CN1196865A

CN1196865A - 逆变器

Info

Publication number: CN1196865A
Application number: CN97190808.7A
Authority: CN
Inventors: I·T·瓦塞; D·J·吉尔诺鲍罗斯
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-05-03
Filing date: 1997-04-24
Publication date: 1998-10-21
Anticipated expiration: 2017-04-24
Also published as: EP0836794B1; US6008590A; TW347958U; DE69713852T2; EP0836793A1; EP0836794A1; CN1147209C; CN1150805C; CN1190521A; DE69707807T2; DE69707807D1; WO1997042797A1; JPH11509678A; WO1997042795A1; JP2002516020A; DE69713852D1; EP0836793B1

Abstract

一种用于在极弱光条件下驱动灯的逆变器。逆变器驱动电路包括一个反馈环路,该反馈环路将所需的调光值与表示实际的灯功率消耗的信号进行比较。表示实际灯功率消耗的信号中包含一个恒定的直流电压值。从而使得在所需调光值与实际灯功率消耗值之间存在一种线性关系。

Description

逆变器

本发明涉及一种用于对包括一个灯的负载进行供电的逆变器，该逆变器包括：

切换装置，该装置用于响应驱动信号在导通状态和非导通状态之间进行切换，从而将电能传输到所说负载，使得在所说的灯上施加一个电压和使电流流过所说的灯，和

控制电路，该电路用于产生驱动信号，它包括用于将一个反馈信号与一个变化的电压进行比较的放大器，所说反馈信号基于一个反映该灯所消耗的功率量的灯功率信号，所说变化的电压表示在从一个最弱光量到全灯功率下的最大亮度范围内的一个所需灯功率量值。

这样一种逆变器或常规的电子镇流器一般包括一个输入级和一个输出级。输入级通过将从电源线获得的交流信号变换为直流信号而为输出级提供一个直流电源。输出级驱动一只灯，该输出级可以是半桥式逆变器型。控制电路，如在美国专利No.4952849中所公开的那样，响应表示所需照明量的一个外部调光控制信号，可以对灯功率在全灯功率的20％至100％之间进行线性控制。在全灯功率的15％以下时外部调光控制信号与由该控制电路提供的灯功率之间的线性关系是无法维持的。

这种控制电路，如在美国专利No.4952849中所公开的那样，根据灯电流和灯电压的一个加权和值控制灯功率。在低于全灯功率的大约15％时，光输出不再与灯电流成线性比关系。这种非线性使得在极弱光量(例如低到全光输出的1％到3％)时难以调节灯功率。

所以，需要提供一种改进的灯镇流器，利用这种镇流器可以对低至全光输出的1％至3％的光输出量进行调节。可取的是，在这种极弱光量时的调节应当是以外部调光控制信号和灯功率之间的线性关系进行的。

所以，如在开头一段中所述的一种逆变器的特征在于，所说反馈信号为直流偏置电压与灯功率信号之和。

可以这样选择直流偏置电压，使得即使对于灯所消耗的功率量值非常低的情况下，变化的电压与灯消耗功率之间的关系仍是线性的，从而在极弱光量时仍具有良好的灯功率调节特性。

可以通过例如对于灯功率信号的不同范围来选择直流偏置电压的不同恒定值而使直流偏置电压依赖于灯功率信号。这使得在变化的电压的全部变化范围与所说反馈信号之间、以及该反馈信号与灯所消耗功率之间保持多种线性关系，从而在变化电压的全部变化范围与灯消耗功率之间存在多种线性关系。

或者，可以这样选择所说直流电压以使其在灯功率信号的全部范围内为恒定直流电压。这就构成这样一种逆变器，其中在变化电压的全部变化范围与该反馈信号之间、以及在反馈信号与灯消耗功率之间存在单一的线性关系，从而在变化电压的全部变化范围内与灯消耗功率之间存在单一的线性关系。

在根据本发明构成的一种逆变器的一个优选实施例中，控制电路是在一个集成电路上形成的，所说集成电路包括一个用于限制变化电压在一个最低值与一个最高值之间变化的电压箝位电路。这个电压箝位电路使得变化电压具有非常精确的动态范围。另一个优点是，如果使用者无意地将变化电压调节到一个可能导致灯熄灭的值时，电压箝位电路将对此进行修正，使灯仍保持点亮状态。尽管该变化电压不能具有低于下限的量值，但是由于在反馈信号中存在直流偏置电压，所以仍然有可能将灯的光输出调节到非常低的值。

所说的控制电路可以包括一个用于产生正比于灯电流与灯电压乘积的灯功率信号的乘法器。已经发现变化电压与灯消耗功率之间关系的线性度得到进一步提高。此外，已经发现装备有这种控制电路的逆变器能够以基本相同的光输出量驱动不同类型的灯，即对于不同类型的灯能够重复实现所需的光照条件。

所说的控制电路可以形成在一个集成电路上，而且还包括一个直流电压源与电阻分压器电路之间的串联连接，它们外接于该集成电路用于产生直流偏压电平，并且借助于该集成电路的一只管脚与所说乘法器相连，管脚电压作为反馈电压。该反馈电压出现在所说电阻分压器中包含的第一欧姆电阻上。由该直流电压源送出的电流所产生的在第一欧姆电阻上的电压部分即是直流偏压。而由乘法器送出的电流所产生的在所说第一欧姆电阻上的电压部分则为灯功率信号。

