KR19990063717A - 저손실 파워 인버터 - Google Patents

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KR19990063717A KR1019980702184A KR19980702184A KR19990063717A KR 19990063717 A KR19990063717 A KR 19990063717A KR 1019980702184 A KR1019980702184 A KR 1019980702184A KR 19980702184 A KR19980702184 A KR 19980702184A KR 19990063717 A KR19990063717 A KR 19990063717A
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만프레트 브루크만
악셀 메르텐스
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피터 토마스
지멘스 악티엔게젤샤프트
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Abstract

본 발명은 저손실 파워 인버터에 관한 것이다. 본 발명에 따라 각각의 인버터단(2)은 상부 및 하부 브리지 절반(6, 8)을 포함하고, 상기 브리지 절반(6, 8)은 각각 반대 방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1, D2 또는 D3, D4)를 가진 2개의 파워 반도체 스위치(T1, T2 또는 T3, T4)를 포함하며, 파워 반도체 스위치(T1, T2 또는 T3, T4)의 접속점(10, 12)은 각각 디커플링 다이오드(D5, D6)에 의해 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M)에 연결되고, 상부 및 하부 보조 스위치(16, 18) 및 공진 인덕터(LR)로 이루어진 보조 회로(14)가 제공되며, 인버터단(2)의 파워 반도체 스위치(T1,...,T4)에 대해 적어도 하나의 공진 커패시터(CR)가 제공된다. 따라서, 3 레벨 인버터의 장점과 ARCP-인버터의 장점을 조합한 저손실 파워 인버터가 얻어진다.

Description

저손실 파워 인버터
수 년전부터 종래의 전압 인가 펄스 인버터에 대한 대안으로서 구동 기술용 공진 인버터가 전파되었다. 이러한 인버터는 스위칭 손실을 현저히 감소시킴으로써, 높은 파워 밀도, 높은 스위칭 주파수의 장점을 최상으로 이용할 목적을 갖는다. 또한, 반도체는 적은 부하로 인해 스위칭 과정 동안 높은 전류를 스위칭시킴으로써, 보다 높은 부하를 견딜 수 있다.
단점으로는 스위칭 과정 동안 전류 및 전압 파형을 적합하게 형성하기 위해 부가로 삽입되어야 하는 능동 및 수동 소자에 대한 많은 추가 비용이 발생한다는 것이다. 또한, 스위칭 소자에서 높은 피크 전류 및 피크 전압이 발생한다. 부가로 몇몇 공진 인버터에서 지금까지와는 완전히 다른 제어 방법이 사용되어야 한다.
다른 회로에 비해 단지 미미한 제한을 갖는 변형예는 ARCP(Auxiliary-Resonant-Commutated-Pole) 인버터이다. ARCP-인버터에서는 펄스 인버터에서 보다 높은 스위칭 소자의 피크 부하가 발생하지 않으며 공지된 제어 방법이 사용될 수 있고 데드 타임 및 최소 펄스 지속시간의 면에서만 매칭되면 된다. 소자 및 제어장치의 추가 비용은 제한되어야 하고, 얻어질 수 있는 장점과 관련해서, 경우에 따라 종래의 부하 경감 회로와 비교해서, 고려되어야 한다.
ARCP-인버터의 동작은 R. W. De Doncker 및 J. P. Lyons의 논문 "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter", IEEE-IAS Conference Proceedings 1990, 페이지 1228 내지 1235에 공지되어 있다. 이러한 ARCP-인버터에서는 각각의 파워 반도체 스위치에 대해 병렬로 공진 커패시터가 접속된다. 또한, 공진 인덕터와 직렬 접속된 보조 스위치로 이루어진 보조 회로가 제공되며, 상기 보조 스위치는 직류전압 중간회로 커패시터의 중심점을 인버터단의 출력 단자에 접속시킨다. 보조 스위치로서, 반대방향으로 병렬 접속된 다이오드를 가진 2개의 반도체 스위치가 제공된다. 상기 2개의 반도체 스위치는 전기적으로 직렬로 접속됨으로써, 그것의 캐소드 단자 또는 에미터 단자 또는 소오스 단자가 서로 접속된다. 반도체 스위치로서 SCR(대칭 차단 사이리스터), GTO(Gate-Turn-Off-Thyristor), ZTO 또는 MCT(MOS-Controlled Thyristor)가 사용될 수 있다. 파워 반도체 스위치로는 예컨대 GTO(Gate-Turn-Off-Thyristor), MCT(MOS-Controlled Thyristor), IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는 LTR(파워 트랜지스터)이 제공될 수 있다.
보다 큰 출력의 회전류 소비재, 예컨대 MW-범위의 회전류 기계에 자동 방향 전환 인버터가 공급되어야 하면, 고전압 범위에서 라인 사이의 전압에 대한 요구가 생긴다. 이러한 요구를 충족시키기 위해, 최근의 반도체 기술에서는 경우에 따라 반도체 소자가 직렬로 접속되어야 한다.
M. Dehmlow, K. Heumann, H. Joergensen 및 G. Spiess의 논문 "Series Connection of IGBT in Resonant Converters", IPEC-Yokohama'95, 페이지 1634 내지 1638에는 3개의 IGBT의 직렬 회로로 이루어진 브리지 분기 밸브를 포함하는 공진 인버터가 공지되어 있다. 각각의 파워 스위치는 공진 커패시터를 포함한다.
각각의 브리지 분기 마다 2개의 소자의 직렬 회로에 대한 바람직한 가능성은 확장된 회전류 브리지회로를 제공한다. 이 회로에서는 교류 단자의 전압이 단자 0에 비해 3개의 값, 즉 +Ud/2, 제로 및 -Ud/2를 취한다. 따라서, 이것은 자동 방향 전환 3레벨 인버터 또는 3레벨 인버터라 불린다.
