CN1197554A - 低损耗大功率换流器 - Google Patents

低损耗大功率换流器 Download PDF

Info

Publication number
CN1197554A
CN1197554A CN96197228A CN96197228A CN1197554A CN 1197554 A CN1197554 A CN 1197554A CN 96197228 A CN96197228 A CN 96197228A CN 96197228 A CN96197228 A CN 96197228A CN 1197554 A CN1197554 A CN 1197554A
Authority
CN
China
Prior art keywords
semiconductor switch
power semiconductor
current
current inverter
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN96197228A
Other languages
English (en)
Inventor
曼弗雷德·布鲁克曼
阿克塞尔·默滕斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of CN1197554A publication Critical patent/CN1197554A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/521—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
    • B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4811—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having auxiliary actively switched resonant commutation circuits connected to intermediate DC voltage or between two push-pull branches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

一种低损耗大功率换流器。依照本发明,每个换流器相(2)由一上半桥和一下半桥(6、8)构成,这两个半桥分别含有两个带反并联的二极管(D1、D2及D3、D4)的大功率半导体开关(T1、T2及T3、T4),其中大功率半导体开关(T1、T2或T3、T4)的一个连接点(10、12)利用一去耦二极管(D5、D6)分别与直流电压中间电路(4)的连接点(M)连接,备有一个由一上辅助开关和一个辅助开关(16、18)和一谐振电感(LR)构成的辅助电路(14)并且为换流器相(2)的大功率半导体开关(T1……T4)至少备有一个谐振电容器(CR)。这样就实现了一个低损耗大功率换流器,该换流器将三点式换流器的优点与辅助谐振换向极(ARCP)－换流器的优点综合在一起。

