CN1213886A - 便携式电源单元 - Google Patents

Abstract

一种便携式电源单元,可以产生指示所需频率的波形信号。按所需波形执行开关控制以便可变控制桥电路产生交流电输出,交流电流的输出波形被检测和输出,通过比较输出波形和所需波形而产生功率因数信号,交流电流的输出电压被按功率因数信号控制。

Description

便携式电源单元

本发明涉及便携式电源单元，该单元产生具有工业频率或类似频率的单相AC电力。

通常，由一个小型发动机(engine)和同步发电机(generater)组成的便携式电源单元广泛应用在紧急情况、户外工作、休闲娱乐等情况下。

然而，在这种通常的便携式电源单元中，输出频率是由发动机的转速决定的。因此，对于一个双极发电机来说，要获得50Hz(或60Hz)的AC输出，发动机的旋转速度就要求达到3000rpm(或3600rpm)，即较低的转速，这将降低电源单元的工作效率，而且，需将发电机设计得很大，导致了电源单元的总重量增加。

为解决此种不便，本发明的受让人在日本专利出版(Kokoku)号NO.7-67229和日本公开专利出版(Kokai)号NO.4-355672等文献中提出了一种逆变发电机，在此发电机中，发动机可以较高转速运转以从发电机获得高的AC电力。AC电力先被转化成直流电，然后该直流电被逆变器转化成具有工业频率的交流电。

然而一般的逆变器发电机要求备有两个电力转换块，即一个AC-到-DC转换块，用于将AC电力先转换成DC电力，另一个是一个DC-到-AC转换块，用于将DC电力转换成具有预定频率的AC电力，还要求一个暂存DC电力的电路，这样，就需要用很多昂贵的电力电路元件，使得缩小发电机大小困难而制造成本增加。

为解决此问题，本发明受让人进一步在日本公开专利出版(Kokai)号NO.10-52046文献中提出了一种便携式电源单元，该单元采用了一个与发电机一道使用的循环转换器来替代逆变器，这样直接将发电机产生的高频AC电力转换成具有如工业频率的预定频率AC电力。

然而，在用循环转换器代替逆变器后仍存在如下说明的问题。

即，存储于负载中的能量在低功率因数负载条件下返回电源单元。然而当循环转换器与发电机一同使用时，这种能量被直接再生成于发电机的主线圈，这样，当超过发电机容量的电流返回至循环转换器的输入端时，即当电流以比所发电电流电压高的电压返回时，由于不能自灭弧而使得循环转换器处于一种不可控状态。

本发明的目的之一是提供一种便携式电源单元，该单元即使在低功率因数负载的条件下也可以保持稳定的工作。

为达到上述目的，按本发明的第一个方面，本发明的便携式电源单元包括：

可变控制桥电路装置；

所需波形信号产生装置，用以产生指示具有所需频率的所需波形的所需波形信号；

开关控制装置，按照用于使可变控制桥电路装置产生交流电输出的所需波形信号执行可变控制桥电路装置的开关控制；

输出波形检测装置，用于检测交流输出的波形以产生指示交流电流输出检测波形的输出波形信号；

功率因数检测装置，通过比较所需波形信号和输出波形信号来检测一个功率因数以产生指示所检测功率因数的功率因数信号；以及

输出电压控制装置，按功率因数信号控制交流电流输出的电压。

最好功率因数检测装置包括波形差(difference)信号产生装置以用于检测所需的波形和输出波形的差并产生指示一个差的波形差信号，以及功率因数信号产生装置以用于当波形差信号和所需波形信号具有相反的符号时将波形差信号减至零，并用于当波形差信号和所需波形信号具有相同符号时输出波形差信号的绝对值以产生功率因数信号。

最好便携式电源单元包括校正装置用于对相对于发生在便携式电源单元内的相位滞后校正所需波形信号并产生校正的所需波形信号，以及功率因数检测装置通过比较校正的所需波形信号和输出波形信号检测功率因数。

