$ $Q_{8\mathrm{PSK}}=p\·\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{4}\right)--\left(18\right)$

其中k表示一可变整数，“p”表示一预定的常数。

图35显示由BPSK调制给出的I-Q平面中2个信号点的安排。在图35中，信号点以参考数字“201A”。信号点的位置(I_BPSK，Q_BPSK)由下列方程给出：

I_8PSK＝q·cos(kπ)  ……(19)

Q_8PSK＝q·sin(kπ)  ……(20)

其中“k”表示可变整数，“q”表示一预定的常数。参看图35，信号点在I轴上，与给定常数“q”的同一幅值相一致。此外，信号点相距π弧度角。据此，一个BPS调制产生的信号适合检测幅值失真和频率偏置。

参看图36，自发射机110中正交基带调制器112输出的一对I信号和Q信号，或由发射机110中射频部分115输出的射频信号组成一个帧流，其每帧具有N个相继的码元，其中N表示一个预定的自然数。在每一帧中，第一码元由BPS调制产生，第二和其后的码元由8PBSK调制产生。在每一帧中的第一码元(即每一帧中的BPSK码元)为接收机120用作引导码元以估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每个引导码元也载有待发送的部分主信息。

在接收机120中，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离出引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125由分离的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126由分离出的引导码元估算频率偏移量。

接收机120中准同步检波器129设计用来实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行BPSK解调，并输出BPSK解调后产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行8PSK解调，并输出8PSK解调后产生的数字信号，此时射频部分112的输出I和Q信号代表一个标准码元，有别于引导码元。

在发射机110的一种基带调制器112中的BPSK调制器112B，是设计用以实现下述过程。一个第i个BPSK码元在I-Q平面中的相位记作φ_i，第(i+1)个BPSK码元在I-Q平面中的相位记作φ_i+1。BPSK调制器112B确定第(i+1)个BPSK码元在x-y平面中相位θ_i+1以相位φ_i和φ_I+1之差为基础，按如下方程：

θ_i+1＝φ_i+1-φ_i(以2π为模)……(21)

BPSK调制器112实现BPSK调制，提供两个信号点，在x-y平面中它们分别在X轴的正侧和负侧，如图37所示。BPSK调制器112B分别在输入数字信号中分配一位“0”和一位“1”给正信号点和负信号点。因此，一位“0”相应于两个相继码元之间不存在π弧度相位变化，而一位“1”相应于两个相继码元之间存在π度相位变化，犹如微分相移键控(DPSK)一样。BPSK调制器112B输出一对调制后生成的I和Q信号至开关112D和112E。BPSK调制器112B包括一个锁存器或寄存器对经开关112D和112E选择的一对调制后生成的I和Q信号采样和保持。调制产生的为锁存器或寄存器所保持的I和Q信号被周期性更新的。BPSK调制器112B输出一对保持的调制产生的I和Q信号至8PSK调制器112A。

如先前所指出的，由8PSK调制器112A所实现的8PSK调制提供出8个不同的信号点，分别分配给8个不同的逻辑状态。对那些每一帧中跟随BPSK码元之后的码元，8PBS调制器112A决定分配给信号点逻辑状态的根据是被BPSK码元用过的信号点。被BPSK码元用过的信号点由一对从BPSK调制器112B馈送来的BPSK调制产生的I和Q信号所代表。在I轴正侧的一个信号点501被BPSK码元使用过的情况下，8PSK调制器112A分配输入数字信号中3位“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”的集给8个信号点502用于随后的码元，如图38所示。在I轴负侧的信号点501被BPSK码元所使用的情况下，8PSK调制器112A分配在输入数字信号中的3位的集“000“，“001”，“010”，“011”，“101”，“110”和“111”给8个信号点502用于随后的码元如图39所示。

第十六实施例

除了下述的设计变化之外，本发明的第十六实施例类似于第十五实施例。

如图40所示，本发明的第十六实施例的发射机中调制器(正交基带调制器)包括一2^2M值的QAM(正交幅值调制)调制器112F而不是8PSK调制器112A(见图31)。其中m表示一个预定的整数，等于或大于2。

如图41所示，本发明的第十六实施例的接收机中的准同步检波器包括一个2^2m值的QAM解调器129D，而不是8PSK解调器129A(见图33)。2^2m值QAM解调器129D实现与QAM调制器112F的调制相反的解调。

图42显示经QAM调制器112F中进行的、2^2m值QAM给出的I-Q平面中信号点的一种安排。在图42中，信号点由参考数字“601A”表示。信号点被分别指定不同的值(不同的逻辑状态)。信号点的位置(I_QAM，Q_QAM)用下列方程给出：

I_QAM＝r(2^m-1a1+2^m-2a2+…+2⁰am)……(22)

I_QAM＝r(2^m-1b1+2^m-2b2+…+2⁰bm)……(23)