Description

低损耗大功率 换流器
本发明涉及一种低损耗大功率换流器。
几年来一直宣传作为通用的注入电压的脉冲换流器的替代方案的用于传动技术的谐振换流器，旨在大幅度地降低开关损耗和最佳地利用由此产生的诸如功率密度较高、开关频率较高等优点。另外基于在开关过程中负载小的原因之故，因而半导体可以开关控制较高的电流且因此所能承受的满载荷可以更高。
其缺点是，对为形成开关过程中的电流和电压变化必须附加采用的部分有源和无源器件将付出很大的额外代价。在部分开关器件上将产生较高的峰值电流和峰值电压。另外在一些谐振换流器中还必须采用完全不同于迄今方式的控制方法。
一种与其它电路相比只有微量限制的方案被称作辅助谐振换向极(ARCP)换流器。在ARCP换流器中不会出现高于脉冲换流器中的开关器件的峰值负载并且可以采用已知的控制方法且仅需就静止时间和最短脉冲时间进行适配。对器件和控制电子部分付出的额外代价适中并且必须结合所实现的优点，同时对照惯用的卸载网络综合进行考虑。
在R.W.De Doncker和J.P.Lyons发表于电气与电子工程师学会-LAS年会会议录1990，1228至1235页中的题为“辅助谐振换向极变换器”中对ARCP-换流器的工作方式做了记载。在这样一个ARCP换流器中谐振电容器与每个大功率半导体开关关联。另外有一个由与谐振电感串联的辅助开关构成的辅助电路，该辅助开关将直流电压-中间电路-电容器的中点与换流器相的输出端子连接。作为辅助开关备有两个带反并联的二极管的半导体开关，这些二极管串联，从而使其阴极-或发射极-或源极-端子相互连接在一起。作为半导体开关可以采用SCRs(对称截止晶闸管)、GTOs(门电路断开晶闸管)、ZTOs(齐纳断开晶闸管)或MCTs(MOS控制晶闸管)。作为大功率半导体开关例如可以采用GTOs、MCTs、IGBTs(绝缘门双极晶体管)或LTRs(大功率晶体管)。
在用自动换流器对较大功率的三相用电器，例如在兆瓦范围的三相电机馈电时，则存在对高压范围内的相同电压的要求。为满足此要求，根据目前的半导体技术水平必要时必须将半导体器件串联。
在M.德姆罗、K.豪伊曼、H.于尔根森和G.施比斯发表于国际动力工程会议-横滨′95会议录，1634至1638页的题为“在谐振变换器中IGBT的串联”中揭示了一种谐振换流器，其桥臂整流器分别由一个由三个IGBT构成的串联电路构成。每个大功率开关器都备有一个谐振电容器。
每个桥臂的二个器件的串联电路的一种有利的方案是扩展的三相电流桥电路。在该电路中对应于端子o，交流端子的电压可取三个值+Ud/2、零和-Ud/2。所以它也被称做自动三点式换流器或三点式换流器。
本发明的目的在于，提出一种大功率换流器，其大功率半导体开关应能低损耗地进行开关控制。
本发明的目的是这样实现的，即设置一个具有如权利要求1所述特征的换流器。
由于每个分别与一由两个电容器的串联电路构成的直流电压-中间电路并联的换流器相具有一个分别有两个大功率半导体开关的上半桥和下半桥，所述半导体开关的连接点分别通过一个去耦二极管与直流电压-中间电路的两个电容器的连接点连接，因而实现一个三点式换流器相的结构。该三点式换流器相还备有其它的器件。这些其它的器件是一个辅助电路和为换流器相的大功率半导体开关至少备有一个谐振电容器。辅助电路由分别用于换流器的上半桥和下半桥的一个辅助开关构成，这两个辅助开关与一谐振电感连接。该辅助电路将换流器相的输出端子分别与直流电压中间电路的两个电容器的中间端子连接。其中辅助开关的端子与直流电压中间电路的电容器的中间端子并且谐振电感的端子与换流器相的输出端子连接。
通过该辅助开关振荡回路接线(谐振电感和至少一个谐振电容器)被接通或断开。从而实现了对换流器相的大功率半导体开关的开断瞬间的确定，从而可以采用通常的脉冲宽度调制方法。因此该换流器相的大功率半导体在电压为零时可通过该器件接通和断开(零电压换向(ZVS)原理)。该辅助电路的辅助开关按照零电流换向(ZCS)原理同样可以开断去载工作。在采用ZCS原理工作时辅助开关在电流为零时接通和断开。即在该换流器相采用的半导体开关进行低损耗通断。
这样就实现了一个作为具有权利要求1所述特征的低损耗大功率换流器的三点式的ARCP换流器，这种换流器将三点式换流器的优点与ARCP换流器的优点结合在一起，其中至少仅需采用一个谐振电容器。
在低损耗大功率换流器的换流器相的一个有益的实施形式中替代辅助电路中的谐振电感备有两个谐振电感，这两个谐振电感分别与一个辅助开关串联。
有关低损耗大功率换流器的换流器相的进一步有益的实施方式请参见从属权利要求3至12。
下面将对照附图对本发明作进一步的说明，在附图中对低损耗的大功率换流器的换流器相的实施例作了图示。
图1为本发明的低损耗大功率换流器的换流器相的第一实施形式；
图2为该换流器相的有益的实施形式；
图3至5为换流器相的进一步实施形式；
图6为将图1和图3的实施形式结合在一起的换流器相的实施形式；
图7为由图3和图4的实施形式构成的一实施形式；
图8为将图1、3和4的实施形式结合在一起的换流器相的实施形式。
图1中示出低损耗大功率换流器的换流器相2的结构，其中该换流器相2并联接在直流电压-中间电路4上。换流器相2具有一个上面的半电桥6和一个下面的半电桥8，它们分别含有两个带有反并联的二极管D1、D2和D3、D4的大功率半导体开关T1、T2和T3、T4。大功率半导体开关T1和T2或T3和T4的连接点10或12利用一去耦二极管D5或D6与直流电压-中间电路4的两个电容器Co和Cu的连接点M连接。
直流电压-中间电路4的电容器Co或Cu分别被分成两个容量相同的电容器Co1和Co2或Cu1和Cu2，其电容值分别是直流电压  中间电路4的电容器Co或Cu的电容值的两倍。作为直流电压-中间电路4的电容器Co或Cu也可以是一个带有中间抽头的电容器。