为达到上述目的，按照本发明的第二个方面，本发明提供了一个便携式电源单元，它包括：

具有三相输出绕组的磁力发电机；

一对连接至三相输出绕组的可变控制桥电路，该桥电路反并联互连成循环转换器以产生加载到负载的单相交流电流，此单相交流电流具有所需频率；

一个响应于驱动信号的桥驱动电路，用于使一对可变控制桥电路交替开关以操作单向交流电的每半个重复周期，以使循环转换器产生单相交流电；

所需波形信号产生装置，用于产生指示控制驱动信号的所需波形的所需波形信号；

输出波形检测装置，用于检测单相交流电的波形以产生指示输出单相交流电检测波形的输出波形信号。

功率因数检测装置，通过比较所需波形信号和输出波形信号而检测功率因数以产生检测因数的功率因数信号指示；以及

输出电压控制装置，用于按照功率因数信号控制单相交流电的电压。

最好输出电压控制装置包括比较装置用于比较功率因数和预定值，以及一个输出电压控制电路用于在功率因数低于预定值时降低单相交流电电压。

最好功率因数检测装置包括波形差信号产生装置用于检测所需波形信号和输出波形信号的差并产生指示该差的波形差信号，以及功率因数信号产生装置用于当波形差信号和所需波形信号具有相反符号时将波形差信号减至零并且当波形差信号和所需波形信号具有相同符号时输出波形差信号绝对值以产生功率因数信号。

最好便携式电源单元包括校正装置用于对相对于发生在便携式电源单元内的相位滞后校正所需波形信号并产生校正的所需波形信号，并且其中功率因数检测装置通过比较校正的所需波形信号和输出波形信号检测出功率因数。

最好便携式电源单元包括同步信号形成电路用以与磁力发电机的输出频率同步地形成同步信号，并且按所需波形信号和同步信号控制驱动信号。

最好便携式电源单元包括输出电压检测电路用于检测单相交流电的电压，以及输出电压调整电路用于比较由输出电压检测电路所检测的电压和所需电压以控制桥驱动电路，该控制方式为使单相交流电压基本维持在一固定的值上。

最好磁力发电机具有一个磁性转子，一个具有多磁极的定子，该磁极由多个组成其上绕有三相输出绕组，以及其它的磁极，并且信号绕组绕在该其它的磁极上，在该绕在其它的磁极上的信号绕组中同步信号被提取出来。

另外，最好该磁力发电机由一个具有飞轮的内燃机驱动，磁转子也做为发动机的飞轮。

参考附图做详细说明后本发明的上述优点和目标、特性将更加明显。

图1是一个概要说明本发明实施例的方框图；

图2A是图1中AC发电机的横断剖面图；

图2B是AC发电机竖直剖面图；

图3是图1中循环转换器的电路图；

图4A到4C是说明的是在不同的功率因数和负载条件下从图1中输出电压检测电路5输出的单相交流输出的检测波形，图1中所需波形成电路14所送出的所需波形；

图5A到5H说明的是按照检测波和所需波的比较结果产生指示功率因数信号的方法框图；

图6是一个电路图，它说明了图1中同步信号形成电路18的结构；

图7是一个时序图，说明了作用于U相位、V相位、和W相位之间的电压变化，当光耦合器(photocoupler)开通的时间和可控硅整流器(thyristor)的门开通时间；

图8A是一个框图，说明当每一可控硅整流器在启动角120°启动时的正转换器输出波形；

图8B是一个框图，说明当每一可控硅整流器在启动角120°启动时的负转换器输出波形；

图8C是一个框图，说明当每一可控硅整流器在60℃角启动时的正转换器的输出波形；

图8D是一个框图，说明当每一可控硅整流器在60℃角启动时的负转换器的输出波形；

图9是一个框图，说明为控制可控硅整流器的启动角而产生的参考锯齿波；

图10是一个框图，说明当启动角被控制在120°到-60°范围时所解决的一个问题；以及

图11A到11C是框图，说明在相应的不同负载条件下图1的电源单元所送出的50Hz输出的波形举例。

下面参考附图对实施例进行说明。

图1说明的是按本发明实施例的电源单元的结构。

图中标号1和标号2指示独立地绕在AC发电机定子上的输出绕组，即标号1指示三相主输出绕组(此文中称为“三相主线圈”)，相应地，标号2指示三相辅助输出绕组(此文中称为“三相子线圈”)。