본 발명은 저손실 파워 인버터에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 저손실 파워 인버터의 인버터단의 제 1 실시예이고,
도 2는 인버터단의 다른 바람직한 실시예이며,
도 3 내지 5는 인버터단의 또다른 실시예이고,
도 6은 도 1 및 도 3에 따른 실시예를 조합한 인버터단의 실시예이며,
도 7은 도 3 및 도 4의 실시예로 이루어진 실시예이고,
도 8은 도 1, 도 3 및 도 4에 따른 실시예를 조합한 인버터단의 실시예이다.
본 발명의 목적은 파워 반도체 스위치가 손실 없이 접속되는 파워 인버터를 제공하는 것이다.
상기 목적은 본 발명에 따라 청구범위 제 1항의 특징을 가진 파워 인버터에 의해 달성된다.
2개의 커패시터의 직렬회로로 이루어진 직류전압 중간회로에 대해 병렬 접속된 인버터단 마다, 상부 및 하부 브리지 절반이 각각 2개의 파워 반도체 스위치를 포함하고, 상기 파워 반도체 스위치의 접속점은 각각 디커플링 다이오드에 의해 직류전압 중간회로의 2개의 커패시터의 접속점에 연결됨으로써, 3레벨 인버터단이 구성된다. 이러한 3레벨 인버터단은 부가의 소자를 포함한다. 상기 부가의 소자는 보조 회로이며 인버터단의 파워 반도체 스위치에 대해 적어도 하나의 공진 커패시터를 형성한다. 보조 회로는 인버터단의 상부 및 하부 브리지 절반용 보조 스위치로 이루어지며, 공진 인덕터와 직렬 접속된다. 상기 보조 회로는 인버터단의 출력 단자를 직류전압 중간회로의 2개의 커패시터의 중심 단자에 접속시킨다. 이 경우, 보조 스위치의 한 단자는 직류전압 중간회로의 커패시터의 중심 단자에 접속되고, 공진 인덕터의 한 단자는 인버터단의 출력 단자에 접속된다.
상기 보조 스위치에 의해 공진회로(공진 인덕터 및 적어도 하나의 공진 커패시터)가 접속되거나 또는 차단될 수 있다. 따라서, 인버터단의 파워 반도체 스위치의 스위칭 순간이 결정됨으로써, 종래의 펄스폭 변조 방법이 사용될 수 있다. 이로 인해, 상기 인버터단의 파워 반도체 스위치가 전압이 사라질 때 상기 소자를 통해 접속 및 차단될 수 있다(제로-전압-스위치(ZVS)-원리). 상기 보조 회로의 보조 스위치는 제로-전류-스위치(ZVS)-원리에 따라 스위칭 부하가 경감되도록 작동된다. ZCS-원리에서 보조 스위치는 전류가 사라질 때 접속 및 차단된다. 즉, 상기 인버터단에서 사용되는 반도체 스위치가 저손실로 접속된다.
따라서, 청구범위 제 1항의 특징에 따른 저손실 파워 인버터로서 3 레벨 인버터의 장점과 ARCP-인버터의 장점을 조합한 3 레벨-ARCP-인버터가 얻어진다. 여기서는 적어도 하나의 공진 커패시터가 필요하다.
저손실 파워 인버터의 인버터단의 바람직한 실시예에서는 하나의 공진 인덕터 대신에 2개의 공진 인덕터가 보조회로에 제공되며, 상기 2개의 공진 인덕터는 각각 보조 스위치와 직렬 접속된다.
저손실 파워 인버터의 인버터단의 바람직한 실시예는 종속항 3항 내지 12항에 제시된다.
본 발명에 따른 저손실 파워 인버터의 인버터단의 실시예를 첨부된 도면을 참고로 구체적으로 설명하면 하기와 같다.
도 1은 저손실 파워 인버터의 인버터단(2)의 구성을 나타낸다. 인버터단(2)은 직류전압 중간회로(4)와 병렬로 접속된다. 인버터단(2)은 상부 및 하부 브리지 절반(6) 및 (8)을 포함한다. 브리지 절반은 각각 2개의 파워 반도체 스위치(T1), (T2) 및 (T3), (T4) 및 반대 방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1), (D2) 및 (D3), (D4)를 포함한다. 파워 반도체 스위치(T1), (T2) 또는 (T3), (T4)의 접속점(10) 또는 (12)은 디커플링 다이오드(D5) 또는 (D6)에 의해 직류전압 중간회로(4)의 2개의 커패시터(Co) 및 (Cu)의 접속점(M)에 접속된다.
직류전압 중간회로(4)의 커패시터(Co) 및 (Cu)는 2개의 동일한 크기의 커패시터(CO1) 및 (Co2) 또는 (Cu1) 및 (Cu2)로 분할된다. 상기 커패시터의 커패시턴스 값은 각각 직류전압 중간회로(4)의 커패시터(Co) 및 (Cu)의 커패시턴스 값의 2배이다. 직류전압 중간회로(4)의 커패시터(C0) 및 (Cu)로서 중간 탭을 가진 커패시터가 제공될 수 있다.
또한, 인버터단(2)은 보조 회로(14)를 포함한다. 보조 회로(14)는 상부 및 하부 보조 스위치(16) 및 (18) 및 공진 인덕터(LR)로 이루어진다. 2개의 보조 스위치(16) 및 (18)는 공진 인덕터(LR)과 직렬 접속된다. 보조 스위치(16) 및 (18)는 2개의 반도체 스위치(T7) 및 (T8) 또는 (T9) 및 (T10)와 반대 방향으로 병렬 접속된 다이오드(D7) 및 (D8) 또는 (D9) 및 (D10)으로 이루어진다. 상기 보조 스위치(16) 또는 (18)에 의해 커패시터(Co1) 및 (Co2) 또는 (Cu1) 및 (Cu2)의 접속점(20) 또는 (22)이 공진 인덕터(LR)를 통해 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 접속된다.