在需要在变化电压的全部变化范围内与灯消耗功率之间存在更加良好的线性关系的情况下，可以通过例如用一个二极管与一个第二欧姆电阻的串联组合与所说第一欧姆电阻并联来实现这个目的。在管脚的反馈电压达到使二极管导通的情况下，由直流电压源供给的电流和由该集成电路中的乘法器通过所说管脚供给的电流都流过所说第一和第二欧姆电阻，从而导致在变化电压与灯消耗功率之间存在不同的线性关系。为了建立更良好的线性关系，可以采用由一个第三电阻和另一个二极管等器件构成的串联组合与所说第二电阻并联。借助于这样的多种线性关系，就可以建立所需的变化电压与灯消耗功率之间的线性关系。

为了更充分地理解本发明，以下结合附图进行介绍，在所说附图中：

图1为表示根据本发明构成的一种镇流器的方块示意图；

图2为本发明的一种逆变器和所具有的驱动控制电路的原理图；

图3为作为图2所示驱动控制电路的一个集成电路的逻辑框图；

图4为根据现有技术不同灯的灯功率与调光控制输入电压的关系曲线图；

图5为根据本发明对于不同灯的灯功率与调光控制输入电压的关系曲线图。

如图1所示，镇流器10由用交流源20表示的交流电源线供给电能。镇流器10包括一个EMI(电磁干扰)滤波器30，一个二极管全波电桥40、一个预调节器50、一个逆变器60和一个驱动控制电路65。逆变器60的输出，作为镇流器10的输出，连接到一个负载70，所说负载包括一个电感器75，它与一个电容器80和一只荧光灯85的并联组合串联。EMI滤波器30滤掉由预调节器50和逆变器60产生的谐波。二极管电桥40对经过滤波的正弦电压进行整流，产生带有脉动分量的直流电压。预调节器50具有若干功能。从二极管电桥40输出的经过整流的峰值交流电压被升压和变为基本恒定的直流电压以供给逆变器60。预调节器50还提高了镇流器10的总功率因数。例如，由交流源20施加于EMI滤波器30的120伏、220伏和277伏RMS电压分别生成供给逆变器60的大约250伏、410伏和490伏的直流电压。

逆变器60由驱动控制电路65驱动，在灯85以大约45kHz的切换频率全电弧放电过程中，将直流电压转变为施加在负载70上的方波电压波形。通过降低和提高这种方波电压的频率能够分别增大和降低灯的亮度。

图2更加详细地表示了逆变器60和驱动控制电路65。由预调节器50产生的一个基本恒定的电压VDC经由逆变器60的一对输入端61和62施加于逆变器60。逆变器60呈半桥结构，并且包括一个B+(火线)总线101、一个接地返回总线102和一对在总线101和总线102之间串联相接的开关(即功率MOSFET管)100和112。开关100和112在节点110相连，并且一般认为它们形成一个单端推挽输出电路结构。用作开关100和112的MOSFET分别具有一对栅极G1和G2。总线101和102分别与输入端61和62相连。电阻器103和电容器106在节点104相连，并且在总线101和总线102之间串联连接。一对电容器115和118在节点116相连，并且在节点110和总线102之间串联连接。一个稳压二极管121和一个二极管123在节点116相连，并且在节点104和总线102之间串联连接。

电感器75、电容器80、电容器81、灯85和一个电阻器174在节点170相连。为了在灯85的灯丝(未画出)两端施加电压以便在灯85的灯丝预热操作中调节灯85，将一对线圈76和77与线圈75耦合。在节点110和170之间串联连接了一个隔直流电容器126和电感器75。电容器80和一对电阻器153和177在节点179相连。灯85和电阻器153在节点88相连，并且串联连接在节点170和179之间。电阻器174和177在节点175相连，并且串联连接在节点170和179之间。电容器81和开关(例如MOSFET)82串联连接在节点170和179之间。在总线102和节点179之间连接有一个电阻器162。二极管180和电容器183在节点181相连，并且串联连接在节点175和地之间。

集成电路(IC)109包括许多管脚。管脚RIND连到节点179。在管脚RIND端的输入电压反映了流过电容器75的电流值(典型实例)。与节点104相连的管脚VDD为驱动IC109提供电压。管脚L12通过一个电阻器168连到节点88。管脚LI1通过一个电阻器171连到节点179。输入到管脚LI1和LI2的电流之间的差值反映了流经灯85的检测到的电流。通过电阻器189连到节点181的管脚VL端的电压反映了灯85的峰值电压。管脚VL端的电压(该电压同时还施加给开关82的栅极G3)控制电容器81何时与电容器80并联。从管脚CRECT流出、经过电阻器195和电容器192的并联电路而入地的电流反映了灯85的平均功率(即灯电流和灯电压的乘积)。将在后面非常详细地介绍的可选的外部直流偏压电路198包括VDD和电阻器199的串联电路，该串联电路使直流偏置电流通过电阻器195入地。