图2A和2B分别说明的是AC发电机纵向和横断剖面图。三相线圈1由多个在区域A1中组成21个极的线圈组成，三相子线圈2由多个在区域A2中组成3个极的线圈组成。转子R由8对永久磁铁的磁极组成，并且由内燃机驱动旋转，图中未示出该内燃机。转子R起到发动机飞轮的作用。

再参考图1，三相主线圈1具有三个输出端U、V和W，该输出端分别连至循环转换器CC的U、V和W输入端。

图3说明了图1中循环转换器CC的结构，如图所示，该循环转换器CC由12个可控硅整流器组成SCR±(k=1,2…6)，其中六个可控硅整流器构成一个桥电路(此文中定义为“正转换器”)BC1，用于传送正电流，其余的六个可控硅整流器SCRK-构成另一个桥电路(此文中定义为“负转换器”)BC2用于传送负电流。

当具有24个极(其中三个用于产生同步信号以控制相应可控硅整流器SCRK±门)的连接至循环转换器CC的三相发电机被发动机驱动时，发动机机轴的每一转中将有8个三相交流电周期被提供到循环转换器CC。若发动机的旋转速度设为1200rpm到4500rpm(等同于频率范20Hz到75Hz)的范围，则发动机输出的三相AC频率是160Hz到600Hz，八倍于发动机的转速。

再次参考图1，三相主线圈1的三个输出端U、V和W分别连至循环转换器CC的每个正负转换器BC1和BC2的U、V和W输入端。循环转换器CC的输出端连接至一个LC滤波器3以用于消除循环转换器CC的输出电流的谐波成份。LC滤波器3的输出端被连接至输出电压检测电路5以用于检测谐波成份消除后的从LC滤波器3传出的输出电流电压，输出电压检测电路5具有连接至LC滤波器3的正输入端和连接至电源单元控制系统的地GND的负输入端，这样从输出电压检测电路5的正负输入端获得单相输出。

输出电压检测电路5具有一个连接至用以计算电路5的输出电压接近有效值的近似有效值计算电路8的输出端，电路8具有一个连接至比较器9的负输入端的输出端。参考电压产生电路10被连接至比较器9的正输入端以为电源单元产生一个参考输出电压值。比较器9具有一个连接至控制函数计算电路11的输出端，该控制函数计算电路按比较器的比较结果计算控制函数如，线性函数。

控制函数计算电路11具有一连接至幅度控制电路12的输出端，该电路12控制着从连接其上的正弦波振荡器13输出的具有工业频率50Hz或60Hz的正弦波幅度。即，幅度控制电路12送出一个幅度控制信号，该信号是响应于由控制函数计算电路11输出的控制函数按正弦波振荡器13输出的正弦波幅度产生的。

幅度控制电路12具有一个连接至所需波形成电路14的输出端，该电路14响应于来自电路12的幅度控制信号产生一个所需波。所需波形成电路14具有一个连接至启动角控制装置15的输出端以控制每一可控硅整流器SCRK±的门的启动角，该可控硅整流器SCRK±构成了循环转换器CC，该电路14的输出端还连接至比较器16的正输入端。

另外，输出电压检测电路5和所需波形成电路14的输出端也被连至功率因数检测电路19以检测功率因数，该检测以来自输出电压检测电路5的单相输出AC电流波与来自所需波形成电路14的所需输出波的比较结果为基础。功率因数检测电路19具有一个连接至接近有效值计算电路8的输出端。

图4A到4C说明的是来自输出电压检测电路5的检测波输出和来自所需波形成电路14的所需波输出。图4A说明的是一些值，这些值是在功率因数等于1的情况下获得的，图4B是一种情况，在该情况中功率因数小于1，并且负载具有延迟相位，并且图4C是一种情况，在该情况中功率因数小于1并且负载具有超前相位。