其中m表示一个预定的整数，等于或大于“2”；(a1，b1)，(a2，b2)，…，(am，bm)是“1”和“-1”的二进制码的字：“r”表示一个预定的常数。

在QAM调制器12F中进行2^2m值QAM的一个例子是16值QAM。图43显示了一种信号点在I-Q平面内的一种安排。图43显示了一种信号点在I-Q平面内的一种安排，这些信号点由16值QAM给出。在图43中，信号点由参考数字“701”表示。信号被分别指定给不同的值(不同的逻辑状态)。信号点的位置(I_16QAM，Q_16QAM)由下列方程给出

I_16QAM＝S(2¹a1+2⁰a2)……(24)

Q_16QAM＝S(2¹b1+2⁰b2)……(25)

其中(a1，b1)和(a2，b2)是“1”和“-1”的二进制码的字，s表示一个预定的常数。

参看图44，从发射机中的正交基带调制器输出的一对I和Q信号(见图30)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有N个相继码元的帧流，其中，N表示一个预定的自数数。在每一帧中，第一个码元产生于BPSK调制，第二个和后面的码元产生于16值QAM。每一帧中第一码元(即每一帧中BPSK码元)被接收机用作引导码元来估算幅值畸变量和频率偏移量。应注意的是每一个引导码元也载有待发送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122输出I和Q信号中分离出引导码元(各帧中第一个码元)。计算器25由分离的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的输出I和Q信号分离出引导码元(各帧中第一个码元)。计算器由分离的引导码元估计频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)设计用来实现如下过程。准同步检波器129对频率部分122的输出I和Q信号进行BPSK解调，并输出BPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号表一个引导码元。准同步检步器129对射频部分122的输出I和Q进行16值QAM解调并输出QAM解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准的码元，与引导码元有别。

由16值QAM调制器112A实现的16QAM给出16个不同的信号点，分别指定16个不同的逻辑状态给它们。对于每一帧中跟随BPSK码元之后的码元，16值QAM调制器112以被BPSK码元用过的信号点为依据确定对信号点分配逻辑状态。被BPSK码元使用的信号点为自BPSK调制器112B馈送来的一对BPSK调制产生的I和Q信号。在I轴正侧的信号点901A为BPSK码元所使用的场合，16值QAM调制器112A分配输入数字信号中“0000”，“0001”，“0010”，…，“1110”和“1111”的4位集到16个信号点902给随后的码元，如图45所示，。在信号点点901A于I轴的负侧被BPSK码元所用时16值。QAM调制器112A分配输入数字信号中“0000”，“0001”“0010”，…“1110”，，和“1111”的4位集16个信号点902给随后的码元，如图46中所示。

第十七实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第十七实施例类似于第十五实施例。

如图47所示，第十七实施例的发射机中一个调制器(正交基带调制器)包括一个2^2m值QAM调制器112G而不是8PSK调制器112A(见图31)。这里m表示一预定的整数，等于或大于2。

如图48所示，本发明第十七实施例的接收机中准同步检波器包括一个2^2m值QAM解调器129E而不是8PSK解调器129A(见图33)。2^2m值QAM解调器129E实现与QAM调制器112G的调制相反的解调。

图49显示了信号点在I-Q平面中的一种安排，它们由QAM调制器112G中执行的2^2m值QAM所提供。在图49中，信号点由参考数字1001A表示。信号点分别被分配以不同的逻辑值。在图49中信号点的位置由图42中信号点绕原点旋转π/4弧度的角度。具体地说，图49中信号点的位置(I_QAMR，Q_QAMR)由下列方程给出 $I_{\mathrm{QAMR}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(26\right)$ $Q_{\mathrm{QAMR}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(27\right)$

其中“n”表示一整数，(I_QAMR，Q_QAMR)由方程(22)和(23)给出。在QAM调制器112G中执行2^2m值的例子是16值QAM。图50显示由16值QAM给出的信号点在I-Q平面中的一种安排。在图50中，信号点由参考数字“1101”来表示。信号点分别被指定为不同逻辑状态(不同的值)。图50中信号点的位置由图43中信号点绕原点旋转过π/4弧度的角度得到。具体点说，图50中的信号点的位置(I_16QAMR，Q_16QAMR)由下列方程给出 $I_{16\mathrm{QAMR}}=I_{16\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{16\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(28\right)$ $Q_{16\mathrm{QAMR}}=I_{16\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{16\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(29\right)$

其中“n”表示一整数，(I_16QAMR，Q_16QAMR)由方程(24)和(25)给出。

由发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号(见图30)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有N个相继码元的帧流，这里N表示一预定的自然数。在每一帧中第一个符由BPSK调制器产生，第二个和随后的码元产生于16值QAM。在每一帧中第一个码元(即每一帧中BPSK码元)接收机用它作为引导码元估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意第一引导码元也载有待传送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125从分离出的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126由分离出的引导码元估计频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)设计用以实现下述过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行BPSK解调并输出BPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行16值QAM解调并输出QAM解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，与引导码元有别。