另外，该换流器相2具有辅助电路14，该辅助电路由一上辅助开关16和一下辅助开关18以及一个谐振-电感LR构成。这两个辅助开关16和18与谐振-电感LR串联。辅助开关16及18分别由两个带有反并联的二极管D7和D8或D9和D10的半导体开关T7和T8或T9和T10构成。通过该辅助开关16或18，电容器Co1和Co2或Cu1和Cu2的连接点20或22经谐振-电感LR与换流器相2的输出端子24连接。
另外至少为换流器相2的大功率半导体开关T1......T4配备一个谐振-电容器CR，该谐振电容器接在换流器相2的输出端子24与直流电压-中间电路4的连接点M之间。
采用诸如GTOs、MCTs、IGBTs或LTRs等可断开的大功率半导体开关作为大功率半导体开关T1......T4，其中在附图中示出的是GTOs。作为辅助电路16和18的半导体开关T7......T10可以采用SCRs、GTOs、ZTOs或MCTs，其中例如在附图中示出的是GTOs。
图2示出换流器相2的一种有益的实施形式，其中对与图1相同的器件用相同的附图标记加以标示。对照图1的实施形式，在图2中用两个谐振电感LR1和LR2替代一个谐振电感LR。这两个谐振电感LR1和LR2分别与一个辅助开关16或18串联。另外对照换流器相2的实施形式用两个谐振电容器CR1和CR2替代谐振电容器CR。两个谐振电感LR1和LR2也可以与图1的谐振电容器CR结合在一起使用。
图3的换流器相2的实施形式与图1的实施形式的区别在于，用两个谐振电容器CR1和CR2替代一个谐振电容器CR。这两个谐振电容CR1和CR2分别与上半桥6和下半桥8的外部功率半导体开关T1和T4电力并联。在其它方面，该实施形式与图1所示实施形式完全一致。
图4的换流器相2的实施形式与图1的实施形式的区别在于，用两个谐振电容器CR11和CR12替代一个谐振电容器CR。谐振电容器CR11及CR12设置在上及下功率半导体开关T1和T2或T3和T4的连接点10或12与直流电压中间电路4的两个电容器Co和Cu的连接点M之间。在其它方面，该实施形式与图1的实施形式相同。
图5的换流器相2的实施形式与图1的实施形式的区别在于，用两个谐振电容器CRo和CRu替代一个谐振电容器CR。谐振电容器CRo或CRu与上半桥6或下半桥8的大功率半导体开关T1和T2或T3和T4并联。在其它方面，该实施形式与图1的实施形式相同。
图6的换流器相2的实施形式是图1和图3实施形式的结合，与此相比图7的换流器相2的实施形式是图3和图4实施形式的结合并且图8的换流器相2的实施形式是图1、3和4的实施形式的结合。
图1和3至8的换流器相2的实施形式分别仅具有一个谐振电感LR。替代该谐振电感LR，图1和3至8的换流器相2的实施形式也可以有如图2所示的两个谐振电感LR1和LR2。
下面将借助由下功率半导体开关T3和T4到上功率半导体开关T1或D1和T2或D2(说明部分A)以及反向(说明部分B)的换向过程，对本发明低损耗大功率换流器的图3的换流器相2的工作方式加以说明。其中设定，负载电流iL经大功率半导体开关T3和T4向换流器相2流动。为实现换向过程，必须由直流电压中间电路4的连接点M产生不同的电压(在此例如通过采用直流电压中间电路4的电容器Co和Cu的附加分压形成1/4Ud、3/4Ud)。这些电压通过辅助开关16和18加在谐振电感LR上并因此在中间点起着电源作用。
A)相输出电压由电流-Ud/2向电位+Ud/2的换向：
1)大功率半导体开关T4的断开：
由于负载电流iL顺换流器相2的方向流动，大功率半导体开关T3和T4对电流进行控制。谐振电容器CR2放电并且谐振电容器CR1被充电到+Ud/2。辅助开关18在电流为零时(零电流换向)因此被无损耗地接通，从而在谐振电感LR上一个由于1/4 Ud的接入而形成的正电流与由大功率半导体开关T3和T4控制的负载电流iL叠加。一旦电流iL和iR(流经谐振电感LR的电流)的和大得足以实现设计开关速度时，则大功率半导体开关T4在电压零的情况下因此无损耗地(零电压换向)被断开。和电流被换接到并联的谐振电容器CR2上。一旦在大功率半导体开关T4上的电压达到值+Ud/2时，去耦二极管D6开始导通，从而使换流器相2的输出端子24与直流电压中间电路4的连接点M连接。电流iR和iL的和流经大功率半导体开关T3和去耦二极管D6。这时在谐振电感LR中的电流iR通过电路辅助开关18、谐振电感LR、大功率半导体开关T3和去耦二极管D6被电压-1/4 Ud抵销。由于否则辅助开关18必须断开并且辅助开关16必须接通，此点对辅助开关不再无损耗地(零电流换向)出现，换句话说出现的过压将会对开关器件造成危害，所以这时在换流器相2内不得有其它的换向。接着大功率半导体开关T2被无损耗地接通。从而为电流过零的情况建立了相应的电路。
当负载电流iL大得足以使电压自己并充分迅速地实现换向，则辅助开关18不会被触发并且大功率半导体开关T4被直接断开。在此情况时就节省了在大功率半导体开关T4和T3和辅助开关16和18中的损耗。以下的过程与所述过程相同。
2a)断开大功率半导体开关T3(负载电流iL方向保持不变)：
在谐振电感LR无电流后，辅助开关16被无损耗接通(零电流换向)。谐振电感LR在电压1/4 Ud上被充磁。一旦电流和iL和iR充分大时，则大功率半导体开关T3被断开。电流通过二极管D2换向至与大功率半导体开关T1并联的谐振电容器CR1上，该电容器这时由+Ud/2放电至零。这时大功率半导体开关T1被无损耗地接通(零电压换向)。大功率半导体开关T3的触发电压转换到值Ud/2上，从而使电压Ud/加在换流器相2的输出端子24上。谐振电感LR被-1/4Ud去磁。而且在这里辅助开关16将被断开，直至谐振电感LR去磁完毕。
当电流大到足以使电压自动并且充分地实现换向时，则辅助开关16不会被触发并且大功率半导体开关T3被直接断开。在此情况时节省了在大功率半导体开关T3和辅助开关16上的损耗。
2b)断开大功率半导体开关T3(负载电流iL改变符号)：