如图4A所示，当功率因数等于1时，检测波滞后于所需波一个固定的时间“X”，这个X等于发生在本实施例中的电源单元的相位滞后。当功率因数小于1时并且负载具有延迟相位时，检测波在相位上相对于所需波超前对应于功率因数减去固定时间“X”的延迟的量，而当功率因数小于1并且负载具有超前相位时，检测波相对于所需波滞后，滞后量对应于功率因数加上固定时间“X”的延迟。

图5A到5H是框图，用于解释产生指示按照检测波和所需波的比较结果检测出的功率因数的信号的方法。图5A说明的是检测波和所需波的关系，该关系以从图4A所示的所需波延迟固定时间“X”的状态来表达，同时，图5B说明的是检测波和所需波之间的关系，该关系以从图4B所示的所需波延迟固定时间“X”的状态来表达。延迟固定时间“X”的所需波将在此被称为“所需波2”。

首先，从所需波形成电路14来的指示所需波2的输出值被从指示每个图5A和5B中的输出电压检测电路5来的检测波的输出值中减去，以获得图5C和5B中的差波。然后，每一差波的输出值和所需波2的输出值时刻相互比较。当差波输出值和所需波输出值具有相同符号时，差波输出值是输出(图5F)，并且然后差波的采纳输出值的绝对值被采纳(图5H)，因为差波的计算输出值的绝对值包含着发生于本实施例电源单元中的噪音，等同该噪音的补偿值被从差波输出值的绝对值中减去。当减法结果是一个负值时，负值由“0”替代，然后差波的绝对值的区域表示被在一预定时间周期内积分。另外，积分区域的移动平均值被计算。然后，功率因数的值被按照计算出来的移动平均值由表或此类的使用来确定。这样，确定的功率因数的信号指示被获得。

另一方面，当差波的输出值和所需波2的输出值具有不同符号时，差波的输出值被设为“0”(图5E)。然而在图5A的情况下，功率因数等于“1”，并且这样差波的输出值和所需波2的输出值常常具有相反的符号，这样没有指示功率因数的信号被产生。

在上述描述方式中，功率因数检测电路19产生指示功率因数信号，并且来自输出电压检测电路5的输出电压的近似有效值被按照所产生的信号调整，该近似有效值由近似有效值计算电路8来计算。在电源单元的低功率因数负载条件下，由电路8计算的近似有效值被调整为一个低值以降低输出电压。

再次参照图1，启动角控制装置15包括正门控制设备15a以控制正转换器BC1的可控硅整流器SCRK+的门(此文中称为“正门”)启动角，以及一个负门控制器装置15b以控制负转换器BC2的可控硅整流器SCRK-的门(此文中称为“负门”)启动角。每个正负门控制装置15a、15b，都有6个比较器，图中未表，每个比较器比较所需波和此后将参考的同步信号(参考锯齿波)，并且当两波互相互一致时，启动相应的门。

比较器16具有连接至输出电压检测电路5的输出端的负输入端和一连接至正门控制装置15a和负门控制装置15b的输出端。比较器16比较来自输出电压检测电路5的输出电压与所需波，并且根据比较结果选择地送出一个高电平(H)信号和一个低电平(L)信号。

当H电平信号被从比较器16送出时，正门控制装置15a在负门控制装置15b被关阻期间被启通。另一方面，当L电平信号被从同一装置送出时，正门控制装置15a在负门控制装置15b被关阻期间被启通。

三相子线圈2的输出端被连至同步信号形成电路18。

图6说明了同步信号形成电路18的结构，如图中所示，电路18包括六个光耦合器PCK(k=1,2,…6)和六个二极管PCK(K=1,2,…,6)。

从三相子线圈2获得的三相交流电(即U相位电流、V相位电流、和W相位电流)的成份被提供给三相全波桥整流器FR，该FR由相应的六个光耦合器PCK的主发光二极管和六个二极管DK组成。由三相全波整流器FR整流的三相交流电全波的直流成份被由原边发光二极管变换成光，并且该光被由图中未示的与光耦合器PCK的主发光二极管相关的第二光敏元件转换成电流。简言之，对应于由三相全波整流器FR整流的三相交流全波的电流被从光耦合器的第二光敏元件输出。该电流被用于形成一个具有例如锯齿波形的同步信号以用于控制每一可控硅整流器SCRK±的门的相位控制角α(启动角)，如下文所详述。

