CN1179693A

CN1179693A - 带有阴极预热功能的灯镇流器电路

Info

Publication number: CN1179693A
Application number: CN 97119575
Authority: CN
Inventors: L·R·内罗尼
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-10-01
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 1998-04-22

Abstract

一种气体放电灯的镇流器电路具有电阻加热的阴极。直流变交流变换器电路向谐振负载电路提供交流电流。变换器电路包括第一和第二开关,并具有公共节点。比较器电路将第一输入节点上的信号与第二输入节点上的周期基准信号进行比较,并产生比较器输出信号。一个电路根据比较器输出信号产生周期基准信号。第一电路在第一输入节点上产生信号,避免灯点燃,同时加热灯阴极。第二电路在第一输入节点上产生信号,允许灯点燃并工作。第二电路包括反馈电路。

Description

带有阴极预热功能的灯镇流器电路

本发明涉及气体放电灯的镇流器电路或电源电路。更具体地说，本发明涉及采用多个功率开关的镇流器电路，这些开关以再生方式受控，镇流器电路还具有阴极预热功能。

诸如荧光灯那样的气体放电灯一般采用镇流器电路来将交流电源电压变换成高频交流电压，该高频交流电压施加在包括气体放电灯的谐振负载电路上。谐振负载电路包括谐振电感和谐振电容，它们确定谐振负载电路中的谐振电流的频率。镇流器电路通常包括一个串联的半桥直流变交流变换器，该变换器具有一对功率开关，将谐振负载电路的一端交替地与直流总线电压相连，然后与地相连，从而将上述交流电压施加到谐振负载电路上。一般提供栅极驱动电路以再生或自谐振方式控制变换器的开关。

相关技术申请No.08/644,466和No.08/644,318涉及再生栅极驱动电路，该电路不需要象许多现有技术电路那样使用磁变压器，并且许多部件可以用集成电路来实现。然而，需要对上述相关技术申请的栅极驱动电路进行改进，并使之具有阴极预热功能，从而在点燃灯之前的一段预定时间对灯的阴极加热。在阴极预热期间，需要保持低的灯电压，以便避免在阴极被充分加热之前灯点燃。

因此，本发明的一个目的是提供一种气体放电灯的镇流器电路，该电路包括用于控制一对功率开关的无需磁变压器的再生反馈电路，并具有阴极预热功能。

本发明的再一个目的是提供一种上述类型的气体放电灯的镇流器电路，其中在阴极预热期间，需要保持足够低的灯电压，以便避免在阴极被充分加热之前灯点燃。

根据本发明的一种形式，一种气体放电灯的镇流器电路具有电阻加热的阴极。直流变交流变换器电路向谐振负载电路提供交流电流。变换器电路包括串联在直流电压侧的总线导体和基准导体之间的第一和第二开关，并具有流过交流电流的公共节点。在控制变换器开关的开关控制装置中，比较器电路将第一输入节点上的信号与第二输入节点上的周期基准信号进行比较，并产生比较器输出信号，当被比较的第一个信号大于被比较的第二个信号时，上述输出信号改变其状态，而当被比较的第二个信号大于被比较的第一个信号时，上述输出信号进一步改变其状态。一个电路根据比较器输出信号产生周期基准信号。第一电路在点燃灯之前对变换器电路加电时在第一输入节点上产生信号，避免灯点燃，同时加热灯阴极。第二电路在第一输入节点上产生信号，允许灯点燃并工作。第二电路包括反馈电路，用于检测谐振负载电路中的交流电流，并产生与交流电流成比例的反馈信号。从对变换器电路最初加电算起经过一段预定时间以后，反馈信号与第一输入节点相连，在这段时间灯的阴极被加热。