由16值QAM调制器112G实现的16值QAM给出16个不同的信号点，分别指定16个不同的逻辑状态给它们。对于第一帧中跟在BPSK码元的那些码元，16值QAM调制器112G根据被BPSK码元所用的信号点确定分配给各信号点的逻辑状态。为BPSK码元所用的信号点由BPSK调制器112B送出的一对BPSK调制产生的I和Q信号代表。当信号点1201在I轴的正侧为BPSK码元所用，16值QAM调制器112G将输入数字信号中的4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，“1111”分配给16个信号点1202作随后的码元，如图51所示。当信号点1201在I轴的负侧为BPSK码元所用，16值调制器112G将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”，…“1110”，“1111”分配给16个信号点1202作随后的码元，如图52所示。

第十八实施例

除下述设计变化之外，本发明的第十八实施例类似于第十五实施例。

如图53所示，本发明第十八实施例中发射机的调制器(正交基带调制器)包含一个QPSK(正交相移键控)调制器112H而不是BPSK调制器112B(见图31)。

如图54所示，本发明第十八实施例中接收机的准同步检波器包含一个QPSK解调器129F而不是BPSK解调器129B(见图33)。QPSK解调器129F实现与QPSK调制器112H的调制相反的解调。

图55显示QPSK调制器112H中执行的QPSK调制给出的信号点在I-Q平面内的一种安排。图55中信号点由参考数字“1301”表示。位置(I_QPSK，Q_QPSK)由下列方程给出 $I_{\mathrm{QPSK}}=u\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)-\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)\}--\left(30\right)$ $Q_{\mathrm{QPSK}}=u\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{4}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{2}\right)\}--\left(31\right)$

其中“k”表示一可变的整数，“u”表示一预定的常数。图55中所有信号点对应于常数u给出的同一幅值。此外，相邻信号点之间所有距离均为相同值

进而，信号点以等角度间距分布。因此，QPSK调制产生的信号适合于检测幅值失真和频率偏置。

图56中，发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号，或发射机的射频部分输出的射频信号组成每帧具有周期与N个相继的码元相一致的帧流，这里N表示一预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和随后的码元产生于BPSK调制。每一帧中第一个码元(即第一帧中QPSK码元)被接收机(见图32)用作引导码元，估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一个引导码元也载有待发送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号中分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125从分离出的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号中分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126从分离出的引导码元估计频率偏移量。

接收机(见图32)准同步检波器129是设计用作实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器对射频部分122的输出I和Q信号进行BPSK解调，并输出解调后产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准的码元，与引导码元有别。

在发射机的正交基带调制器中QPSK调制器112H用来实现下列过程。在I-Q平面中第i个QPSK码元的相位表示为φ_i，第(i+1)QPSK码元在I-Q平面中的相位表示为φ_(i+1)。QPSK调制器112H依据相位φ_i和φ_(i+1)之差确定X-Y平面中第(i+1)QPSK码元的相位θ_(i+1)。按如下方程

θ_i+1＝φ_i+1-φ_i (以2π为模)  …(32)

QPSK调制器112H实现QPSK调制，提供4个信号点，它们分别位于X-Y平面中X轴的正侧和负侧，Y轴的正侧和负侧，如图57所示。QPSK调制器112H分别分配2位集的“00”，“01”，“10”，“11”给正X、正Y、负Y和负X信号点。由此，“00”相当于两个相继码元之间没有相位改变，“01”相当于两相继码元间存在π/2弧度相位变化，“11”相当于相继码元间有π弧度相位改变，而“10”相当于相继码元间有相位3π/2弧度的变化。QPSK调制器112H输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112H包含一个锁存器或一个寄存器用于采样和保持一对调制产生的I和Q信号，它们经开关112D和112E的选择。锁存器或寄存器保持的调制产生的I和Q信号被周期地刷新。QPSK调制器112H输出一对保持的调制产生的I和Q信号至BPSK调制器112A。

8PSK调制由BPSK调制器112A实现，给出8个不同的信号点，分别指定8个不同的逻辑状态给它们。对每一帧中跟在QPSK码元之后的那些码元，BPSK调制器112A根据被QPSK码元用过的信号点来确定给这些信号点分配逻辑状态。被QPSK用过的信号点由一对QPSK调制产生的自QPSK调制器送来的I和Q信号来代表。在QPSK码元使用正I正Q信号点1601时，8PSK调制器112A将输入数字信号中3位集的“000”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点作随后的码元，如图58所示。在负I正Q信号点1601被QPSK码元所用时，BPSK调制器112A将输入数字信号中的3位集“000”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点作随后的码元，如图59所示。在负I负Q信号点1601被QPSK码元使用时，8PSK调制器112A将输入数字信号中3位集“000”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点1602作随后的码元，如图60所示。在负I负Q信号点1601被QPSK码元使用时，BPSK调制器112A将输入数字信号中3位集“000”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点1602被QPSK码元使用时，8PSK调制器112A将输入数字信号中3位集“000”，“010”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号1602作随后的码元，如图61所示。