电容器192用来在电阻器195两端产生经过滤波的直流电压。一个电阻器156接在管脚RREF和地之间，并且用于在IC109内部设置一个参考电流。接在管脚CF和地之间的一个电容器159确定了电流控制振荡器(CCO)的频率，将在后面非常详细地介绍该振荡器。接在管脚CP和地之间的一个电容器165用于决定预热周期和非振荡/准备模式的定时，这将在下面讨论。管脚GND直接接地。一对管脚G1和G2分别直接连到开关100和112的栅极G1和G2。直接连到节点110的管脚S1用于输入开关100的源极电压。管脚FVDD通过电容器138接到节点110，并且表示供给IC109的浮动电源电压。管脚G2通过电容器215、电阻器212和二极管203的串联电路接到管脚DIM。电阻器206和电容器213接在管脚DIM和地之间。变压器T的次级绕组接在节点210和地之间，该节点210将电阻器212与二极管203相连。调光控制电路211接在变压器T的初级绕组两端。施加到管脚DIM的电压反映出由调光控制电路211设定的照明度。

下面介绍逆变器60和驱动控制电路65的工作过程。一开始(即启动期间)，当电容器106按照电阻器103和电容器106的RC时间常数充电时，开关100和102分别处于截止和导通状态。流入IC109的管脚VDD的电流在这个启动阶段维持在较小值(小于500微安)。接在节点110和管脚FVDD之间的电容器138充电到一个近似等于VDD的相对恒定的电压，并且用作开关100的驱动电流的电压源。当电容器106两端的电压超过一个电压导通阈值(例如12伏)时，IC109进入其工作(振荡/切换)状态，同时开关100和112分别以大大超过由电感器75和电容器80所决定的谐振频率而在导通状态和截止状态之间往复切换。

当逆变器60开始振荡时，IC109首先进入预热周期(即预热状态)。根据开关100和112的切换状态，节点110的电压在0伏和VDC之间变化。电容器115和118用于使节点110的电压增大和减小的速度变慢，从而降低开关损耗和由逆变器60产生的EMI电平。稳压二极管121在节点116产生一个脉动电压，该电压通过二极管123供给电容器106。结果在IC109的管脚VDD端施加了一个相对较大的工作电流，例如10-15毫安。电容器126用来隔断加到灯85的直流电压分量。管脚VL呈高逻辑电平，该电平使开关82闭合。此时电容器81与电容器80是并联的。电感器75与电容器80和81的并联电路构成一个谐振电路。

在预热周期中灯85是不点燃的，即在灯85内不产生电弧。IC109最初的工作频率是由电阻器156和电容器159以及开关100和112的反向二极管导通时间来确定的，该频率大约为100kHz。IC109紧接着以IC内设的一个速度减小工作频率。该频率持续降低，直到在管脚RIND一端检测出电阻器162两端峰值电压值为-0.4伏特(即负峰电压为0.4伏特)时。开关100和112的切换频率被调整以便使在管脚RIND端检测出的电压保持为-0.4伏特，该电压在节点110产生相对稳定的大约80-85kHz的频率(规定作为预热频率)。一个相对稳定的RMS电流从电感器75流过，该电感器通过与线圈76和77耦合使得灯85的灯丝(即阴极)能够为灯85的随后的点火做充分的准备以延长灯的寿命。预热周期的持续时间由电容器165确定。当电容器165的值为0时(即开路)，实际上灯丝没有预热，使得灯85立即开始工作。

在预热过程结束时，如电容器165所确定的那样，管脚VL呈低逻辑电平以断开开关82。电容器81不再与电容器80并联。IC109现在开始以IC109内设的速率从预热时的切换频率朝向无负载谐振频率(即电感器75和电容器80在灯85点着之前的谐振频率，例如60kHz)下扫。当切换频率接近谐振频率时，灯85两端的电压迅速增大(例如600-800伏峰值)，并且通常足以使灯85点燃。一旦灯85点亮，流过它的电流就从几个毫安增大到几百毫安。分别在管脚LI1和LI2处，根据它们之间由电阻器168和171所确定比例的电流的差值而检测出流经电阻器153的电流，该电流等于灯电流。由电阻器174和177的分压器定标的灯85的电压由二极管180和电容器183变成与灯的峰值电压成比例的直流电压并在节点181处检测。节点181的电压通过电阻器189转换为电流流入管脚VL。

流入管脚VL的电流在IC109内部与管脚LI1和LI2之间的差值电流相乘，产生一个经整流的交流电流，该电流从管脚CRECT流出并进入电容器192与电阻器195的并联电路。电容器192和电阻器195把交流经过整流的电流转换为直流电压，该电压与灯85的功率成正比。由于IC109内部存在一个反馈电路/环路，迫使管脚CRECT的电压等于管脚DIM的电压。从而实现对灯85所消耗功率的调节。

期望的灯85亮度值由管脚DIM管脚的电压决定。反馈环路包括一个灯电压检测电路和一个灯电流检测电路，这些电路将在后面详细介绍。半桥式逆变器60的切换频率利用上述反馈环路进行调整，从而使管脚CRECT的电压与管脚DIM的电压相等。管脚CRECT的电压在0.3与3.0伏之间变化(即1∶10的比率)。当管脚DIM的电压升高到超过3.0伏或降低到小于0.3伏时，在逆变器内部就分别将电压箝位在3.0伏或0.3伏。管脚DIM的电压为直流电压。施加到DIM控制电路211的一个1-10伏的调光控制输入电压由变压器T、电阻器206和212、二极管203和电容器213及215的组合电路变换成施加到DIM管脚的0.3-3.0伏的信号。变压器T使直流控制输入信号与逆变器60内的高压在电气上隔离。施加在DIM管脚的信号可以通过不同的方法产生，例如，将交流输入线电压的部分相位切断的相角调光方法。这些方法将输入线电压切断的相角转换成施加到DIM管脚的直流信号。