由于电流iL过零点势必造成这时负载电流iL流经电路去耦二极管D5和大功率半导体开关T2。在谐振电感LR无电流后，辅助开关16被无损耗地接通(零电流换向)。谐振电感LR在电压1/4Ud上被充磁，从而使负载电流iL这时换向到电路辅助开关16和谐振电感LR上。去耦二极管D5和大功率半导体开关T2因此无电流。经辅助开关16和谐振电感LR附加输入的电流iR流经大功率半导体开关T3和去耦二极管D6。一旦电流差iR-iL充分大时，则大功率半导体开关T3被断开。电流通过二极管D2换向到与大功率半导体开关T1并联的谐振电容器CR1上，该电容器这时由+Ud/2被放电到零。这时大功率半导体开关T1被无损耗地接通(零电压换向)。在大功率半导体开关T3上的电压转换到值Ud/2上，从而使电压Ud/2加到换流器相2的输出端子24上。谐振电感LR被-1/4 Ud去磁。而且这里辅助开关16将被断开，直至谐振电感LR被去磁。大功率半导体开关T1和T2的断开过程与上述大功率半导体开关T3和T4的断开相同。
3)快速换向：
由谐振电感LR的去磁时间将产生一定的最短停留状态±Ud/2和零，这些状态有时是不希望出现的并可以通过由-Ud/2向+Ud/2的快速换向加以避免。这种换向过程既可以通过辅助开关16的触发，又可以通过辅助开关18的触发加以实现，其中应选择由辅助开关18控制的充磁时间稍长于由辅助开关16控制的标准换向时间。在采用此方法时，一旦电流iL和iR的和超过一定的释放极限值，大功率半导体开关T4首先被断开。iL和iR的和电流换向到与大功率半导体开关T4并联的谐振电容器CR2上。一旦在大功率半导体开关T4上的电压达到值+Ud/2时，去耦二极管D6开始导通，从而使电压零加到换流器相2的输出端子24上。电流iR和iL的和流经大功率半导体开关T3和去耦二极管D6。这时大功率半导体开关T3被断开，从而使电流iR和iL经二极管D2换向到与大功率半导体开关T1并联的谐振电容器CR1上，该电容器这时由+Ud/2放电到零。这时大功率半导体开关T1和T2被无损耗地接通。谐振电流iR消磁并且二极管D1和D2导通负载电流iL。
B)相输出电压由电位+Ud/2变换到电位-Ud/2：
1)反并联二极管D1的断开过程：
电流iL和iR在瞬间流经反并联的二极管D1和D2。为实现这些晶体管D1和D2的换向，负载电流iL必须被换接到谐振电感LR上并且附加的电流iR-iL必须被换接到大功率半导体开关T1和T2上。此点通过辅助开关16的触发加以实现。电流iR升高超过值iL，直至在谐振电感LR中已存储了换向所需的能量。一旦实现该状况，则大功率半导体开关T1被断开并且用在谐振电感LR中剩余的电流(iR-iL)对谐振电容器CR1再充电，从而使电压Ud/2加在大功率半导体开关T1上。谐振电感LR通过回路去耦二极管D5、大功率半导体开关T2、-Ud/4和谐振电感LR去磁。在此时间内大功率半导体开关T3无损耗地在电压消失的情况下被接通。负载电流iL接着继续流经大功率半导体开关T3、去耦二极管D6和连接点M。
2a)电压-Ud/2加在换流器相2的输出端子24上(电流的符号不改变)：
为此必须接通辅助开关18，负载电流iL换向到支路谐振电感LR、辅助开关18和-1/4 Ud上。谐振电感LR中的电流iR升高，直至达到负载电流iL以及用于换向所需的能量(通过去耦二极管D5和大功率半导体开关T2馈送)。这时大功率半导体开关T2被无损耗地断开并接收电压。在电压零时大功率半导体开关T4被无损耗地接通，这是因为D3和D4导通谐振电流iR。谐振电感LR被电压Ud/4去磁。
2b)电压-Ud/2加在换流器相2的输出端子24上(电流的符号改变)：
负载电流iL流经去耦二极管D5和大功率半导体开关T2。在此情况时电流iL的方向比上述符号变换后的换向过程更为有利。辅助开关被无损耗地接通。一附加的电流与流经去耦二极管D5和大功率半导体开关T2的电流相叠加，直至达到换向所需的能量。这时大功率半导体开关T2被无损耗地接通并接收电压。在电压为零时，大功率半导体开关T4被无损耗地接通，这是因为二极管D3和D4导通谐振电流iR之故。谐振电感LR被电压Ud/4消磁。
3)快速二极管换向：
同样与在大功率半导体开关T1......T4中相同，在二极管空载时可快速地实现由电压+Ud/2向-Ud/2的转换。在谐振电感LR通过辅助开关16或18被相应预通电流后(与在二极管空载时相同，负载电流iL被换接至辅助支路)，一旦负载电流iL与谐振电流iR的差超过一定的释放极限值，则首先大功率半导体开关T1被断开。其中通常释放极限值选得要高于在标准换向时的释放极限值。剩余的电流换向到与大功率半导体开关T1并联的谐振电容器CR1上。一旦在大功率半导体开关T1上的电压达到值+Ud/2时，去耦二极管D5导通，从而使电压零加在换流器相2的输出端子24上。谐振电流iR和负载电流iL的差流经大功率半导体开关T2和去耦二极管D5。这时大功率半导体开关T2被断开，电流通过二极管D3换向到与大功率半导体开关T4并联的谐振电容器CR2上，该电容器这时由+Ud/2被放电到零。由于二极管D3和D4导通谐振电流iR，故当电压为零时，大功率半导体开关T3和T4被无损耗地接通。谐振电感LR去磁。
替代上述的重叠工作方式(辅助开关16和18的导通时间与待断开的大功率半导体开关T1......T4的导通时间相重叠)，也可以设置没有重叠的导通时间的工作方式。就本发明的大功率换流器，下面将借助由低损耗大功率换流器的换流器相2下面的大功率半导体开关T3、T4向上面的大功率半导体开关T1及D1、T2及D2的换向过程对该选用工作方式作进一步说明。
其中参照图3的换流器相2。
设定，负载电流iL顺换流器相2的方向流经大功率半导体开关T3和T4。
A)换流器相2的输出端子24上的电位由-Ud/2经电位零变换成+Ud/2：
1)断开大功率半导体开关T4：