第十九实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第十九实施例类似于第十六实施例。

如图62所示，本发明第十九实施例的发射机中的调制器(一个正交基带调制器)包含一个QPSK调制器112H而不是BPSK调制器112B(见图40)。

如图63所示，本发明第十九实施例的接收机中准同步检波器包含一个QPSK解调器129F，而不是BPSK解调器129B(见图41)。QPSK解调器129F实现与QPSK调制器112H所作的调制相反的解调。

QPSK调制器112H实现QPSK调制提供信号点，在I-Q平面中安排如图55所示。信号点的位置(I_QPSK，Q_QPSK)由方程(30)和(31)给出。

参看图64，从发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号(见图30)，或从发射机的射频部分输出的射频信号组成每帧具有周期与N个相继码元相一致的帧流，这里N表示一个预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和其后的码元产生于2^2m值QAM，例如，16值QAM。每一帧的第一个码元(即每一帧中QPSK码元)被接收机(见图32)用作引导码元，估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每个引导码元也载有待传送的一部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号中分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125从分离出的引导码元估算幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元。计算器126从分离出的引导码元估算频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调并输出QAM解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，不同于引导码元。

发射机的正交基带调制器112中QPSK调制器112H实现以下过程。在1-Q平面中第i个QPSK码元的相位表示为φ_i，I-Q平面中第i+1个QPSK码元的相位表示为φ_i+1。QPSK调制器依据相位φ_i和φ_i+1的差值来决定X-Y平面中第(i+1)QPSK码元的相位“θ_i+1”，如方程(32)。QPSK调制器112H实现QPSK调制，提供4个信号点，它们分别在X-Y平面中的X轴正侧，X轴的负侧，Y轴的正侧和Y轴的负侧，如图57所示。QPSK调制器112H将2位集“00”，“01”，“10”和“11”分别配给正X、正Y、负Y和负X信号点。QPSK调制器112H输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112H包含一个锁存器或寄存器用于采样和保持一对经开关112D和112E选择的调制产生的I和Q信号。锁存器或寄存器所保持的调制产生的信号I和Q被周期地刷新。QPSK调制器112H输出一对保持的调制产生的信号I和Q至2^2m值QAM调制器112F。

由2^2m值QAM调制器112F实现调制的一例是16值QAM。2^2m值QAM调制器112F所作的16值QAM提供16个不同的信号点，分别指定它们16个不同的逻辑状态。在每一帧中那些跟随QPSK码元之后的码元，16值QAM调制器112F按被QPSK码元使用的信号点决定对各信号点的逻辑状态的分配。被QPSK使用的信号点由一对从QPSK调制器112H送来的QPSK调制产生的I和Q信号所代表。在正I正Q信号点1801被QPSK码元使用时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”“0010”，…“1110”，，和“1111”分配给16个信号点1802为随后的码元，如图65中所示。在负I正Q信号点1801被QPSK码元所用时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中的4位集“0000”，“0001”“0010”，…“1110”，，，和“1111”分配给16个信号点1802，为随后的码元如图66所示。在负I负Q信号点1081为QPSK码元使用时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”“0010”，…“1110”，，和“1111”分配给16个信号点1802为随后的码元如图67所示。在正I负Q信号点1801被QPSK码元使用时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”“0010”，…“1110”，和“1111”分配组16个信号点1802为随后的码元，如图68所示。

第二十实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第二十实施例类似于第十五实施例。

如图69所示，本发明第二0实施例发射机中的调制器(正交基带调制器)包含一QPSK(正交相移键控)调制器112J而不是BPSK调制器112B(见图31)。

如图70所示，本发明的第二0实施例的接收机中包含一个QPSK解调器129G，而不是BPSK解调器129B(见图33)。QPSK解调器129G实现与QPSK调制器112J的调制过程相反的解调。

图71显示I-Q平面中信号点的安排，它们由QPSK调制器112J实施的QPSK调制给出的。在图71中，信号点用参考数字1901表示。信号点的位置(I_QAMR，Q_QAMR)由下列方程给出 $I_{\mathrm{QPSKR}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}-Q_{\mathrm{QPSK}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(33\right)$ $Q_{\mathrm{QPSKR}}=I_{\mathrm{QAM}}\left\{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}+Q_{\mathrm{QPSK}}\left\{\cos (\frac{\mathrm{\π}}{4}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})\right\}--\left(34\right)$