当灯85点亮时CRECT管脚的电压为零。随着灯电流的增大，在管脚CRECT产生的正比于灯电压和灯电流乘积的电流使电容器192充电。逆变器60的切换频率降低或者增大，直到CRECT管脚的电压等于DIM管脚的电压为止。当调光量设置为全光输出(100％)时，电容器192可充电到3.0伏，所以CRECT管脚的电压由于反馈回路的作用上升到3.0伏。在电压上升过程中，反馈回路呈开路状态，以下将详细介绍。当CRECT管脚电压达到约3.0伏时，反馈回路闭合。同样，当调光量设置为最小光输出时，电容器192可以充电到0.3伏，所以CRECT管脚的电压由于反馈回路的作用上升到0.3伏。一般来说，DIM管脚处0.3伏的电压相当于全光输出的10％。对于下降到全光输出的1％的极弱光，可以使用外部偏置电路198，使得0.3伏的DIM管脚电压相当于全光输出的1％，而这个偏置电路在其它情况下是不需要使用的。当调光量设置为最小光输出时，CRECT电容器在反馈回路闭合之前充电到0.3伏。

现有技术中的灯，在点燃时设置为弱光，通常会产生点燃闪光。这种大于所需亮度的闪光是由于在点燃之后以相对较长和不必要的时间(例如长达几秒)向灯施加高功率而产生的。现有技术的镇流器以这种方式确保顺利地使灯点亮。但是根据本发明可使点燃闪光达到最小。在低调光设置条件下，在点燃之后的强光状态持续时间非常短，从而使不必要的闪光对视觉的刺激最小。通过在点燃过程之后立即利用反馈回路减少施加给灯85的功率值可以基本避免产生点燃闪光。

现在参见图3，IC109包括一个功率调整和调光控制电路250。管脚LI1和LI2之间的差分电流施加给有源整流器300。有源整流器300利用带有内部反馈的放大器而不是二极管电桥对交流波形进行全波整流，以避免引起通常与二极管有关的电压降。电流源303响应有源整流器300的输出，产生一个整流电流ILDIFF，它表示流过灯85的电流，并作为施加给电流乘法器306的两个输入信号之一。

预热周期中，P沟道MOSFET331导通并且N沟道MOSFET332截止，从而使管脚VL的电位增大到管脚VDD的电位。当预热周期结束时(例如1秒持续时间)，P沟道MOSFET331截止，N沟道MOSFET332导通，以使逆变器60的功率调整和调光控制操作可以进行。预热过程之后电流流过管脚VL和N沟道MOSFET332并且由电阻333定标。电流源(即电流放大器)336响应来自管脚VL的经过定标的电流产生一个电流信号IVL。电流箝位器339限定了施加给乘法器306的另一个输入端的电流信号IVL的最大值。电流源309响应乘法器306的输出而输出一个电流ICRECT，它同时输入到CRECT管脚和一个误差信号放大器312的同相输入端。如图2所示，电容器192和电阻器195将从管脚CRECT输入的交流整流电流转变为直流电压。

再参见图3，管脚DIM端的直流电压施加给电压箝位电路315。电压箝位电路315将管脚CRECT端的电压限定在0.3和3.0伏之间。电压箝位电路315的输出施加给误差信号放大器312的反相输入端。误差信号放大器312的输出控制了流过电流源345的电流IDIF的大小。电流比较器348将电流IDIF与一个参考电流IMIN和一个电流IMOD进行比较，并且输出最大幅值的电流信号。电流IMOD由一个开关电容积分器327控制。电流比较器348输出的电流产生一个控制信号，该信号确定了VCO318的振荡(切换)频率。当所说灯点燃时，管脚CRECT端电压和电流IDIF为零。比较器348的输出从IMIN、IDIF和IMOD中选择一个最大的电流，即IMOD。随着管脚CRECT端电压增大到管脚DIM端的电压，电流IDIF增大。当电流IDIF大于电流IMOD时，比较器348的输出等于电流IDIF。

反馈环路以误差信号放大器312为中心，并且包括内接或外接于IC109的元器件以使管脚CRECT电压等于管脚DIM电压。当管脚DIM的电压小于0.3伏时，给误差信号放大器312的反相输入端施加一个0.3伏的直流电压。当管脚DIM的电压大于3.0伏时，给误差信号放大器312施加一个3.0伏电压。施加到管脚DIM的电压范围应为0.3伏至3伏(包括0.3伏和3.0伏)，以使灯85的最大与最小发光度之间的比值达到所需的10∶1。乘法器306的输入电流由电流箝位器339箝位，以使输入到乘法器306的电流进行正确的定标。