由于电流iL顺换流器相2的方向流动，大功率半导体开关T3和T4导通电流iL。振荡回路电容器CR2被放电并且谐振电容器CR1被充电到+Ud/2。首先大功率半导体开关T4被断开。负载电流iL换向到谐振电容器CR2上并开始对后者充电。当负载电流iL充分大时，电压可以充分迅速地升高。至少在负载电流小的情况下建议附加采用辅助电路14。在大功率半导体开关T4消弧后由谐振电感LR对辅助开关18卸载并因此辅助开关可被无损耗接通。在谐振电感LR中由于1/4 Ud的接入产生一正的谐振电流iR，该正的谐振电流在大功率半导体开关T3和谐振电容器CR2中与负载电流iL叠加并随之加速了换向过程。一旦在谐振电容器CR2上的电压超过值Ud/4时，谐振电流iR再次变小。一旦在谐振电容器CR2上的电压并随之在大功率半导体开关T4上的电压达到值+Ud/2时，去耦二极管D6开始导通。换流器相2位于零状态。在此时刻谐振电流iR重新减小。负载电流iL这时流经大功率半导体开关T3和去耦二极管D6。大功率半导体开关T2被无损耗地接通。采用此方式为电流过零的情况建立了相应通路。
2a)断开大功率半导体开关T3(负载电流iL保持方向不变)：
大功率半导体开关T3被断开。电流iL通过二极管D2换向到与大功率半导体开关T1并联的谐振电容器CR1上，该电容器此时由电位+Ud/2被放电到零。而且在这里当必要时可接入用于加速换向过程的辅助电路14。为此可以无损耗地接通辅助开关16。谐振电感LR在电压UCR1-1/4 Ud上被充磁并且在换向过程的接续过程中又被消磁。在大功率半导体开关T3上的电压变换到值Ud/2上。因此电位Ud/2加在换流器相2的输出端子24上。二极管D1接收负载电流iL。此时二极管D1和D2因此导通。
2b)大功率半导体开关T3被断开(负载电流iL改变其符号)：
由于电流iL过零导致这时负载电流iL流经电路去耦二极管D5和大功率半导体开关T2。换接过程这时基本与-Ud/2加在输出端子24时的过程相同；但参与的是镜象部件。首先大功率半导体开关T3被断开。由于大功率半导体开关T3无电流，故此点不发生作用。接着辅助开关16被无电流地接通。谐振电感LR在电压1/4 Ud上被充磁，负载电流iL这时换向到辅助电路16和谐振电感LR上。去耦二极管D5和大功率半导体开关T2因此无电流。去耦二极管D5的反向电流将导致附加电流(|IR|-|IL|＞0)对谐振电感LR的过载，该附加电流与上述工作方式相同将用于加速电容器电压的再充电。在二极管反向电流中断后，该差电流流经二极管D2，进入谐振电容器CR1。随之在谐振电容器CR1上的电压由电位Ud/2变换到零，从而使电位+Ud/2这时加在换流器相2的输出端子24上。尚未被完全减少的剩余电流iR-iL这时流经二极管D1，从而使电压零加在大功率半导体开关T1上并使大功率半导体开关被无损耗地接通(零电压换向)。当二极管反向电流不足以使谐振电容器CR1完全放电时，则大功率半导体开关T1必须在最小阻断电压(约Ud/2的20％)的瞬间被接通。由于谐振电容器CR1向大功率半导体开关T1放电产生的损耗通常与惯常的接通过程中的接通损耗相比要少。大功率半导体开关T1和T2的断开过程与上述大功率半导体开关T3和T4的断开过程相同。
B)相输出电压由电位+Ud/2经电位零变换到-Ud/2：
1)反并联二极管D1的断开过程：
电流iL在瞬间流经二极管D1和D2。为实现二极管D1和D2的换向，负载电流iL必须转接到谐振电感LR上。此过程通过接通辅助开关16启动。谐振电流iR升高，超过负载电流iL值，直至二极管D1的反向电流被中断。当二极管反向电流充分大时将在谐振电感中LR中存贮换向过程所需的能量。一旦二极管D1截止，则谐振电容器CR1将被谐振电感LR中的剩余电流(iR-iL)再充电。大功率半导体开关T1接收电压Ud/2。谐振电感LR经去耦二极管D5和大功率半导体开关T2被Ud/4去磁。在此时间内大功率半导体开关T3在电压零情况下被无损耗地接通，负载电流iL接着流经大功率半导体开关T3、去耦二极管D6和连接点M。当二极管D1的反向电流不足以使谐振电容器CR1上的电压完全换向时，则大功率半导体开关T3在剩余电压的情况下必须被接通，其中谐振电容器CR1被更为迅速地放电到零。但产生的损耗能量相对较小。
2a)电位-Ud/2加在换流器相2的输出端子24上(电流没有改变其符号)：
为此可以首先将大功率半导体开关T2断开(无电流，无作用)。接着必须将辅助开关18接通，从而使负载电流iL换向到支路谐振电感LR、辅助开关16、1/4 Ud。在电感LR中的电流iR升高，直至该电流达到负载电流iL以及去耦二极管D6的反向电流并随之达到用于换向所需的能量。在此瞬间去耦二极管D6和大功率半导体开关T2开始接收电压(D6截止)。在电压零时大功率半导体开关T4被无损耗地接通，这是因为二极管D3和D4导通附加电流iR。谐振电感LR被电压Ud/4去磁。在二极管反向电流过小时在这里还需要在电压最低的情况下有效地接通大功率半导体开关T4。
2b)将-Ud/2电位加在换流器相2的输出端子24上(电流改变其符号)：
负载电流iL流经去耦二极管D5和大功率半导体开关T2。电流iL的方向在此情况时比上述符号变换后的换向过程中的电流方向更为有利。开关T2被断开，负载电流iL换接到二极管D3和谐振电容器CR2上，该电容器随之被放电。为加速换向过程辅助开关18被无损耗地接通。一个附加的电流与谐振电容器CR2的放电电流叠加。在电压零时，由于二极管D3和D4导通负载电流iL，因而大功率半导体开关T4被无损耗地接通。
所述大功率换流器在谐振回路中采用一个线性电感线圈LR。为实现短暂的换向时间，设计的电感线圈LR的电感必须小。在采用另一工作方式时，即充分利用二极管反向电流，以便接收用于换向过程的能量时，由于第二个原因，小电感是重要的。电感越小，谐振电感LR中的电流增加的幅度越大，二极管电流的di/dt也就越大，并且二极管的阻断延迟电荷也就越大。在电流增加速度过于缓慢时，二极管的存贮电荷在电流过零时已被部分复合，从而使阻断延迟电荷并随之换向过程的起始能量停歇可能性很小。
另外一方面小电感不利于辅助开关16和18的需要，这时辅助开关将承受相应高的开关损耗。
该措施实现对饱和电感线圈的利用。该电感线圈在小电流的情况下具有大的电感，从而使辅助开关16和18的开关损耗保持在很小的程度，并且该电感线圈同时用于用充分高的阻断延迟电荷对二极管陡的换向。