其中n表示整数，(I_QPSK，Q_QPSK)由方程(30)和(31)给出。图71中所有信号点具有相同幅值。此外，所有相邻信号点之间距离等于相同值。据些，QPSK调制产生的信号适宜于检测幅值失真和频率偏置。

由发射机的正交基带调制器输出的一对I和Q信号(见图30)，或从发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有周期和N个相继的码元相一致的帧流，这里N表示一预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和随后的码元产生于8PSK调制。每一帧中第一个码元(即每一帧中QPSK码元)为接收机所用(见图33)作为引导码元估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意每一引导码元也载有待传送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125从分离的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)由射频部分122的I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126从分离的引导码元估计频率偏差量。

接收机中准同步检波器129(见图32)实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调并输出QPSK解调产生的数字信号。此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行8PSK解调并输出8PSK解调产生的数字信号。此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，不同于引导码元。

在发射机的正交基带调制器112中QPSK调制器112J实现如下过程。在I-Q平面中第i个QPSK码元用“φ_i”来表示，第(i+1)QPSK码元表示为“φ_i+1”。QPSK调制器112J根据φi和φ_i+1之差决定第(i+1)个QPSK码元在X-Y平面中相位θ_i+1，如下列方程

θ_i+1＝φ_i+1-φ_i(以2π为模)  …(35)

QPSK调制器112J实现QPSK调制，提供4个信号点，它们以等角度间距分布。QPSK调制器112J分别将2位集“00”，“01”，“10”和“11”分配给4个信号点。QPSK调制器112J输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112J包含一个锁存器或寄存器作采样和保持经开关112D和112E选择的一对调制产生的I和Q信号。被锁存器或寄存器保持的调制产生的I和Q信号被周期性地刷新。QPSK调制器112J输出一对保持的调制产生的I和Q信号至8PSK调制器112A。

由8PSK调制器112A实现的8PSK调制提供8个不同的信号点，分别指定给它们不同的逻辑状态。每一帧中QPSK码元后的那些码元，8PSK调制器112A被QPSK码元使用过的信号点来决定分配给信号点的逻辑状态。被QPSK使用过的信号点为QPSK调制器送来的一对QPSK调制产生的I和Q信号所代表。在1轴正侧的信号点2001被QPSK码元使用时，8PSK调制器112A将数字信号中3位集“000”，“001”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点2002作随后的码元，如图72所示。在信号点2001位于Q轴的正侧被QPSK码元所用时，8PSK调制器112A分配输入数字中3位集“000”，“001”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”给信号点2002作随后的码元，如图73所示。当信号点2001在I轴负侧被QPSK码元所用时，8PSK调制器112A将输入数字信号中3位集“000”，“001”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点2002作随后的码元，如图74所示。当信号点2001位于Q轴的负侧被QPSK码元所用时，8PSK调制器112A将输入数字信号中3位集“000”，“001”，“011”，“100”，“101”，“110”和“111”分配给8个信号点作随后的码元，如图75所示。

第二十一实施例

除下述的设计变化之外，本发明的第二十一实施例类似于第十六实施例。

如图76所示，本发明的第二十一实施例的发射机中的调制器(正交基带调制器)包含一QPSK调制器112J而不是BPSK调制器112B(见图40)。QPSK调制器112J实现QPSK调制给出信号点，它们在I-Q平面中的安排如图71所示。

如图77所示，本发明第二十一实施例的一接收机中准同步检波器包含一QPSK解调器129G而不是BPSK解调器129B(见图41)。QPSK解调器129G实现与QPSK调制器112J的调制相反的解调。

由发射机中正交基带调制器输出的一对I和Q信号(见图30)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧有N个相继的码元的帧流，这里N表示一预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和随后的码元产生于2^2m值QAM调制。每帧中第一个码元(即每帧中QPSK码元)为接收机(见图32)用作一引导码元，估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一引导码元也载有待传送的部分主信息。

接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125由分离出的引导码元估计幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126由分离出的引导码元估计频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调并输出QPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调产生的数字信号。此时，射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，与引导码元不同。

在发射机的正交基带调制器112中QPSK调制器112J实现下列过程。在I-Q平面中第i个QPSK码元的相位表示为“φ_i”，第i+1个QPSK码元的相位表示为“φ_i+1”。QPSK调制器112J根据“φ_i”和“φ_i+1”的差决定第i+1个QPSK码元在X-Y平面中的相位θ_i+1，按方程(35)。QPSK调制器112J实现QPSK调制，提供4个相等角度间距分布的信号点。QPSK调制器112J在X-Y平面中分别指定“00”，“01”，“10”和“11”给4个信号点。QPSK调制器112J输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112J包含一个锁存器或寄存器用作采样和保持一对调制产生的I和Q信号，它们经开关112D和112E的选择。由锁存器或寄存器保持的锁存器或寄存器被周期性地刷新。QPSK调制器112输出一对保持的调制产生的I和Q信号至2^2m值QAM调制器112F。