CCO318的频率根据比较器348的输出去控制半桥型逆变器60的切换频率。比较器348在预热和点燃扫频期间向CCO318供给电流IMOD。在稳定工作状态比较器348向CCO318输出IDIF电流。当比较器348输出电流IMIN时，CCO318响应该IMIN电流，限制最小切换频率。最小切换频率还取决于电容器159和电阻器156，该电容器和电阻器分别在管脚CF和RREF外接于IC109。当管脚CRECT端的电压与管脚DIM端的电压相等时，逆变器60形成闭环操作。误差信号放大器312调节比较器348的输出电流IDIF，以保持管脚CRECT端的电压近似等于管脚DIM端的电压。

正如管脚RIND端的信号所表示的，一个谐振电感器电流检测电路监测谐振电感器的电流，以判断逆变器60是否处于或近似于电容工作模式。当流过电感器75的电流领先于加在开关112两端的电压时，逆变器60处于电容工作模式。在近似电容工作模式中，流过电感器75的电流接近于但还没有领先于加在开关112的两端的电压。例如，在给定的由电感器75和电容器80确定的一个大约50kHz的谐振频率情况下，当流过电感器75的电流滞后开关112两端的电压在大约1微秒以内时，就存在近似电容工作模式。

电路364还检测开关100或110是否形成正向导通或体二极管导通(从衬底到漏极)。当开关100或者112正向导电时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号IZEROb(即在双稳态触发器370的Q输出端产生的信号IZEROb)为高逻辑电平；而当开关100或112的体二极管导电时，双稳态触发器370的Q输出端产生的信号IZEROb为低逻辑电平。信号IZEROb施加给CCO318的管脚IZEROb。当信号IZEROb为低逻辑电平时，在管脚CF379端的波形基本上是一个恒定电平。当信号IZEROb为高逻辑电平并且开关100导通时，管脚CF端的电压增大。当信号IZEROb为高逻辑电平并且开关112导通时，管脚CF端的电压减小/下降。

当逆变器60的切换频率处于近似容性工作模式时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号CM(即由或门373产生的信号CM)为高逻辑电平。开关电容积分器327响应高逻辑电平的信号CM，使电流源329的输出(即IMOD电流)增大。IMOD电流量值的增大使比较器348将IMOD电流施加给VCO318，从而使逆变器60的切换频率增大。谐振电感器电流检测电路364通过监测在IC109的管脚G1和G2端产生的每个栅极驱动脉冲的前(上升)沿期间管脚RIND端的电压波形的符号(+或-)来检测出近似容性工作模式。当在栅极脉冲G1的前沿期间管脚RIND端的电压波形符号为+(正)或者栅极脉冲G2为-(负)时，逆变器60为近似容性工作模式。

NAND门376输出一个CMPANIC信号，该信号在逆变器60工作在容性模式时呈高逻辑电平。一旦检测到容性模式，IMOD电流的值就响应开关电容积分器327输出的急剧升高而迅速增大。VCD318根据IMOD信号、电阻器156和电容器159使逆变器工作频率相对地瞬间增大到逆变器60的最大切换频率。通过监测在IC109的管脚G1和G2产生的每个栅极驱动脉冲的后(下降)沿期间管脚RIND端的电压波形的符号(+-)来检测出容性模式。当在栅极脉冲G1的后沿期间管脚RIND端的电压波形符号为-(负)或在栅极脉冲G2的后沿期间管脚RIND端的电压波形符号为+(正)时，逆变器60就处在容性工作模式。

电路379根据电容器165(接在管脚CP和地之间)的值设置灯85的灯丝预热时间和使逆变器60处于准备工作模式的时间。在预热周期，在管脚CP端产生2个脉冲(持续时间大于1秒)。预热周期中逆变器60的切换频率大约是80kHz。在预热周期结束时，信号IGNST即为使点燃开始的高逻辑电平，所说点燃开始即指以从大约80kHz到约为、但是高于电感器75和电容器85的谐振频率例如60kHz(无负载的谐振频率)的切换频率进行的点燃扫频过程。该点燃扫频可以以例如10kHz/毫秒的速率进行。

IC109调节流过谐振电感器75的电流值，该电流值在管脚RIND端检测。当管脚RIND端的电压值超过0.4时，比较器448输出的信号PC呈高逻辑电平，使得开关电容积分器327的输出对IMOD值进行调节。结果RMS转换频率增加，这使流过谐振电感器75的电流幅度减小。当管脚RIND端的电压值下降到小于0.4时，信号PC呈低逻辑电平，使得开关电容积分器327的输出对IMOD值进行调节，以使切换频率减小。从而，使流过谐振电感器75的电流增大。通过实现对流过谐振电感器75的电流的准确调节，使得在预热过程中灯85的每根灯丝两端的电压基本恒定。另一方面，通过与每根灯丝串联一个电容器(未示出)，能够使流经灯丝的电流在预热过程中基本保持恒定。

电路379还包括一个点燃定时器，该定时器在预热周期结束之后启动。一旦计时器启动，就在管脚CP端产生一个脉冲。如果在这个脉冲之后检测到逆变器工作在容性模式，或者检测到灯85两端处于过压状态，IC109就进入准备工作模式。在准备过程中，VCO318停止振荡，这时，开关112和100分别保持导通和不导通状态。为退出准备工作模式，施加给IC109的电压(即施加到管脚VDD)必须减小到至少为或小于一个断开阈值(例如10伏特)，然后增大到至少一个导通阈值(例如12伏特)。