Claims (16)

1.一种低损耗大功率换流器，其中每个与由两个电容器(Co、Cu)的串联电路构成的直流电压中间电路(4)并联的换流器相(2)具有一个上半桥和一个下半桥(6、8)，这两个半桥分别含有两个带反并联二极管(D1、D2或D3、D4)的大功率半导体开关(T1、T2或T3、T4)，其中两个上和下大功率半导体开关(T1、T2或T3、T4)的连接点(10、12)通过一去耦二极管(D5、D6)与直流电压中间电路(4)的两个电容器(Co、Cu)的连接点(M)连接，其中直流电压中间电路(4)的上和下电容器(Co、Cu)分别分成两个大小相同的电容器(Co1、Co2或Cu1、Cu2)，其中由一个上和一个下辅助开关(16、18)构成的辅助电路(14)与一谐振电感(LR)串联，直流电压中间电路(4)的上和下电容器(Co1、Co2或Cu1、Cu2)的一个连接点(20、22)与换流器相(2)的输出端子(24)连接并且其中为换流器相(2)的大功率半导体开关(T1......T4)至少备有一个谐振电容器(CR、CR1、CR2、CR11、CR21、CRo、CRu)。
2.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中每个辅助开关(16、18)与谐振电感(LR1、LR2)串联。
3.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中对上和下半桥(6、8)的两个外侧的大功率半导体开关(T1、T4)分别并联一个谐振电容器(CR1、CR2)。
4.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中在两个上和下大功率半导体开关(T1、T2或T3、T4)的连接点(10、12)与直流电压中间电路(4)的连接点之间分别接有一个谐振电容器(CR11、CR12)。
5.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中在换流器相(2)的输出端子(24)与直流电压中间电路(4)的连接点(M)之间接有一个谐振电容器(CR)。
6.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中分别有一谐振电容器(CRo、CRu)与上半桥和下半桥(6、8)并联。
7.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中按照权利要求3的谐振电容器(CR1、CR2)的配置与按照权利要求4的谐振电容器(CR11、CR21)的配置结合在一起。
8.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中按照权利要求3的谐振电容器(CR1、CR2)的配置与按照权利要求5的谐振电容器(CR)的配置结合在一起。
9.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中按照权利要求3、4和5的谐振电容器(CR1、CR2、CR11、CR21、CR)的配置相互结合在一起。
10.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中备有一个可断开的大功率半导体开关作为大功率半导体开关(T1......T4)。
11.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中每个辅助开关(16、18)具有两个带反并联的二极管(D7、D8；D9、D10)的半导体开关(T7、T8；T9、T10)，这些二极管通过其负极相互连接地串接在一起。
12.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中备有一个可断开的大功率半导体开关作为大功率换流器(T7......T10)。
13.按照权利要求1或2所述的低损耗大功率换流器，其中备有一可饱和的电感线圈作为谐振电感(LR)。
14.按照权利要求3所述的低损耗大功率换流器，其中备有一个由两个大功率半导体开关组成的串联电路作为上半桥或下半桥(6或8)的外侧的大功率半导体开关(T1或T4)，这两个大功率半导体开关分别备有一个并联的谐振电容器。
15.按照权利要求3所述的低损耗大功率换流器，其中备有一个由两个大功率半导体开关组成的串联电路作为上半桥或下半桥(6或8)的外侧的大功率半导体开关(T1或T4)，这两个大功率半导体开关备有一个并联的谐振电容器。
16.按照权利要求1所述的低损耗大功率换流器，其中备有一个由两个二极管组成的串联电路作为去耦二极管(D5、D6)，这两个二极管分别备有一并联的谐振电容器。
CN96197228A 1995-09-29 1996-09-17 低损耗大功率换流器 Pending CN1197554A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19536470A DE19536470A1 (de) 1995-09-29 1995-09-29 Verlustarmer Leistungs-Wechselrichter
DE19536470.8 1995-09-29