图7说明了应用于三相AC电的U、V和W相位的相应的对之间的线到线电压变化以及光耦合器PCK的开启时间图。

假定线到线电压(U-V,U-W,V-W,V-U,W-U,W-V)在图7中改变，则来自三相全波整流器FR的全波整流输出的波形具有一个重复周期，该重复周期是从主线圈获得的每一线到线电压的波形的重复周期的六分之一，例如，当U-V电压是在相位角60°到120°之中时，在此U-V电压当所有线到线电压的最高值，光耦合器PC1和PC5成对地被打开(其它的光耦合器被关阻)，这样三相全波整流电路FR以与U-V电压对应的电压传送电流。即，三相全部整流器FR按与所有线到线电压的最大值对应的电压传送电流，这样，输出电压的重复周期对应于60°的相位角，并且这样便等于对应于360°相位角的主线圈三相输出电压的重复周期的六分之一。

图7还说明了每一可控硅整流器SCRK±的门的启动时序的一个可控制范围，此范围被设为120°到O°相位角范围，该相位角范围对应于线到线电压；在此用划阴影线指示的每个门的启动时序的两个举例说明。

按照这个时序图，正转换器BC1的每个门被启动以从此传送电流，并且负转换器BC2的每一个门被启通以吸收电流。

不必说明，这些门不需连续地开通于一个选定的可控范围部分中，但在由阴影部分(即对应于启动角120°和60°之一)指示的时序上预定脉中的加载使得如上的同样操作被执行。

图8A到8Q说明的是当正负转换器BC1和BC2的可控硅整流器SCRK±被在相应的启动角120°和60°启动时所获得的循环转换器的输出的波形举例。

图8A说明的是当正转换器BC1的每一可控硅SCRK+被在启动角α为120°时启动时获得的循环转换器CC的输出波形，以及图8B说明的是当负转换器BC2的每一可控硅SCRK-在启动角α为120°启动时获得的循环转换器CC的输出波形。另一方面，图8C说明的是当正转换器BC1的每一可控硅SCRK+在启动角α为60°启动时获得的循环转换器CC的输出波形，图8D说明的是当负转换器BC2的每一可控硅SCRK-在启动角α为60°启动时获得的循环转换器CC的输出波形。

当每一正转换器BC1的可控硅整流器SCRK+被在120°启动角启动时，循环转换器CC的输出波形表现为图8A的全波整流波形。当每一正转换器BC1的可控硅整流器SCRK+被在60°启动角α启动时，输出波形包含如图8C所示的谐波成份，然而这些谐波成份可以被连至循环转换器CC的输出端的低通滤波器来去除，这样，电流被以平均电压输出。如在此所述，假定提供至循环转换器的电源是一个具有24个极的三相发电机，以及发动机的旋转速度被设定是3600rpm，则下列方程给出了谐波成份的基本波的频率：

60Hz(=3600rpm)×8(-th harmonic)×3(phases)

    ×2(half waves(=l full wave))=2.88KHz

另外，通过在一个0°到120°的范围内变化正转换器BC1的每个可控硅整流器的启动角α，循环转换器CC能产生所需的正电压，该正电压具有一个在0到正全波整流电压范围内的平均电压。以同样的方式改变负转换器BC2的每一可控硅整流器的启动角α，循环转换器CC能产生一个所需负电压，该负电压具有在0到负全波整流电压范围内的平均电压。

下一步，将说明启动角α的控制方式。

图9说明了参考锯齿波，该锯齿波被产生以控制循环转换器的可控硅整流器的启动角。在图中说明的参考锯齿波被按相应的电流产生，该电流是从图6所示的光耦合器PCK的第二光敏元件中提取出来的。

用于正转换器BC1的可控硅整流器SCR1+的控制的参考锯齿波，例如，是一个在相位角120°到-60°范围内变化的电压并且在相位角0处假定0V。相邻波之间具有60°相位差的参考锯齿波相继地对应于SCRK+，即SCR1+,SCR6+,SCR2+,SCR4+,SCR3+和SCR5+。