또한, 인버터단(2)의 파워 반도체 스위치(T1),..., (T4)에 적어도 하나의 공진 커패시터(CR)가 제공된다. 상기 커패시터(CR)는 인버터단(2)의 출력 단자(24)와 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M) 사이에 접속된다.
인버터단(2)의 파워 반도체 스위치(T1),..., (T4)로서 차단 가능한 파워 반도체 스위치, 예컨대 GTO, MCT, IGBT 또는 LTR이 제공된다. 상기 예 중에서 여기서는 GTO가 도시된다. 보조 스위치(16) 및 (18)의 반도체 스위치(T7),...,(T10)로는 SCR, GTO, ZTO 또는 MCT가 사용될 수 있으며, 이들 중 예컨대 GTO가 도시된다.
도 2는 인버터단의 바람직한 다른 실시예를 나타낸다. 여기서는, 도 1에서와 동일한 소자는 동일한 도면 부호를 갖는다. 도 1에 따른 실시예에 비해 공진 인덕터(LR) 대신에 2개의 공진 인덕터((LR1) 및 (LR2)가 제공된다. 상기 2개의 공진 인덕터(LR1) 및 (LR2)는 각각 보조 스위치(16) 및 (18)에 직렬 접속된다. 또한, 인버터단(2)의 실시예에 비해 공진 커패시터(CR) 대신에 2개의 공진 커패시터(CR1) 및 (CR2)가 제공된다. 2개의 공진 인덕터(LR1) 및 (LR2)가 도 1에 따른 공진 커패시터(CR)와 조합될 수 있다.
도 3에 따른 인버터단(2)의 실시예는 공진 커패시터(CR) 대신에 2개의 공진 커패시터(CR1) 및 (CR2)가 제공된다는 점이 도 1에 따른 실시예와 다르다. 2개의 공진 커패시터(CR1) 및 (CR2)는 각각 상부 및 하부 브리지 절반(6) 및 (8)의 외부 파워 반도체 스위치(T1) 및 (T4)에 병렬 접속된다. 그 밖에는 상기 실시예는 도 1에 따른 실시예와 일치한다.
도 4에 따른 인버터단(2)의 실시예는 공진 커패시터(CR) 대신에 2개의 공진 커패시터(CR11) 및 (CR12)가 제공된다는 점이 도 1에 따른 실시예와 다르다. 공진 커패시터(CR11) 및 (CR12)는 상부 또는 하부 파워 반도체 스위치(T1) 및 (T2) 또는 (T3) 및 (T4)의 접속점(10) 또는 (12)와 직류전압 중간회로(4)의 2개의 커패시터(Co) 및 (Cu)의 접속점(M) 사이에 배치된다. 그 밖에는 상기 실시예는 도 1에 따른 실시예와 일치한다.
도 5에 따른 인버터단(2)의 실시예는 공진 커패시터(CR) 대신에 2개의 공진 커패시터(CRo) 및 (CRu)가 제공된다는 점이 도 1에 따른 실시예와 다르다. 공진 커패시터(CRo) 및 (CRu)는 상부 또는 하부 브리지 절반(6) 또는 (8)의 파워 반도체 스위치(T1), (T2) 또는 (T3), (T4)에 병렬 접속된다. 그 밖에는 상기 실시예는 도 1에 따른 실시예와 일치한다.
도 6에 따른 인버터단(2)의 실시예는 도 1 및 도 3에 따른 실시예의 조합인 한편, 도 7에 따른 인버터단(2)의 실시예는 도 3 및 도 4에 따른 실시예의 조합이며, 도 8에 따른 인버터단(2)의 실시예는 도 1, 도 3 및 도 4에 따른 실시예의 조합이다.
도 1 및 도 3 내지 8에 따른 인버터단(2)의 실시예는 각각 하나의 공진 인덕터(LR)를 포함한다. 그러나, 도 1 및 도 3 내지 8에 따른 인버터단(2)의 실시예는 상기 하나의 공진 인덕터(LR) 대신에 도 2에 도시된 바와 같이 2개의 공진 인덕터(LR1) 및 (LR2)를 포함할 수 있다.
이하, 하부 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)로부터 상부 파워 반도체 스위치(T1) 또는 (D1) 및 (T2) 또는 (D2)(설명 부분 A)로의 그리고 그 역으로(설명 부분 B)의 전류 방향 전환 과정에 의해 본 발명에 따른 저손실 파워 인버터의 도 3에 따른 인버터단(2)의 동작이 설명된다. 부하 전류(iL)는 인버터단(2)의 방향으로 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)를 통해 흐르는 것으로 가정한다. 전환 과정이 이루질 수 있도록 하기 위해, 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M)으로부터 상이한 전압이 발생되어야 한다(여기서는 예컨대, 직류전압 중간회로(4)의 커패시터(Co) 및 (Cu)의 부가 분할에 의한 1/4 Ud, 3/4 Ud의 형성에 의해). 상기 전압은 보조 스위치(16) 및 (18)을 통해 공진 인덕터(LR)에 접속됨으로써, 중심점에서 전류원으로서 작용한다.