预热定时器包括一个施密特触发器400(即迟滞比较器)，该触发器决定了CP波形的触发点。这些触发点表示为了使施密特触发器400触发成通和断而施加到施密特触发器400的输入端上的电压。开关403在处于导通状态时，为电容器165放电提供了一条路径。每当施密特触发器400产生脉冲时并且在每个脉冲持续时间内，开关403始终处于导通状态。每当管脚CP端的电压超过由施密特触发器400确定的上触发点时，电容器165就放电。放电路径包括管脚CP、开关403和地。电容器165由电流源388充电。当检测到由在NAND门376产生CMPANIC信号所表示的容性工作模式时，开关392接通。电容器165这时也由电流源391充电。当检测到容性工作模式时，电容器165的充电电流是未检测到容性工作模式时的10倍。管脚CP端的电压达到施密特触发器的上触发电平所用时间是不在容性模式时所用时间的1/10。因此当检测到容性工作模式时，管脚CP端的脉冲持续时间是没有检测到容性工作模式时的十分之一。所以，每当切换频率的增加没有消除容性模式条件时，IC109就在相对短的时间内进入准备工作模式。

预热定时器还包括一个构成计数器397的D触发器。NAND门406的输出端产生信号COUNT8b，该信号在点燃过程结束时呈低逻辑电平。每当检测到灯85两端出现过压最小阈值状态(即由信号OVCLK表示的)，或检测到逆变器容性工作模式(即由信号CMPANIC表示的)时，门412就输出一个高逻辑电平。当门415的输出呈高逻辑电平时，开关403接通，使得电容器165放电。

如上所述，为实现功率调节和调光控制，在预热周期之后将流经管脚VL端的输入电流通过电流源336施加给乘法器306。从管脚VL端输入的电流还通过电流源417、电流源418和电流源419分别供给比较器421、424和427的同相输入端。

一旦检测到灯电压已大于过压最小阈值，比较器421就启动点燃定时器。当点燃定时器计满时以后，如果存在过压最小阈值状态，则IC109进入准备工作模式。D触发器430在管脚G2产生的栅极脉冲的下降沿时刻对比较器421的输出提供时钟同步。在第一次点燃扫频过程中每当过压最小阈值被超出时，D触发器433、与门436和或非门439的逻辑组合电路就使开关(N沟道MOSFET)440接通，从而阻断ICRECT信号。触发器433具有一个与内部节点385连接的D输入端。当检测到过压最小的条件时，在预热过程结束时触发器433的D输入端呈高逻辑电平。当触发器433D输入端为高逻辑电平时，它的输出呈低逻辑电平，从而使门439的输出切换为低逻辑电平。进而，开关440断开，阻止信号ICRECT传输到管脚CRECT。当信号ICRECT被阻止传输到管脚CRECT时，电容器192通过电阻器195放电。如果不使用外部偏置电路198就会产生完全放电。当使用如图2所示偏置电路198时就会发生部分放电。在任何一种情况下，电容器192的放电降低了管脚CRECT端的电压以确保反馈环路不闭合。在预热过程中，在内部节点385的IGNST信号为低逻辑电平。于是在预热过程中或非门439将使开关440断开。没有ICRECT信号施加给误差信号放大器312或流出管脚CRECT，从而使电容器192充电。

一旦点燃扫频开始(这个过程是在预热过程完成之后立即开始的)，信号IGNST就为高逻辑电平。这时开关440接通，并且在点燃扫描过程中保持接通状态，直到由比较器421检测到过压最小阈值(例如大约是最大电压的1/2，该最大电压在点燃过程中施加给灯85)时为止。在点燃扫频过程中，切换频率一直下降，使得灯85两端的电压和检测到的灯电流升高。信号ICRECT的值增大，它使电容器192充电，从而使得管脚CRECT端的电压升高。在低调光条件下，管脚CRECT端的电压可以等于管脚DIM端的电压。如果没有其它信号的介入，误差信号放大器在检测到上述两个管脚的电压之间没有差别时就会在灯85的顺利点燃之前过早地使反馈环闭合。

为避免反馈环路的过早闭合，在点燃扫频过程中门439将使开关440断开，并且保持开关440处于断开状态直到比较器421检测到过压最小阈值存在时为止。通过阻止信号ICRECT传输到管脚CRECT，管脚CRECT端的电压下降，从而即使当管脚DIM电压设定为极弱光电平时，也能避免管脚CRECT端的电压等于管脚DIM端电压。所以，在点燃扫频过程中反馈环路不会闭合，从而不会妨碍顺利点燃。更为可取的是，开关440在点燃过程中仅断开一次，从灯电压达到过压最小阈值时开始，并且持续到灯85点燃为止。在开关440断开的同时，电容器192能够通过电阻器195充分放电以确保反馈环路在点燃扫频过程中不会过早闭合。

为了使灯顺利点燃，已有技术的镇流器驱动装置要在一个不必要的长时间(例如长达几秒)内向灯施加一个相对较高的功率。如果试图在较低亮度下起动灯时，在不必要的长时间里向灯施加相对较高功率会导致一种被称作点燃闪光的状态。在这种状态下，会出现远远大于所需亮度的闪光。