另一方面，例如，用于控制负转换器BC2的可控硅整流器SCR1-的参考锯齿波是一个在水平零电压线上与可控硅整流器SCR1+锯齿波相对称的波，即与可控硅整流器SCR1+的锯齿波具有180°相位差的波。与正转换器BC1相似，相邻波之间具有60°相位差参考锯齿波相继地分别对应于可控硅整流器SCRK-，即SCR1-,SCR6-,SCR2-,SCR4-,SCR3-和SCR5-。

这样，12个锯齿波提供了分别参考波形以用于控制正负转换器BC1,BC2的可控硅整流器SCRK±。这些锯齿波被与所需波γ由图中未示的提供于12个通道中的比较器的应用比较，并且每一锯齿波与所需波形的交叉点确定了每一对应可控硅整流器SCRK±的启动角。

通过将正弦波做为所需波来正弦地改变启动角α，可以从循环转换器CC获得正弦输出波。

在图9中，启动角的可控制范围被从图7所示120°到0°的范围扩展到120°到-60°的范围。这样扩展启动角可控范围的原因如下：

在一般的启动角被在120°到0°范围内控制的循环转换器CC中，若当容性负载被连至其上的输出端并且同时正电势存在于负载端时，循环转换器的输出电压被控制降低，则发生每个可控硅整流器SCRK±的启动角和输出电压之间关系的不连续，这使得可以稳定输出电压。即，为在正电势存在于负载端时降低输出电压，需要在负载端吸收正电荷。然而，在一般的循环转换器中，启动角α被在120°到0°的限制范围内控制，对于正转换器BC1是可以在负载端吸收正电荷的，并且因此负转换器必须吸收此电荷。当负转换器BC2吸收正电荷时，由于从负转换器BC2来的输出电压可以如上所述地从负全波整流电压到0V改变，在负载端的正电荷突然降低至0V，造成一个输出电压的不连续。若启动角的可控制范围被扩展至120°到-60°，则可以由负转换器BC2吸收正电荷，这样达到了正输出电压，这样在输出电压中不发生不连续，因此，使得可以保证控制的稳定。

然而，若控制范围被如此地扩展至负端，如图10所示，正负转换器BC1和BC2的输出范围便相互重叠，这样便有两个所需波γ和每一锯齿波的交叉点TO1和TO2，并且这样，可以判断正负转换器BC1和BC2的哪一个应被选择用来对应于可控硅整流器SCRK±之一启动门。为解决这个问题，在本实施例中，正负转换器BC1和BC2之一被如上所述按照比较器16的比较结果选择。

参考图1，同步信号形成电路18的输出端被连至正门控制设备15a和负门控制设备15b。在同步信号形成电路18和正负门控制设备15a,15b之间的连接线各自由六个信号线组成，该信号线被连到每个门控制装置15a和15b的六个比较器的相对应的比较器上以向他们提供相应的锯齿波，该锯齿波具有在图9所示的时序图上按图9所说明的扩展的锯齿波部分。

正控制装置15a的六个比较器的输出端被连至正转换器BC1的可控硅整流器SCRK+的相应的整流器的门上，与此同时，负控制设备15b的六个比较器的输出端被连接至负转换器BC2的可控硅整流器CRK+的相应的整流器的门上。

虽然在本发明实施例中，同步信号形成电路18被构造成其响应于从三相子线圈2来的三相输出形成同步信号(参考锯齿波)，但对此并不做限制，但是可采用单相子线圈来代替三相子线圈2以响应于单相输出形成同步信号。

下面，将说明如上构造的电源单元。

当转子R为发动机驱动转动时，在如上所述的三相主线圈1的三相输出端之间产生电压。然而，当每个可控硅整流器SCRK+的门由启动角控制装置启动时，循环转换器CC传送电流，并且滤波器3去除该电流中的谐波成份。输出电压检测电路5检测电流的电压。近似有效值计算电路8在如此检测的电压的基础上计算电压的近似有效值并且产生指示所计算的近似有效值的信号。