A) 전위 -Ud/2로부터 전위 +Ud/2로의 인버터단 출력전압의 변동:
1) 파워 반도체 스위치(T4)의 차단:
부하 전류(iL)가 인버터단(2)의 방향으로 흐르기 때문에, 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)는 전류를 흘린다. 공진 커패시터(CR2)가 방전되고 공진 커패시터(CR1)는 +Ud/2로 충전된다. 보조 스위치(18)는 전류가 사라질 때 손실 없이 접속되고(제로 전류 스위칭), 그로 인해 공진 인덕터(LR)에서 1/4 Ud의 접속으로 인해, 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)로부터 흐르는 부하 전류(iL)에 중첩되는 양의 전류가 형성된다. 전류(iL) 및 (iR)의 합(공진 인덕터(LR)를 통해 흐르는 전류)이 설계 스위칭 속도에 도달할 정도로 충분히 크면, 파워 반도체 스위치(T4)가 전압 제로 하에서 손실 없이(제로 전압 스위칭) 차단된다. 합계 전류는 병렬 공진 커패시터(CR2)로 방향을 전환한다. 파워 반도체 스위치(T4)에서의 전압이 값 +Ud/2에 이르면, 디커플링 다이오드(D6)가 도통되기 시작하고, 이로 인해 인버터단(2)의 출력 단자(24)가 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M)에 접속된다. 전류(iR) 및 (iL)의 합이 파워 반도체 스위치(T3) 및 디커플링 다이오드(D6)을 통해 흐른다. 공진 인덕터(LR)내의 전류(iR)는 회로 보조 스위치(18), 공진 인덕터(LR), 파워 반도체 스위치(T3) 및 디커플링 다이오드(D6)에 의해 전압 -1/4 Ud에 대해 사라진다. 이 시간 동안 인버터단(2)에서 다른 방향 전환이 허용되지 않는데, 그 이유는 그렇지 않으면 보조 스위치(18)가 차단되고 보조 스위치가 접속되어야 하기 때문이다. 이것은 보조 스위치(16) 및 (18)에 대해 더 이상 손실 없이 (제로 전류 스위칭)이루어질 수 없고, 오히려 발생하는 과전압이 회로소자를 손상시킬 것이다. 그 다음에는 파워 반도체 스위치(T2)가 손실 없이 접속된다. 따라서, 전류 제로 통과의 경우에는 적합한 경로가 형성된다.
부하 전류(iL)가 전압의 신속한 전환을 가능하게 할 수 있을 정도로 충분히 크면, 보조 스위치(18)의 점화가 중지되고 파워 반도체 스위치(T4)가 직접 차단된다. 이 경우, 파워 반도체 스위치(T4) 및 (T3) 및 보조 스위치(16) 및 (18)에서 손실이 일어나지 않는다. 후속 과정도 이미 설명한 과정과 유사하게 이루어진다.
2a) 파워 반도체 스위치(T3)의 차단(부하 전류(iL)는 동일한 방향을 유지함):
공진 인덕터(LR)에 전류가 흐르지 않기 때문에, 보조 스위치(16)가 손실 없이 접속될 수 있다(제로 전류 스위칭). 공진 인덕터(LR)가 전압 1/4 Ud으로 자화된다. 전류 합(iL) 및 (iR)이 충분히 크면, 파워 반도체 스위치(T3)가 차단된다. 전류는 다이오드(D2)를 통해 파워 반도체 스위치(T1)에 대해 평행한 공진 커패시터(CR1)로 방향을 전환한다. 상기 공진 커패시터(CR1)는 +Ud/2로부터 제로로 방전된다. 이제, 파워 반도체 스위치(T1)가 전류 없이 접속된다(제로 전압 스위칭). 파워 반도체 스위치(T3)의 밸브 전압이 Ud/2의 값으로 전환됨으로써, 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압(Ud/2)이 생긴다. 공진 인덕터(LR)는 -1/4 Ud에 대해 탈자된다. 이 경우, 공진 인덕터(LR)가 탈자될 때까지 보조 스위치(16)의 차단이 미루어져야 한다.
전류가 전압의 신속한 전환을 가능하게 할 정도로 충분히 크면, 보조 스위치(16)의 점화가 중지되고 파워 반도체 스위치(T3)가 직접 차단된다. 이 경우, 파워 반도체 스위치(T3) 및 보조 스위치(16)에서 손실이 일어나지 않는다.
2b) 파워 반도체 스위치(T3)의 차단(부하 전류(iL)가 부호를 바꿈):
전류(iL)의 제로 통과에 의해 이제 부하 전류(iL)가 경로 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 흐른다. 공진 인덕터(LR)에 전류가 흐르지 않기 때문에, 보조 스위치(16)가 손실 없이 접속된다(제로 전류 스위칭). 공진 인덕터(LR)가 전압 1/4 Ud로 자화됨으로써, 부하 전류(iL)가 전류 경로 보조 스위치(16) 및 공진 인덕터(LR)로 방향을 전환한다. 따라서, 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)에 전류가 흐르지 않는다. 보조 스위치(16) 및 공진-인덕터(LR)를 통해 부가로 유입되는 전류(iR)은 파워 반도체 스위치(T3) 및 디커플링 다이오드(D6)를 통해 흐른다. 전류 차(iR- iL)가 충분히 크면 즉시 파워 반도체 스위치(T3)가 차단된다. 전류는 다이오드(T3)를 통해 파워 반도체 스위치(T1)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR1)로 방향을 전환하고, 상기 공진 커패시터(CR1)는 이제 +Ud/2로부터 제로로 방전된다. 이제, 파워 반도체 스위치(T1)는 손실 없이 접속된다(제로 전압 스위칭). 파워 반도체 스위치(T3)에서의 전압이 값 Ud/2으로 전환됨으로써, 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압 Ud/2가 발생된다. 공진 인덕터(LR)는 -1/4 Ud에 대해 탈자된다. 여기서도 공진 인덕터(LR)가 탈자될 때까지 보조 스위치(16)의 차단이 미루어져야 한다. 파워 반도체 스위치(T1) 및 (T2)의 차단 과정은 전술한 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)의 차단과 유사한 방식으로 이루어진다.