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1197554A true CN1197554A (zh) 1998-10-28

Family

ID=7773671

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96197228A Pending CN1197554A (zh) 1995-09-29 1996-09-17 低损耗大功率换流器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5949669A (zh)
EP (1) EP0852842B1 (zh)
KR (1) KR19990063717A (zh)
CN (1) CN1197554A (zh)
CA (1) CA2233362A1 (zh)
DE (2) DE19536470A1 (zh)
WO (1) WO1997013315A1 (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101383562B (zh) * 2007-09-05 2011-03-30 力博特公司 一种开关电源中软开关电路的控制方法
CN101355296B (zh) * 2008-09-23 2011-05-11 北京交通大学 T型变换器横轴的无损缓冲电路
CN101355303B (zh) * 2008-09-16 2011-12-14 北京交通大学 T型降压变换器的拓扑结构
CN101355302B (zh) * 2008-09-16 2011-12-14 北京交通大学 L型降压变换器的拓扑结构
CN101369771B (zh) * 2007-08-17 2011-12-14 力博特公司 一种arcp软开关电路
CN102347702A (zh) * 2010-07-30 2012-02-08 文科泰克控股公司 高效半桥直流到交流转换器
WO2016082255A1 (zh) * 2014-11-25 2016-06-02 东北大学 一种双辅助谐振极型三相软开关逆变电路及其调制方法

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19829856A1 (de) * 1998-07-02 2000-01-05 Abb Research Ltd Dreipunkt-Stromrichter und Verfahren zum Betrieb
EP1047180A3 (de) * 1999-04-20 2001-04-11 ABBPATENT GmbH ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
DE19945864A1 (de) * 1999-04-20 2000-10-26 Abb Patent Gmbh ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
EP1087512A3 (de) * 1999-09-02 2006-03-08 ABB PATENT GmbH ARCP Mehrpunktstromrichter mit potientialvariablen Zwischenkreiskapazitäten
DK174165B1 (da) * 2000-10-13 2002-08-05 American Power Conversion Denm Resonanskonverter
SE521885C2 (sv) * 2001-04-11 2003-12-16 Abb Ab Strömriktare
DE10131961A1 (de) * 2001-07-02 2003-01-23 Siemens Ag N-Punkt-Stromrichterschaltung
EP1588589A1 (en) * 2003-01-14 2005-10-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Three-level dc-ac converter
US7126833B2 (en) * 2004-11-24 2006-10-24 Ut-Battelle, Llc Auxiliary quasi-resonant dc tank electrical power converter
DE102006027716B3 (de) 2006-06-15 2008-01-24 Lenze Drive Systems Gmbh Ansteuerung mit Wechselrichtern bei geringen Schaltverlusten
WO2009027758A1 (en) * 2007-09-01 2009-03-05 Brusa Elektronik Ag Zero-voltage switching power converter
CN101388612B (zh) * 2007-09-14 2011-08-31 力博特公司 一种开关电源中软开关电路的控制方法
EP2385617A1 (de) * 2010-05-06 2011-11-09 Brusa Elektronik AG Gleichstromsteller mit Steuerung
RU2448406C1 (ru) * 2010-10-12 2012-04-20 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уфимский государственный авиационный технический университет" Способ управления резонансным инвертором со встречно-параллельными диодами
US8853887B2 (en) 2010-11-12 2014-10-07 Schneider Electric It Corporation Static bypass switch with built in transfer switch capabilities
US8803361B2 (en) 2011-01-19 2014-08-12 Schneider Electric It Corporation Apparatus and method for providing uninterruptible power
SE537227C2 (sv) * 2012-07-06 2015-03-10 Comsys Ab Resonansomriktare
US9515568B2 (en) * 2014-03-28 2016-12-06 General Electric Company Power converter with a first string having diodes and a second string having switching units
US10083811B2 (en) 2015-10-22 2018-09-25 General Electric Company Auxiliary circuit for micro-electromechanical system relay circuit
US10068733B2 (en) 2015-10-22 2018-09-04 General Electric Company Micro-electromechanical system relay circuit
CN107634673A (zh) * 2016-07-18 2018-01-26 维谛技术有限公司 软开关辅助电路、三电平三相的零电压转换电路
DE102018210806A1 (de) * 2018-06-29 2020-01-02 Rheinisch-Westfälische Technische Hochschule (Rwth) Aachen Elektrische Schaltung mit Hilfsspannungsquelle für Zero-Voltage-Switching in einem Gleichspannungswandler unter sämtlichen Lastbedingungen
DE102018210807A1 (de) 2018-06-29 2020-01-02 Rheinisch-Westfälische Technische Hochschule (Rwth) Aachen Elektrische Schaltung für Zero-Voltage-Soft-Switching in einem Gleichspannungswandler
EP4016826A1 (en) * 2020-12-21 2022-06-22 ABB Schweiz AG Converter
DE102021213305B4 (de) 2021-11-25 2024-03-07 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung eingetragener Verein Drei-level-wandler mit aktivem angeschlossenem neutralpunkt und arcp entlastungsnetzwerk