由2^2m值QAM调制器112F实现调制器的例子是16值QAM。2^2m值QAM调制器112F为16值QAM给出16个不同的信号点，分别指定16个不同的逻辑状态给它们。对那些每一帧中随QPSK码元之后的码元，16值QAM调制器112F根据被QPSK码元使用的信号点决定对信号点的逻辑状态分配。QPSK码元使用的信号点由一对来自QPSK调制器112J的QPSK调制产生的I和Q信号所代表。当QPSK码元使用I轴正侧的信号点2101时，16值QAM调制器112F将输入数字信中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2102作随后的码元，如图78所示。当QPSK码元使用Q轴正侧的信号点2101时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2102作随后的码元，如图79所示。当QPSK码元使用I轴负侧信号点2101时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2102作随后的码元，如图80所示。当QPSK码元使用Q轴负侧信号点2101时，16值QAM调制器112F将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2102作随后的码元，如图81所示。

第二十二实施例

除了下述设计变化之外，本发明的第二十二实施例类似于第十七实施例。

如图82所示，本发明第二2实施例的发射机中的调制器(正交基带调制器)包含一QPSK调制器112H而不是BPSK调制器112B(见图47)。QPSK调制器实现QPSK调制给出的信号点在I-Q平面中安排如图55所示。

如图83所示，本发明第二2实施例的接收机中准同步检波器包含一个QPSK解调器129F而不是BPSK解调器129B(见图48)。QPSK解调器129F实现与QPSK调制器112H的调制相反的解调。

由发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号(见图30)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有N个相继码元的帧流。这里N表示一预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和随后的码元产生于2^2m值QAM调制。每一帧的第一个码元(即每一帧中QPSK码元)被接收机(见图32)用作引导码元，估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一个引导码元也载有待传送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器125由分离出的引导符估算幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元(各帧中第一个码元)。计算器126从分离出的引导码元估计频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步129对射频部分122的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调产生的数字信号。此时，射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，与引导码元不同。

发射机的正交基带调制器112中QPSK调制器112H实现以下的过程。在I-Q平面中第i个QPSK码元的相位表示为“φ_i”，第(i+1)个QPSK码元在I-Q平面中的相位用“φ_i+1”表示。QPSK调制器根据相位φ_i和φ_i+1的差决定第(i+1)QPSK码元在X-Y平面中相位θ_i+1，按方程(32)。QPSK调制器112H实现QPSK调制，给出4个以等角度间距分布的信号。QPSK调制器112H分别将2位集“00”，“01”，“10”和“11”分配给X-Y平面中的4个信号点。QPSK调制器112H输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112H包含一个锁存器或寄存器采样和保持一对调制产生的I和Q信号，它们经开关112D和112E选择过。被锁存器或寄存器保持的调制产生的I和Q信号被周期性地刷新。QPSK调制器112H输出一对保持的调制产生的I和Q信号至2^2m值QAM调制器112G。

2^2m值QAM调制器112G实现调制的一例就是16值QAM。16值QAM给出16个不同信号点，分别指定给它们16个不同的逻辑状态。对那些每一帧中跟随在QPSK码元之后的那些码元，16值QAM调制器112G根据QPSK码元用过的信号点来决定这些信号的逻辑状态的分配。被QPSK符用使用的信号点由一对从QPSK调制器112H送来的QPSK调制产生的I和Q信号代表。当正I正Q的信号点2201被QPSK码元使用时，16值QAM调制器112G将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点作随后的码元，如图84所示。当负I正Q信号点2201为QPSK码元使用时，16值QAM调制器112G把输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2202作随后的码元，如图85所示。当QPSK码元使用负I负Q信号点2201时，16值QAM调制器112G将输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2202作随后的码元，如图86所示。当QPSK码元使用正I负Q信号点2201时，16值QAM调制器112G把输入数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2202作随后的码元，如图87所示。

第二十三实施例

除下述设计变化之外，本发明的第二十三实施例类似于第十七实施例。

如图88所示，本发明的第二十三实施例的发射机中的正交基带调制器包含一个QPSK调制器112J而不是BPSK调制器112B(见图47)。QPSK调制器112J实现QPSK调制，给出安排在I-Q平面中的信号点如图71所示。

如图89所示，本发明的第二2实施例的接收机中一个准同步检波器包含一个QPSK解调器129G，而不是BPSK解调器129B(见图48)。QPSK解调器129G实现与QPSK调制器112J所作的调制相反的解调。

由发射机中正交基带调制器输出的一对I信号和Q信号(见图30)，或发射机中射频部分输出的射频信号组成每帧具有N个相继的码元的帧流，这里，N表示一个预定的自然数。在每一帧中，第一个码元产生于QPSK调制，第二个和随后的码元产生于2^2m值QAM调制。每一帧中的第一个码元(即，每帧中QPSK)被接收机(见图32)用作引导码元，估计幅值畸变量和频率偏移量。应注意，每一个引导码元也载有待传送的部分主信息。