3) 신속한 방향 전환:
공진 인덕터(LR)의 탈자 시간으로부터 일정한 최소 체류 상태 ±Ud/2 및 제로가 주어진다. 상기 상태는 경우에 따라 바람직하지 못하며 -Ud/2로부터 +Ud/2로의 신속한 방향 전환에 의해 피해질 수 있다. 상기 방향 전환 과정은 보조 스위치(16)의 점화에 의해 그리고 보조 스위치(18)에 의해 이루어질 수 있고, 보조 스위치(18)의 작동에 의한 자화 시간(또는 전류 iR)은 보조 스위치(16)의 작동에 의한 표준 방향 전환 시간 보다 약간 더 크게 선택된다. 이 방법에서는 전류(iL) 및 (iR)의 합이 일정 트리거 한계치를 초과하면, 먼저 파워 반도체 스위치(T4)가 차단된다. 합계 전류(iL) 및 (iR)는 파워 반도체 스위치(T4)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR2)내로 방향을 전환한다. 파워 반도체 스위치(T4)에서의 전압이 값 +Ud/2에 이르면, 디커플링 다이오드(D6)가 도통되기 시작함으로써, 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압 제로가 생긴다. 전류(iR) 및 (iL)의 합이 파워 반도체 스위치(T3) 및 디커플링 다이오드(D6)를 통해 흐른다. 이제, 파워 반도체 스위치(T3)가 차단됨으로써, 전류(iR) 및 (iL)가 다이오드(D2)를 통해 파워 반도체 스위치(T1)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR1)로 방향 전환하고, 상기 공진 커패시터(CR1)는 이제 +Ud/2로부터 제로로 방전된다. 따라서, 파워 반도체 스위치(T1) 및 (T2)가 손실 없이 접속된다. 공진 전류(iR)가 탈자되고 다이오드(D1) 및 (D2)가 부하 전류(iL)를 흘린다.
B) 전위 +Ud/2로부터 전위 -Ud/2로 인버터단 출력 전압의 변동:
1) 반대방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1)의 차단 과정:
전류(iL) 및 (iR)가 반대방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1) 및 (D2)를 통해 흐른다. 상기 다이오드(D1) 및 (D2)의 방향 전환을 위해 부하 전류(iL)가 공진 인덕터(LR)내로 흐르고 부가의 전류(iR- iL)가 파워 반도체 스위치(T1) 및 (T2)로 흘러야 한다. 이것은 보조 스위치(16)의 점화에 의해 이루어진다. 전환 과정을 위해 필요한 에너지가 공진 인덕터(LR)내에 저장될 때까지, 전류(iR)가 (iL)의 값 이상으로 증가한다. 상기 상태에 이르자 마자, 파워 반도체 스위치(T1)가 차단되고 공진 커패시터(CR1)는 공진 인덕터(LR)에서의 과전류(iR-iL)에 의해 충방전됨으로써, 전압(Ud/2)이 파워 반도체 스위치(T1)에 인가된다. 공진 인덕터(LR)는 회로 디커플링 다이오드(D5), 파워 반도체 스위치(T2), -Ud/4 및 공진 인덕터(LR)를 통해 탈자된다. 상기 시간 동안 파워 반도체 스위치(T3)는 전압이 사라질 때 손실 없이 접속된다. 후속해서, 부하 전류(iL)는 파워 반도체 스위치(T3), 디커플링 다이오드(D6) 및 접속점(M)을 통해 흐를 수 있다.
2a) 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압 -Ud/2의 접속(전류가 부호를 바꾸지 않음):
이것을 위해 보조 스위치(18)가 접속되어야 하고, 부하 전류(iL)가 분기 공진 인덕터(LR), 보조 스위치(18) 및 -1/4 Ud로 방향 전환되어야 한다. 부하 전류(iL) 및 전환에 필요한 에너지(디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 공급됨)가 얻어질 때까지 공진 인덕터(LR)내의 전류(iR)가 증가한다. 파워 반도체 스위치(T2)가 손실 없이 차단되고, 전압이 상기 파워 반도체 스위치에 인가된다. 전압 제로에서 파워 반도체 스위치(T4)가 손실 없이 접속되는데, 그 이유는 다이오드(D3) 및 (D4)가 공진 전류(iR)를 흘리기 때문이다. 공진 인덕터(LR)는 전압 Ud/4에 대해 탈자된다.
2b) 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압 -Ud/2의 접속(전류가 부호를 바꿈):
부하 전류(iL)는 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 흐른다. 이 경우 전류(iL)의 방향은 부호 변동 후 전술한 방향 전환 과정에서 보다 바람직하다. 보조 스위치(18)는 손실 없이 접속된다. 전환을 위해 필요한 에너지가 얻어질 때까지, 부가의 전류가 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 흐르는 전류에 중첩된다. 파워 반도체 스위치(T2)가 손실 없이 차단되고 전압이 상기 파워 반도체 스위치(T2)에 인가된다. 전압 제로에서 파워 반도체 스위치(T4)가 손실 없이 접속되는데, 그 이유는 다이오드(D3) 및 (D4)가 공진 전류(iR)를 흘리기 때문이다. 공진 인덕터(LR)가 전압 Ud/4에 대해 탈자된다.
3) 신속한 다이오드 방향 전환:
파워 반도체 스위치(T1),...,(T4)에서와 마찬가지로 다이오드 프리러닝시 전압 +Ud/2로부터 -Ud/2로의 신속한 변동이 가능하다. 보조 스위치(16) 또는 (18)의 접속에 의해 공진 인덕터(LR)에 상응하게 전류가 흐르게 된 후에(부하 전류(iL)가 다이오드 프리러닝시와 같이 보조 분기로 방향 전환된 후에), 부하 전류(iR)와 공진 전류(iR)의 차가 일정한 트리거 한계치를 초과하면, 먼저 파워 반도체 스위치(T1)가 차단된다. 상기 트리거 한계치는 일반적으로 표준 방향 전환시 보다 더 높게 선택된다. 과전류는 파워 반도체 스위치(T1)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR1)내로 방향 전환한다. 파워 반도체 스위치(T1)에서의 전압이 값 +Ud/2에 이르면, 디커플링 다이오드(D5)가 도통됨으로써 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전압 제로가 생긴다. 공진 전류(iR)와 부하 전류(iL)의 차는 파워 반도체 스위치(T2)와 디커플링 다이오드(D5)를 통해 흐른다. 이제, 파워 반도체 스위치(T2)가 차단되고, 전류가 다이오드(D3)를 통해 파워 반도체 스위치(T4)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR2)로 방향 전환하고, 상기 공진 커패시터(CR2)는 +Ud/2로부터 제로로 방전된다. 전압 제로에서 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)는 손실 없이 접속되는데, 그 이유는 다이오드(D3) 및 (D4)가 공진 전류(iR)를 흘리기 때문이다. 공진 인덕터(LR)는 탈자된다.