在图2所示的逆变器中，已经基本消除了点燃闪光，即已经使其小到感觉不出的程度。通过避免在不必要的长时间里向灯85施加相对较高功率，从而实现了基本消除点燃闪光。更具体地说，在将功率幅值下降到灯点燃之后的量值之前，只向灯85施加相对较高功率约1毫秒或更短时间。这种灯功率的瞬间降低是通过监测过压状态、特别是当在允许开关440再次闭合之前灯电压下降到低于过压最小阈值时(如由比较器421所确定的那样)时监视过压状态而实现的。当灯85顺利点燃后灯功率立即下降到低于过压最小阈值。换句话说，在可能产生点燃闪光的微弱光状态下，可以通过首先检测灯电压何时达到和/或超过过压最小阈值、然后检测何时灯电压下降到低于过压最小阈值来避免点燃闪光。

当灯电压超过过压最大阈值时(例如过压最小阈值的两倍)比较器424呈高逻辑电平。当比较器424的输出为高逻辑电平而没有检测到近容性模式时，开关电容积分器327响应呈高逻辑电平(即由处于高逻辑电平的双稳态触发器445输出的信号FI(频率增大))的D触发器445的Q输出而以固定速率(例如10KHz/ms的扫频速率)提高VCO318的振荡频率、从而提高切换频率。所以减少了逆变器60的切换周期的时间间隔。当比较器424的输出处于高逻辑电平并且检测到近容性模式时，开关电容积分器327响应呈高逻辑电平的NAND门442的输出(即由呈高逻辑电平的NAND门442输出的信号FSTEP(频率跨步))，立即(例如在10微秒内)将VCO318的振荡频率、进而也将切换频率提高到其最大值(例如100kHz)。于是就响应现正处于其最大振荡频率值的VCO318的输出，将逆变器60的切换周期降低到它的最小时间间隔(例如10微秒)。

当灯电压超过一个过压保险阈值时(即大于过压最大阈值时)比较器427的输出呈逻辑高电平。当比较器427的输出呈高逻辑电平时，开关电容积分器327响应呈高逻辑电平的NAND门442的输出(即由呈高逻辑电平的NAND门442输出的信号FSTEP(频率跨步))而立即将VCO318的切换频率提高到它的最大值。

门驱动电路320在本领域中是众所周知的，在美国专利No.5373435中有更充分的介绍。美国专利No.5373435中关于门驱动电路的描述以引用的方式结合在本申请中。IC109的管脚FVDD、G1、S1和G2对应于美国专利No.5373435中附图1所示的节点P1、P2、P3和GL。本申请图3中所示的信号G1L和G2L分别对应于美国专利No.5373435中的端点INL和当施加较高驱动DU时在控制器与电平移位器之间产生的信号。

电源稳压器592包括一个可产生大约5伏输出电压的带隙稳压器595。稳压器595在温度和电源电压(VDD)的较宽范围内是基本稳定的。施密特触发器(即迟滞比较器)598的输出，即被称为LSOUT(低电源输出)信号，用于鉴别电源电压的状态。当管脚VDD的输入电源电压超过一个接通阈值(例如12伏特)时，LSOUT信号处于低逻辑电平。当管脚VDD的输入电源电压下降到低于一个截止阈值(例如10伏特)时，LSOUT信号为高逻辑电平。在启动过程中，LSOUT信号为高逻辑电平，它将锁存器601的输出(即被称作为STOPOSC的信号)设置为高逻辑电平。VCO318响应呈高逻辑电平的STOPOSC信号而停止振荡，并且将管脚CF的电压设置为等于带隙稳压器595的输出电压。

当管脚VDD的电源电压超过接通阈值时，LSOUT信号呈低逻辑电平。这时STOPOSC信号呈低逻辑电平。VCO318响应处于低逻辑电平的STOPOSC信号而驱动逆变器60，使其以这里所述的切换频率振荡，将基本为梯形的波形施加到管脚CF。当管脚VDD电压下降到低于截止阈值和管脚G2的门驱动电压成为高逻辑电平时，VCO318停止振荡。开关100和112分别保持在它们的截止和导通状态。

当或非门604的输出呈高逻辑电平时，锁存器601的输出也呈高逻辑电平，这使得VCO318停止振荡，并且处于准备工作模式。在点燃过程结束之后，当检测到灯85处于过压状态或者逆变器处于容性工作模式时，或非门604的输出(表示为NOIGN信号)呈高逻辑电平。当将灯85从电路中去掉时将出现这些状态之一。当灯85不能点燃时，将产生过压状态。

VL管脚用于调节灯功率，以保护灯不发生过压状态，并且提供一个输出驱动信号以区别预热调节和正常调节。管脚VL的输入信号为正比于灯电压(例如峰值或整流后的平均值)的电流。VL管脚电流进入乘法器306，该乘法器产生一个表示灯电流与灯电压乘积的信号，并且如上所述，用于调节灯功率。VL管脚电流还进入比较器421、424和427以用于检测过压状态。但是，在预热周期中，由于在灯85内还不存在全电弧放电，所以不需要检测过压状态。在预热周期中，逆变器60的工作频率远远高于未加负载的电感器75和电容器80的LC谐振电路的谐振频率。在预热过程中的这种极高频率导致在灯85上的电压相对较低，这种低电压不会损坏镇流器10或灯85的元器件。