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4203151A (en) * 1978-09-21 1980-05-13 Exxon Research & Engineering Co. High-voltage converter circuit
US4523269A (en) * 1983-11-16 1985-06-11 Reliance Electric Company Series resonance charge transfer regulation method and apparatus
DE3620926C1 (de) * 1986-06-23 1987-12-03 Siemens Ag Verfahren zum verlustarmen Betrieb einer Symmetrier- und Bremsstellervorrichtung fuer Umrichter mit hoher Zwischenkreisspannung
DE3743436C1 (de) * 1987-12-21 1989-05-11 Siemens Ag Schaltentlasteter,verlustarmer Dreipunktwechselrichter
DE3831126C2 (de) * 1988-09-13 1994-04-07 Asea Brown Boveri Wechselrichter mit eingeprägter Zwischenkreisspannung
DE4042001C2 (de) * 1990-12-22 1994-01-13 Licentia Gmbh Verfahren zur Strom-Toleranzbandregelung eines Dreipunkt-Pulswechselrichters
DE4135870C1 (en) * 1991-10-26 1993-01-14 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De Overcurrent and short circuit protection circuitry for inverter - provides four gate-controlled power semiconductor switches for each phase lead
DE69610000T2 (de) * 1995-02-14 2001-05-17 Toshiba Kawasaki Kk Leistungswandler

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101369771B (zh) * 2007-08-17 2011-12-14 力博特公司 一种arcp软开关电路
CN101383562B (zh) * 2007-09-05 2011-03-30 力博特公司 一种开关电源中软开关电路的控制方法
CN101355303B (zh) * 2008-09-16 2011-12-14 北京交通大学 T型降压变换器的拓扑结构
CN101355302B (zh) * 2008-09-16 2011-12-14 北京交通大学 L型降压变换器的拓扑结构
CN101355296B (zh) * 2008-09-23 2011-05-11 北京交通大学 T型变换器横轴的无损缓冲电路
CN102347702A (zh) * 2010-07-30 2012-02-08 文科泰克控股公司 高效半桥直流到交流转换器
CN102347702B (zh) * 2010-07-30 2015-06-24 文科泰克控股公司 高效半桥直流到交流转换器
WO2016082255A1 (zh) * 2014-11-25 2016-06-02 东北大学 一种双辅助谐振极型三相软开关逆变电路及其调制方法
US9673730B2 (en) 2014-11-25 2017-06-06 Northeastern University Double auxiliary resonant commutated pole three-phase soft-switching inverter circuit and modulation method

Also Published As

Publication number Publication date
CA2233362A1 (en) 1997-04-10
KR19990063717A (ko) 1999-07-26
US5949669A (en) 1999-09-07
WO1997013315A1 (de) 1997-04-10
DE19536470A1 (de) 1997-04-03
EP0852842A1 (de) 1998-07-15
EP0852842B1 (de) 2000-04-26
DE59605065D1 (de) 2000-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1197554A (zh) 低损耗大功率换流器
US6597590B2 (en) 3-Level inverter apparatus
CN1071515C (zh) 三相矩阵变换器及其操作方法
CN1065686C (zh) 电力变换装置及电力变换方法
US5828559A (en) Soft switching active snubber
CN1060601C (zh) 多级逆变器
CN1132301C (zh) 自驱动同步整流的方法和电路
CN102511123A (zh) 电力转换装置
CN1636309A (zh) 用于直流/直流功率变换器的箝位系统和方法
CN1076902C (zh) 桥式电源变流器
JPH10505218A (ja) 改良された零電圧遷移（ｚｖｔ）３相ｐｗｍ電圧リンク変換器
CN1418398A (zh) 回扫变换器漏泄能量的回收方法和系统
JP4360738B2 (ja) ハーフブリッジを備えた回路装置
CN1175814A (zh) 整流电路
JP2009027925A (ja) 基板
CN1545195A (zh) 正反激双向dc-dc变换器
CN102474185A (zh) 零电压转变软开关转换器
EP4236055A1 (en) Hybrid modular multilevel converter (hmmc) based on a neutral point clamped (npc) topology
CN1224160C (zh) 三级软切换变换器
US5892675A (en) AC current source circuit for converting DC voltage into AC current
CN1431760A (zh) 软开关三电平双正激直流－直流变换器
JPH07312878A (ja) ３レベルインバータのスナバ回路
EP4236047A1 (en) Hybrid modular multilevel converter (hmmc) based on a neutral point piloted (npp) topology
CN1042182C (zh) 软开关有源吸收电路
CN1132284C (zh) 用于给交流电网系统提供无功功率的方法以及使用该方法的逆变器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: GR

Ref document number: 1049798

Country of ref document: HK