전술한 중첩 동작 방식(보조 스위치(16) 및 (18) 및 차단된 파워 반도체 스위치(T1,...,T4)의 도통 지속시간이 중첩됨) 대신에, 중첩 도통 지속시간이 없는 동작 방식도 세팅될 수 있다. 본 발명에 따른 파워 인버터에서 상기 선택적 동작 방식을 저손실 파워 인버터의 인버터단(2)의 하부 파워 반도체 스위치(T3), (T4)로부터 상부 파워 반도체 스위치(T1) 또는 (D1), (T2) 또는 (D2)로의 방향 전환을 참고로 구체적으로 설명하면 하기와 같다.
여기서도, 재차 도 3에 따른 인버터단(2)을 기초로 한다.
부하 전류(iL)가 인버터단(2)의 방향으로 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)를 통해 흐른다고 가정한다.
A) -Ud/2로부터 전위 제로를 통해 +Ud/2로 인버터단(2)의 출력 단자(24)에서의 전위 변동:
1) 파워 반도체 스위치(T4)의 차단:
전류(iL)가 인버터단(2)의 방향으로 흐르기 때문에, 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)는 전류(iL)를 흘린다. 공진회로 커패시터(CR2)가 방전되고 공진 커패시터(CR1)가 +Ud/2로 충전된다. 먼저, 파워 반도체 스위치(T4)가 차단된다. 부하 전류(iL)는 공진 커패시터(CR2)로 방향을 전환하고 이것을 충전시키기 시작한다. 부하 전류(iL)가 충분히 커지면, 전압이 신속히 증가될 수 있다. 작은 부하 전류에서는 부가로 보조 회로(14)를 사용하는 것이 바람직하다. 보조 스위치(18)는 파워 반도체 스위치(T4)의 차단 후에 공진 인덕터(LR)를 통해 부하 감소되기 때문에 손실 없이 접속된다. 공진 인덕터(LR)에서 1/4 Ud의 접속으로 인해 양의 공진 전류(iR)가 형성된다. 상기 전류(iR)는 파워 반도체 스위치(T3) 및 공진 커패시터(CR2)에서 부하 전류(iL)에 중첩됨으로써, 전환 과정을 촉진시킨다. 공진 커패시터(CR2)에서의 전압이 값 Ud/4를 초과하면, 공진 전류(iR)는 다시 감소된다. 공진 커패시터(CR2)에서의 전압 및 파워 반도체 스위치(T4)에서의 전압이 값 +Ud/2에 이르면, 디커플링 다이오드(D6)가 도통되기 시작한다. 인버터단(2)은 제로 상태로 된다. 이 시점에서 공진 전류(iR)는 이미 다시 없어진다. 부하 전류(iL)는 파워 반도체 스위치(T3) 및 디커플링 다이오드(D6)를 통해 흐른다. 파워 반도체 스위치(T2)는 손실 없이 접속된다. 따라서, 전류 제로 통과의 경우에 상응하는 경로가 형성된다.
2a) 파워 반도체 스위치(T3)의 차단(부하 전류(iL)는 동일한 방향을 가짐):
파워 반도체 스위치(T3)가 차단된다. 전류(iL)는 다이오드(D2)를 통해 파워 반도체 스위치(T1)에 대해 병렬 접속된 공진 커패시터(CR1)로 방향을 전환하고, 상기 공진 커패시터(CR1)는 전위 +Ud/2로부터 제로로 방전된다. 여기서도 필요에 다라 전환 과정을 가속시키기 위한 보조 회로(14)가 접속될 수 있다. 보조 스위치(16)가 손실 없이 접속될 수 있다. 공진 인덕터(LR)는 전압 UCR1-1/4 Ud로 자화되고 후속 전환 과정 동안 다시 탈자된다. 파워 반도체 스위치(T3)에서의 전압이 값 Ud/2으로 전환된다. 따라서, 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전위 Ud/2가 접속된다. 부하 전류(iL)가 다이오드(D1)에 인가된다. 따라서, 다이오드(D1) 및 (D2)가 도통된다.