在预热过程中，P沟道MOSFET331导通，而N沟道MOSFET332断开，从而使VL管脚具有与VDD管脚相同的电压。所以VL管脚在预热过程中处于高逻辑电平，而在其它情况下(例如在点燃状态和稳态下)处于低逻辑电平。VL管脚的这两种逻辑电平可以区别逆变器60是否工作在预热或非预热模式。

在预热周期中VL管脚的高逻辑电平使N-沟道MOSFET开关82接通。这时电容器81与电容器80并联。电容器81的增加降低了未加负载情况下的谐振频率，这导致在预热周期中在灯85上施加较低的电压。预热周期一结束，开关82就被VL管脚的一个低逻辑电平断开。这时电容器81不再与电容器80并联。未加负载的谐振频率提高，这时在点燃扫频过程中可以更容易接近该频率。从而能够在灯85两端施加足够高的电压以使其点燃。

在预热周期中，IC109不需要检测由管脚VL的电压所表示的灯85两端的电压。所以在预热周期中利用VL管脚来驱动开关82进入导通状态。在预热周期之后，需要监测过压状态和灯功率，这就要求检测由管脚VL的电压所表示的灯电压。这时VL管脚电压处于低逻辑电平，通常处于0-800毫伏的范围内，这使得开关82被断开。所以，VL管脚的逻辑电平(它表示IC109是否工作在预热模式)用于控制谐振电路的运行。VL管脚还可以被用于控制设置在IC109之外的其它器件在工作和非工作状态之间的切换，以便在预热状态中和预热状态之后影响逆变器60或灯85的性能。

现在参见图4，灯功率与调光控制输入信号之间的关系曲线表示现有技术的镇流器驱动方法的不可重复性。曲线90、92和94代表含有不同惰性气体和/或具有不同直径的荧光灯。对于相同的调光控制输入电压，曲线90和92或曲线90和94表示出基本不同的灯功率。在相同的调光控制输入下，无法一致而可靠地对用同一镇流器供电的不同类型的灯实现所需的点燃条件的可重复性。此外，现有技术中的这些镇流器驱动装置在极弱光条件下、也就是在低至全光输出的1％至3％时，都无法很好调节。确实，这三种灯都无法达到全光输出的20％以下的状态。

与此相反，如图5所示，本发明提供了优异的可重复性和易于调节的极弱光状态。在相同的调光控制输入电压下，所有三条曲线具有基本相同的灯功率。三种灯还全都可以工作在极弱光状态、也就是低至全光输出的1％状态。此外，每条曲线都基本上是线性的，这使得在极弱光条件下调节灯功率相对容易。

现在很容易理解，对于低至全光输出1％至3％的光亮度也能够进行调节。借助于外加调光控制信号与灯功率之间相对良好的线性关系，实现了在如此弱光条件下的调节。镇流器10还可以驱动不同类型的灯使之处于基本相同的光输出量值，即对于不同类型的灯具有所需亮度的可重复性。这种调节能力和可重复性是通过根据实际的灯消耗功率而不是象现有技术中那样仅仅按照近似的灯消耗功率来驱动逆变器而实现的。

Claims

1.一种用于驱动包括一个灯的负载的逆变器，它包括：

开关装置，它响应驱动信号，用于在导通和断开状态之间进行切换，从而将电功率传输到所说负载，在所说灯上施加一个电压和使电流经过所说的灯，和

用于产生驱动信号的控制电路，它包括一个放大器，用于将根据表示所说的灯所消耗的功率量的灯功率信号而产生的一个反馈信号与表示所需灯功率量值的一个变化电压进行比较，所说变化电压的范围为从一个最小弱光值到全灯功率的最大亮度，其特征在于，所说反馈信号是一个直流偏置电压与所说灯功率信号之和。

2.如权利要求1所述的一种逆变器，其特征在于所说直流偏置电压是一个恒定直流电压。

3.如权利要求1或2所述的一种逆变器，其特征在于所说控制电路形成在一个集成电路上，并且所说集成电路包括一个用于将所说变化电压限制在一个下限与一个上限之间的电压箝位电路。

4.如权利要求1、2或3所述的一种逆变器，其特征在于所说控制电路包括一个乘法器，用于产生一个正比于灯电流与灯电压乘积的灯功率信号。

5.如权利要求4所述的一种逆变器，其特征在于所说控制电路形成在一个集成电路上，并且还包括一个直流电压源与电阻分压电路的串联组合，所说电阻分压电路外接于所说集成电路，用于产生直流偏置电压，并且通过所说集成电路的一个管脚与所说乘法器相连，所说管脚的电压用作反馈电压。

6.如权利要求5所述的一种逆变器，其特征在于在所说电阻分压电路中所包含的一个第一欧姆电阻器与由一个二极管和一个第二欧姆电阻器组成的串联组合相并联。

7.如权利要求1所述的一种逆变器，其特征在于在所说变化电压的全部变化范围与所说反馈信号之间以及在反馈信号与灯消耗功率之间都只存在一个或多个线性关系，从而使得在所说变化电压的全部变化范围与所说灯消耗功率之间只存在一个或多个线性关系。

8.如权利要求2所述的一种逆变器，其特征在于在所说变化电压的全部变化范围与所说反馈信号之间以及在反馈信号与灯消耗功率之间都存在单一的线性关系，从而使得在所说变化电压的全部变化范围与所说灯消耗功率之间存在单一的线性关系。