在接收机中(见图32)，计算器125响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元。计算器125由分离的引导码元估算幅值畸变量。相类似，计算器126响应于周期对应于N个码元的信号(帧和码元同步信号)从射频部分122的输出I和Q信号分离引导码元。计算器126从分离出的引导码元估计频率偏移量。

接收机中准同步检波器129(见图32)实现下列过程。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行QPSK解调，并输出QPSK解调产生的数字信号。此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个引导码元。准同步检波器129对射频部分122的输出I和Q信号进行2^2m值QAM解调，并输出QAM解调产生的数字信号，此时射频部分122的输出I和Q信号代表一个标准码元，与引导码元不同。

发射机正交基带调制器112中的QPSK调制器112J实现过程如下。I-Q平面中第i个QPSK码元的相位用φ_i表示，第(i+1)个QPSK码元的相位用φ_i+1表示。QPSK调制器112HX-Y平面中第(i+1)个QPS码元的相位θ_i+1根据相位φ_i和φ_i+1之差，按方程(35)决定。QPSK调制器112J实现QPSK调制，给出4个等角度间距分布的信号点。QPSK调制器112J把“00”，“01”，“10”和“11”分配给X-Y平面中的4个信号点。QPSK调制器112J输出一对调制产生的I和Q信号至开关112D和112E。QPSK调制器112J包含一个锁存器或寄存器采样和保持一对调制产生的经开关112D和112E选择的I和Q信号。调制产生的锁存器或寄存器保持的I和Q信号被周期性地刷新。QPSK调制器112J输出一对被保持的调制产生的I和Q信号至2^2m值QAM调制器112G。

2^2m值QAM调制器112G实现调制的一例是16值QAM。16值QAM给出16个不同的信号点，分别给它们16个不同的逻辑状态。对第一帧中跟在一个QPSK码元之后的那些码元，16值QAM112G根据QPSK码元使用的信号点对信号点分配逻辑状态。被QPSK码元使用的信号点由一对QPSK调制器112J送来的QPSK调制产生的I和Q信号来代表。在QPSK码元使用I轴正侧的信号点2301时，16值QAM调制器112G把输入数字信号中的4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2302作随后的码元，如图91所示。当QPSK码元使用I轴负侧的信号点2301时，16值QAM把输出数字信号中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2302作随后的码元，如图92所示。当QPSK码元使用Q轴负侧信号点2301时，16值QAM调制器112G把输入数字中4位集“0000”，“0001”，“0010”…，“1110”，和“1111”分配给16个信号点2302作随后的码元，如图93所示。

模拟

由计算机进行模拟。在模拟期间，根据本发明在16值QAM基础上产生正常码元，同时在QPSK调制基础上产生引导码元。根据本发明的方法将正常码元和引导码元组合成码元流。在码元流中，引导码元之间的正常码元数(即数据码元长度)等于给定的自然数“n”，而每一分离的引导码元等于长度1。给定的自然数“n”是“1”、“7”或“15”。因而产生3类码元流。在模拟中，每一个第一类码元流、第二类码元流和第三类码元流从发射机发送到接收机。在接收机中，正常码元以16值QAM解调进行准同步检波，而引导码元用QPSK解调进行延时检波。对于每一第一类码元流、第二类码元流和第三类码元流，在改变1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”比值时计算位误码率。在给定的自然数“n”等于“1”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线D1下降。在给定的自然数“n”等于“7”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线D7下降。在给定的自然数“n”等于“15”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线D15下降。

作为比较例，在现有技术的系统上进行类似的模拟。具体地说，根据16值QAM产生正常码元，而对于于最大幅值的信号点用作引导码元，以现有技术方法将正常码元和引导组合成码元流。在码元流中，引导码元之间的正常码元数(即数据码元长度)等于给定的自然数“n”，而每一分离的引导码元等于长度1。给定的自然数“n”是“1”、“7”或“15”。因而产生3类码元流。每一第一类码元流、第二类码元流和第三类码元流从发射机发送到接收机。在接收机，用16值QAM解调对发送的码元流进行准同步检波。对于每一第一类码元流、第二类码元流和第三类码元流，在改变1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”比值时计算位误码率。在给定的自然数“n”等于“1”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线E1下降。在给定的自然数“n”等于“7”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线E7下降。在给定的自然数“n”等于“15”的情况下，当1位信号能量“Eb”对噪声功率密度“No”的比值增加时，计算得到的位误码率沿图94的曲线E15下降。

如图94所示，本发明中的位误码率(曲线D1、D7和D15)优于对应的现有技术的位误码率(曲线E1、E7和E15)。

Claims (35)