2b) 파워 반도체 스위치(T3)의 차단(부하 전류(iL)가 부호를 바꿈):
전류(iL)의 제로 통과로 인해 부하 전류(iL)가 전류 경로 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 흐른다. 전환 과정은 -Ud/2을 출력 단자(24)에 접속할 때 설명된 바와 동일하게 이루어진다; 물론 상응하는 소자가 사용된다. 먼저 재차 파워 반도체 스위치(T3)가 차단된다. 이것을 작용을 하지 않는데, 그 이유는 파워 반도체 스위치(T3)에 전류가 흐르지 않기 때문이다. 그리고 나서, 보조 스위치(16)가 전류 없이 접속된다. 공진 인덕터(LR)가 전압 1/4 Ud로 자화되고, 부하 전류(iL)는 보조 회로(16) 및 공진 인덕터(LR)로 방향 전환한다. 따라서, 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)에 전류가 흐르지 않는다. 디커플링 다이오드(D5)의 다이오드 복귀 전류는 전술한 동작 방식에서 커패시터 전압의 충방전 가속을 위해 사용되는 부가 전류(｜IR｜- ｜IL｜ > 0)에 의해 공진 인덕터(LR)의 과부하를 야기시킨다. 다이오드 복귀 전류가 사라진 후에, 상기 차 전류는 다이오드(D2)를 통해 공진 커패시터(CR1)내로 흐른다. 따라서, 공진 커패시터(CR1)에서의 전압이 전위Ud/2로부터 제로로 전환됨으로써, 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 전위+Ud/2가 인가된다. 완전히 사라지지 않은 과전류(iR-iL)가 다이오드(D1)를 통해 흐르므로, 파워 반도체 스위치(T1)에 전압 제로가 인가되고, 상기 파워 반도체 스위치는 손실 없이 접속될 수 있다(제로 전압 스위칭). 다이오드 복귀 전류가 공진 커패시터(CR1)를 완전히 방전시키는데 충분치 않으면, 파워 반도체 스위치(T1)는 가장 적은 블로킹 전압의 순간에(Ud/2의 약 20%)에 접속되어야 한다. 여기서 발생된 손실은 파워 반도체 스위치(T1)내로 공진 커패시터(CR1)의 방전에 의해 일반적으로 종래의 접속 과정에서의 접속 손실에 비해 작다.
파워 반도체 스위치(T1) 및 (T2)의 차단 과정은 전술한 파워 반도체 스위치(T3) 및 (T4)의 차단과 유사한 방식으로 이루어진다.
B) 인버터단 출력 전압을 전위 +Ud/2로부터 전위 제로를 통해 전위 -Ud/2로 변동:
1) 반대방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1)의 차단 과정:
전류(iL)는 다이오드(D1) 및 (D2)를 통해 흐른다. 다이오드(D1) 및 (D2)의 방향 전환을 위해 부하 전류(iL)가 공진 인덕터(LR)로 흘러야 한다. 이것은 보조 스위치(16)의 접속에 의해 이루어진다. 다이오드(D1)의 다이오드 복귀 전류가 사라질 때까지 공진 전류(iR)가 부하 전류(iL)의 값 이상으로 증가된다. 다이오드 복귀 전류가 충분히 클때 전환 과정을 위해 필요한 에너지가 공진 인덕터(LR)에 저장된다. 다이오드(D1)가 차단되면, 공진 커패시터(CR1)가 공진 인덕터(LR)에서의 과전류(iR-iL)에 의해 충방전된다. 파워 반도체 스위치(T1)에는 전압 Ud/2이 인가된다. 공진 인덕터(LR)는 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 Ud/4에 대해 탈자된다. 이 시간 동안 파워 반도체 스위치(T3)는 전압 제로에서 손실 없이 접속되고, 부하 전류(iL)는 후속해서 파워 반도체 스위치(T3), 디커플링 다이오드(D6) 및 접속점(M)을 통해 흐른다. 다이오드(D1)의 복귀 전류가 공진 커패시터(CR1) 전압의 완전한 전환을 위해 충분치 않으면, 파워 반도체 스위치(T3)가 잔류 전압에서 접속되어야 한다. 공진 커패시터(CR1)는 순식간에 제로로 방전된다. 그러나, 발생한 에너지 손실은 비교적 작다.
2a) 전위 -Ud/2를 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 접속(전류는 부호를 바꾸지 않음):
이것을 위해, 먼저 파워 반도체 스위치(T2)가 차단된다(전류 없이, 즉 작용 없이). 후속해서 보조 스위치(18)가 접속됨으로써, 부하 전류(iL)가 분기 공진 인덕터(LR), 보조 스위치(16), -Ud/4로 방향 전환되어야 한다. 인덕터(LR)에서의 전류(iR)는 부하 전류(iL) 및 디커플링 다이오드(D6)의 복귀 전류 및 전환을 위해 필요한 에너지에 이를 때가지 증가된다. 이 순간에 디커플링 다이오드(D6) 및 파워 반도체 스위치(T2)에 전압이 인가되기 시작한다(D6 차단). 전압 제로에서 파워 반도체 스위치(T4)가 손실 없이 접속되는데, 그 이유는 다이오드(D3) 및 (D4)가 부가 전류(iR)를 흘리기 때문이다. 공진 인덕터(LR)는 전압 Ud/4에 대해 탈자된다. 다이오드 복귀 전류가 너무 적은 경우, 여기서도 전압 최소치로 파워 반도체 스위치(T4)의 액티브 접속이 필요하다.
2b) 전위 -Ud/2를 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 접속(전류는 부호를 바꿈):
부하 전류(iL)가 디커플링 다이오드(D5) 및 파워 반도체 스위치(T2)를 통해 흐른다. 이 경우, 전류(iL)의 방향은 부호 변동 후 전술한 방향 전환 과정에서 보다 더 바람직하다. 스위치(T2)가 차단되고, 부하 전류(iL)는 다이오드(D3) 및 공진 커패시터(CR2)내로 방향 전환한다. 따라서, 상기 공진 커패시터(CR2)가 방전된다. 전환 과정을 가속시키기 위해, 보조 스위치(18)가 손실 없이 접속될 수 있다. 부가의 전류가 공진 커패시터(CR2)의 방전 전류에 중첩된다. 전압 제로에서 파워 반도체 스위치(T4)는 손실 없이 접속되는데, 그 이유는 다이오드(D3) 및 (D4)가 부하 전류(iL)를 흘리기 때문이다.