比较器9比较近似有效值和来自参考电压产生电路10的参考电压值，并且控制函数计算电路11按比较结果计算控制函数并输出所计算的函数。详细地说，控制函数计算电路11计算出线性函数，这样线性函数的比例系数(比例常数)被增加，此增加发生于来自参考电压产生电路10的参考电压与来自近似有效值计算电路8的近似有效值差值为大时。

幅度控制电路12产生一个控制信号用以控制从正弦波振荡器13输出的50Hz和60Hz的正弦波的幅度，这个控制基于如此计算的控制函数，并且所需波形成电路14按控制信号形成所需波并将其输出。

功率因数检测电路19执行一个比较，比较做为指示单相AC输出的检测电压的来自输出电压检测电路5的检测波和来自所需波形成电路14的所需波以生成一个指示功率因数的信号。然后，由近似有效值计算电路8计算的输出电压的近似有效值被按产生信号进行调整。例如，当电源单元在低功率因数负载条件下时，近似有效值被调整至一个低值以降低输出电压。

预定上下限值被提供给来自所需波形成电路14的输出或控制信号，并且所需波形成电路14被构造成不能产生高于上限或低于下降值的电压值。即，来自比较器9的输出值增加使得来自控制函数计算电路11的线性函数的比例系数增加，来自所需波形成电路14的所需波形被从正弦波改变成一个矩形波。

比较器16比较来自所需波形成电路14的所需波和来自输出电压检测电路5的检测波。当前者在电压上高于后者时，高电平(H)信号被从比较器16输出以启通正门控制装置15a，而当前者在电压上低于后者时，低电平(L)信号被从比较器16输出以启动负门控制装置15b。

被选择的正门控制装置15a和负门控制装置15b之一的比较器各自比较来自所需波形成电路14的所需波和来自同步信号形成电路18的对应锯齿波，并且当所需波与锯齿波一致或相交时，一个具有预定波长的脉中被从门控制装置15送至对应的可控硅整流器SCRK±之一的门以控制其启动角。

图11A到11C说明了本实施例的电源单元所产生的50Hz的输出波形举例。图11A说明了当电源单元处于无负载条件下产生的输出波形，图11B是在额定的负载条件下的输出波形，并且图11C是一个超负载条件下的输出波形。

如这些图所述，当一个超负载加至电源单元时，循环转换器的输出波形被从一个正弦波改变成一个矩形波，该改变取决于所加载过度负载的程度，即来自参考电压产生电路10的参考电压和近似有效值计算电路8的近似有效值的差值。

虽然在本实施例中，所需波形按负载条件被从正弦波改为矩形波，但对此并不做限制，但当电源单元被构造成输出电压由最大幅度限制时，所需波的幅度可以被按照负载条件增加。

如上所述，按照本实施例，功率因数检测电路19产生一个指示功率因数的信号，并且由近似有效值计算电路8所计算的输出电压的近似有效值被按产生信号调整。特别，在电源单元低功率因数负载条件下，近似有效值被调整为一个低值以降低输出电压，以启通电源单元以维持其操作的稳定。

另外，在本实施例中，被与发生于电源单元中的相位滞后所等同的固定时间间隔“X”所延迟的所需波被按所需波2设置，并且功率因数被按上述方式检测以产生一个指示所检测功率因数的信号。这样，按照本发明，可以不考虑等同于发生在电源单元中的相位滞后的固定时间间隔“X”来检测功率因数，并且不需任何电流检测。

虽然在上述实施例中，功率因数检测电路19由硬件组成，但对此不做限制，但在本实施例中由功率因数检测电路19所执行的控制处理被例如微机和软件的使用来执行。

另外，使用于本实施例的功率因数检测方法不仅在电源单元采用循环转换器时有效，而且有效于任何其它的在所需波基础上控制其输出电压和具有用于检测输出电压的输出电压检测装置的电源单元。

Claims (11)