1.一种调制方法，其特征在于包括下列步骤：

周期地并交替地对输入位置信号进行第一调制和第二调制，以转换输入数字信号为一对基带I信号和基带Q信号，所述第一调制和第二调制彼此不同；以及

输出所述一对基带I信号和基带Q信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一调制为至少8信号点调制，所述第二调制为相移键控。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述相移键控是正交相移键控。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述正交相移键控提供I-Q平面内I轴和Q轴上的信号点。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述至少8信号点调制是至少8正交值调制。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述至少8信号点调制是至少8正交调幅。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅是16正交调幅。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅是16正交调幅。

9.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅提供从至少8值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅提供从至少8值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

11.如权利要求7所述的方法，其特征在于所述16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

12.如权利要求8所述的方法，其特征在于所述16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

13.如权利要求2所述的方法，其特征在于对应于I-Q平面内所述至少8信号点调制的信号点的幅值最大值等于I-Q平面内相移键控的信号点的幅值。

14.如权利要求7所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内所述相移键控的信号点之间的距离的给定值倍数，所述给定值在0.9～1.5范围内。

15.如7所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内所述相移键控的信号点之间的距离的2倍。

16.如权利要求8所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内所述相移键控的信号点之间的距离的

倍。

17.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述相移键控提供周期间隔码元，所述周期间隔码元用周期间隔码元的相位之间的差异表示输入数字信号的相应部分。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于所述至少8信号点调制响应于超前第一码元的相移键控的第二码元所用的信号点把输入数字信号的逻辑状态指定给第一码元的各个的信号点。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于所述至少8信号点是至少8正交调幅。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅是16正交调幅。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述至少8正交调幅提供从至少8值正常正交调幅绕信号点I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

22.如权利要求20所述的方法，其特征在于所述16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

23.如权利要求17所述的方法，其特征在于所述相移键控是正交相移键控。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于所述正交相移键控在I-Q平面内的I轴和Q轴上提供信号点。

25.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述第一调制是16正交调幅，所述第二调制是正交相移键控。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于所述16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度得到的信号点。

27.如权利要求25所述的方法，其特征在于所述正交相移键控提供I-Q平面的I轴和Q轴上的信号点。

28.如权利要求25所述的方法，其特征在于所述16正交调幅提供从16值正常正交调幅的信号点绕I-Q平面原点转过π/4弧度所得的信号点，所述正交相移键控在I-Q平面内的I轴和Q轴上提供信号点。

29.如权利要求25所述的方法，其特征在于对应于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点的幅值最大值等于I-Q平面内正交相移键控的信号点的幅值。

30.如权利要求25所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内正交调幅的信号点之间的距离的给定值倍数，所述给定值在0.9～1.5范围内。

31.如权利要求25所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内所述正交相移键控的信号点之间的距离的2倍。

32.如权利要求26所述的方法，其特征在于I-Q平面内所述16正交调幅的信号点之间的距离等于I-Q平面内所述正交相移键控的信号点之间的距离的

倍。

33.一种发送装置，其特征在于包括：

第一装置，用于对输入数字信号周期地并交替地进行第一调制和第二调制，将输入数字信号转换成一对基带I信号和基带Q信号，所述第一调制与所述第二调制彼此不同，所述第一调制是至少8信号点调制，所述第二调制是相移键控；和

第二装置，用于输出所述一对基带I和基带Q信号。

34.一种接收装置，其特征在于包括：

第一装置，用于从接收到的信号中恢复一对基带I信号和基带Q信号；和

第二装置，用于对所述一对基带I信号和基带Q信号周期地并交替地进行第一解调和第二解调，以转换所述该对基带I信号和基带Q信号为原始数字信号；

其中所述第一解调针对至少8信号点调制，所述第二解调是移键控解调。

35.一种无线电通信系统，其特征在于在于包括：

发送装置，含有：

a(1)第一装置，用于对输入数字信号周期地并交替地进行第一调制和第二调制，以把所述输入数字信号转换为一对基带I信号和基带Q信号，所述第一调制和所述第二调制彼此不同，所述第一调制是至少8信号点调制，所述第二调制是相移键控；

a(2)第二装置，用于将由所述第一装置产生的所述该对基带I信号和基带Q信号转换成相应的RF信号；和

a(3)第三装置，用于发送由所述第二装置产生的所述RF信号；

接收装置，含有：

b(1)第四装置，用于接收由所述第三装置发送的RF信号；

b(2)第五装置，用于从所述第四装置接收到的RF信号中恢复一对基带I信号和基带Q信号；和

b(3)第六装置，用于对所述第五装置恢复的所述一对基带I信号和基带Q信号进行第一解调和第二解调，以把所述一对基带I信号和基带Q信号转换为原始数字信号；

其中所述第一解调是针对至少8信号点调制的信号，所述第二解调是相移键控解调。

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