전술한 파워 인버터는 공진 회로에서 선형 초크(LR)를 사용한다. 짧은 전환 시간을 얻기 위해, 작은 인덕턴스를 가진 초크(LR)가 설계되어야 한다. 전환 과정을 위한 에너지를 인가하기 위해 다이오드의 복귀 전류가 사용되는, 선택적 동작 방식에서 작은 인덕턴스는 두번째 이유때문에 중요하다. 인덕턴스가 작을 수록, 공진 인덕터(LR)에서의 전류 증가가 커지며, 다이오드 전류의 di/dt가 커지고, 다이오드의 회복 전하가 커진다. 전류 증가 속도가 너무 느린 경우, 다이오드의 저장 전하가 전류 제로 통과 동안 이미 부분적으로 재조합됨으로써, 회복 전하 및 전환 과정의 초기 에너지가 너무 작아진다.
다른 한편으로는 작은 인덕턴스는 비교적 높은 스위칭 손실이 제공되는 보조 스위치(16) 및 (18)의 부하에 바람직하지 못하다.
해결 방법은 포화 가능한 초크를 사용하는 것이다. 이것은 작은 전류에서 큰 인덕턴스를 가지므로, 보조 스위치(16) 및 (18)의 스위칭 손실이 작게 유지되고, 동시에 충분히 큰 회복 전하를 가진 다이오드의 신속한 방향 전환을 위해 제공된다.

Claims (16)

  1. 2개의 커패시터(Co, Cu)의 직렬회로로 이루어진 직류전압 중간회로(4)에 대해 병렬 접속된 인버터단(2)은 각각 상부 및 하부 브리지 절반(6, 8)을 포함하고, 상기 브리지 절반(6, 8)은 각각 반대 방향으로 병렬 접속된 다이오드(D1, D2 또는 D3, D4)를 가진 2개의 파워 반도체 스위치(T1, T2 또는 T3, T4)를 포함하고, 2개의 상부 및 하부 파워 반도체 스위치(T1, T2 또는 T3, T4)의 접속점(10, 12)은 각각 디커플링 다이오드(D5, D6)에 의해 직류전압 중간회로(4)의 2개의 커패시터(Co, Cu)의 접속점에 연결되며, 직류전압 중간회로(4)의 상부 및 하부 커패시터(Co, Cu)는 2개의 동일한 크기의 커패시터(Co1, Co1또는 Cu1, Cu2)로 분할되고, 상부 및 하부 보조 스위치(16, 18)로 이루어지고 공진 인덕터(LR)와 직렬 접속된 보조 회로(14)가 제공되며, 상기 보조 회로(14)는 직류전압 중간회로(4)의 상부 및 하부 커패시터(Co1, Co2또는 Cu1, Cu2)의 접속점(20, 22)를 인버터단(2)의 출력 단자(24)에 접속시키고, 인버터단(2)의 파워 반도체 스위치(T1,...,T4)에 대해 적어도 하나의 공진 커패시터(CR, CR1, CR2, CR11, CR21, CRo, CRu)가 제공된 저손실 파워 인버터.
  2. 제 1항에 있어서, 각각의 보조 스위치(16, 18)가 공진 인덕터(LR1, LR2)와 직렬 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  3. 제 1항에 있어서, 공진 커패시터(CR1, CR2)가 상부 및 하부 브리지 절반(6, 8)의 외부 파워 반도체 스위치(T1, T4)에 대해 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  4. 제 1항에 있어서, 2개의 상부 및 하부 파워 반도체 스위치(T1, T2 또는 T3, T4)의 접속점(10, 12)과 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M) 사이에는 각각 하나의 공진 커패시터(CR11, CR21)가 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  5. 제 1항에 있어서, 인버터단(2)의 출력 단자(24)와 직류전압 중간회로(4)의 접속점(M) 사이에 하나의 공진 커패시터(CR)가 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  6. 제 1항에 있어서, 공진 커패시터(CRo, CRu)가 상부 및 하부 브리지 절반(6, 8)에 대해 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  7. 제 1항에 있어서, 제 3항에 따른 공진 커패시터(CR1, CR2)의 배치와 제 4항에 따른 공진 커패시터(CR11, CR21)의 배치가 조합되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  8. 제 1항에 있어서, 제 3항에 따른 공진 커패시터(CR1, CR2)의 배치와 제 5항에 따른 공진 커패시터(CR)의 배치가 조합되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  9. 제 1항에 있어서, 제 3항, 4항 및 5항에 따른 공진 커패시터(CR1, CR2, CR11, CR21, CR)의 배치가 조합되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  10. 제 1항에 있어서, 파워 반도체 스위치(T1,...,T4)로서 차단 가능한 파워 반도체 스위치가 제공되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  11. 제 1항에 있어서, 각각의 보조 스위치(16, 18)가 반대 방향으로 병렬 접속된 다이오드(D7, D8; D9, D10)을 가진 2개의 반도체 스위치(T7, T8; T9, T10)를 포함하며, 상기 2개의 스위치가 직렬 접속됨으로써, 그것의 캐소드가 서로 접속되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  12. 제 11항에 있어서, 고출력 인버터(T7,...,T10)로서 차단 가능한 파워 반도체 스위치가 제공되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  13. 제 1항 또는 2항에 있어서, 공진 인덕터(LR)로서 포화 가능한 초크가 제공되는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  14. 제 3항에 있어서, 상부 및 하부 브리지 절반(6 및 8)의 외부 파워 반도체 스위치(T1 또는 T4)로서 2개의 파워 반도체 스위치의 직렬 회로가 제공되며, 상기 직렬 회로는 병렬 공진 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  15. 제 3항에 있어서, 상부 및 하부 브리지 절반(6 및 8)의 외부 파워 반도체 스위치(T1 또는 T4)로서 2개의 파워 반도체 스위치의 직렬 회로가 제공되며, 상기 직렬 회로는 병렬 공진 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
  16. 제 1항에 있어서, 디커플링 다이오드(D5, D6)로서 2개의 다이오드의 직렬 회로가 제공되며, 상기 직렬 회로는 각각 병렬 공진 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 저손실 파워 인버터.
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