1．一种便携式的电源单元，包括：

可变控制桥电路装置；

所需波形信号产生装置，用于产生指示具有所需频率的所需波形的所需波形信号；

开关控制装置，用于基于所述所需波形信号执行所述可变控制桥电路装置的开关控制，以使所述可变控制桥电路装置产生一交流电流输出；

输出波形检测机构，用于检测所述交流输出的波形以产生一个指示该交流电流输出的所述检测波形的输出波形信号；

功率因数检测装置，用于通过比较所需波形信号和所述输出波形信号来检测功率因数以产生指示所述功率因数的功率因数信号；以及

输出电压控制装置，用于基于所述功率因数信号控制所述交流电流输出的电压。

2．如权利要求1所述的便携式的电源单元，其中所述功率因数检测装置包括波形差信号产生装置以用于检测所述所需波形信号和所述输出波形信号差以产生一个指示所述差的波形差信号，以及功率因数信号产生装置以用于当所述波形差信号和所述所需波形信号具有相反符号时减少所述波形差信号至零和当所述波形差信号和所述所需波信号具有相同符号时输出所述波形差信号的绝对值以由此产生所述功率因数信号。

3．如权利要求1或2所述的便携式电源单元，包括较正装置以用于按照发生于所述便携式电源单元中的相位滞后较正所述所需波形信号以产生一较正的所需波形信号，并且其中所述功率因数检测装置通过比较所述较正的所需波形信号和所述输出波形信号检测所述功率因数。

4．一种便携式电源单元，包括：

具有三相输出绕组的磁力发电机；

一对连接至所述三相输出绕组和相互反并联连接以形成循环转换器的可变控制桥电路以用于产生加载至一负载的单相交流电，所述单相交流电具有一所需频率；

一响应于驱动信号的桥驱动电路，用于使所述可变控制桥电路对被交替地开关以操作所述单向交流电的每一个半个重复周期，以此使所述循环控制器产生所述单相交流电流；

所需波形信号产生装置，用于产生指示所需波形的所需波形信号以控制所述驱动信号；

输出波形检测装置以用于检测所述单相交流电的波形以产生所述单相交流电流的所检测波的输出波形信号；

功率因数检测装置以用于通过比较所述所需波形和所述输出波形信号检测功率因数以产生指示所检测功率因数的功率因数信号；以及

输出电压控制装置，用于按所述功率因数信号控制所述单相交流电压。

5．如权利要求4的便携式电源单元，其中所述输出电压控制装置包括比较装置以用于比较所述功率因数和预定值，以及一个输出电压控制电路以用于当所述功率因数低于所述预定值时降低所述单相交流电的所述电压。

6．如权利要求5的便携式电源单元，其中所述功率因数检测装置包括波形差信号产生装置以用于检测所述所需波形信号和所述输出波形信号的差以产生一个指示所述差的波形差信号，以及功率因数信号产生装置以用于当所述波形差信号和所述所需波形信号具有相反符号时减少所述波形差信号至零和当所述波形差信号和所述所需波形信号具有相同符号时输出所述波形差信号的绝对值以产生所述功率因数信号。

7．如权利要求5或6所述的便携式电源单元，包括较正装置以用于按照发生于所述便携式电源单元中的相位滞后较正所述所需波形信号以产生一个较正的所需波形信号，和其中所述功率因数检测装置通过比较所述较正的所需波形信号和所述输出波形信号检测所述功率因数。

8．如权利要求4所述便携式电源单元，包括同步信号生成电路以用于形成一个与所述磁力发电机输出频率同步的同步信号，和其中所述驱动信号按所述所需波形信号和所述同步信号被控制。

9．如权利要求5或6所述的便携式电源单元，包括一输出电压检测电路以用于检测所述单相交流电流的所述电压，以及一个输出电压调整电路以用于比较由所述输出电压检测电路所检测的所述电压和一个所需电压以控制所述桥驱动电路，该驱动的方式为所述单相交流电流的所述电压被基本上维持在一个固定值上。

10．如权利要求8所述的便携式电源单元，其中所述磁力发电机具有一个磁转子，一个具有多个磁极的定子，所述磁极由多个组成，其上绕有所述三相输出绕组，以及其它的磁极，以及绕在所述其它磁极上的信号绕组，所述同步信号从所述绕在所述其它磁极上的信号绕组上提出。

11．如权利要求10所述的便携式电源单元，其中所述磁力发电机被一具有飞轮的内燃机驱动，所述磁转子也作为所述发动机的所述飞轮。

Images