下面将参照附图对本发明进行详细的描述，附图中相同的参考号表示相同的或相应的部分，其中：

图1是气体放电灯的镇流器电路的示意图，其中一部分是以框图形式表示的，该电路在反馈电路中专门用了电子部件来控制一对电源开关，并具有阴极预热功能；

图2表示图1的电压信号V22、V-和V+的简化的电压波形；

图3是图1的变换器电路14的最佳实施方案的示意图，其中一部分是以框图形式表示的；

图4是图3的分相器、停滞时间和电平移动电路50的实施方案；以及

图5是图4的停滞时间电路60的实施方案。

参照图1，图中画出了诸如小型荧光灯那样的气体放电灯的电子镇流器电路。灯12包括电阻加热阴极12A和12B。变换器电路14向谐振负载电路16提供交流电流，该电路包括灯12、谐振电感LR、谐振电容C_R1，最好还有并联在灯12两端的另一个电容C_R2，电容C_R2增大了谐振电容C_R1的容量。电流检测反馈电阻R_F或通过实线13A表示的导线与阴极12B相连，或通过虚线13B表示的导线与阴极12B相连，这种选择一般是根据谐振负载电路16中的电压幅度确定的。变换器电路14的详细情况如下所述。

比较器18为变换器电路14提供控制信号，该信号先经过反相缓冲器20，然后作为电压信号V22出现在线路22上。比较器18具有反相输入端“-”，上面有输入电压信号V-，以及非反相输入端“+”，上面有输入电压信号V+。下面将要说明的电阻24和R1分别提供从输出信号V22到输入信号V+和输入信号V-的反馈通路。为了确保比较器18的稳定操作，反相缓冲器20提供从比较器18到输出信号V22的延时。因此，信号V22的只在输入电压V+和V-稳定以后才改变状态。

当对变换器电路14加电时，定时器电路25使开关26保持关断，即不导通，通常是1秒。当对变换器电路14加电时，提供基准电压V_R，并通过电阻30向电容28充电。电容28上的电压驱动具有滞后特性的一对串联的反相缓冲器32，如缓冲器的三角形符号中所画的滞后符号所示。在一般是1秒的预定时间以后，这些缓冲器提供明显的电压升，使开关26闭合。开关26最好是模拟开关，例如n沟道增强型MOSFET。

现在描述在对变换器电路14加电之后开关26保持关断期间比较器18的工作情况。除了参照图1外，还参照图2，图2表示输出电压信号V22和输入电压信号V+、V-的简化的电压波形图。如图2所示，时间段T1是在对变换器电路14加电之后开关26保持关断的期间。在这一期间，允许通过谐振负载电路16中的电流对阴极12A和12B加热。时间段T1的电流的频率设定在一个适当的值，例如能够防止灯12过早点燃。与比较器18相连的电路确定谐振负载电路16中的电流的频率。更具体地说，在阴极预热期间，负载电流的频率一般选择为高于谐振负载电路16的固有谐振频率的20％至50％。这样便使得灯电压维持在比较低的幅度，以防止灯过早点燃，同时保持足够大的电流通过灯的阴极，使阴极在灯点燃之前变得足够热。

从图2中可以看到，输出电压信号V22是以方波的形式在高电位和零之间变化。当信号V-超过信号V+时，信号V22从低电平变为高电平。当信号V+超过信号V-时，信号V22从高电平变为低电平。通过电阻24分别对电容34充电或放电，从高电平信号V22或低电平信号V22产生基本是三角波的信号V+。电压信号V+的上升和下降沿最好是线性的，因此当信号V+超过信号V-时，比较器18的输出有明显的变化。例如，信号V+的线性部分最好从电容34充放电的时间常数的第一个四分之一处开始。

同时，在开关26关断期间，通过基准电压V_R的驱动，由电阻R2和R3的电阻分压网络产生基本是方波的信号V-。该基准电压最好是与对定时器电路25的电容28充电的电压相同的电压。具体地说，电阻分压网络在节点36上产生直流电压分量。节点36的另外的电压分量是由电阻R1提供的，该电阻的一段与节点36相连，另一端与节点22相连，以便接收信号V22。节点36上最终得到的电压信号如图2所示，在时间段T1是方波。该方波信号的垂直变化范围38确定何时信号V22从一种状态变到另一种状态，并最终确定谐振负载电路16中的电流的频率。垂直变化范围38是由电阻R1的值确定的。

当开关26导通时，由于上述定时器电路25工作，所以反馈电压V_F变为节点36上的主要电压，有效地确定比较器的输入信号V-。这是因为反馈电阻R_F的值远远低于电阻R1、R2和R3的值，也低于电阻R4和R5的值。上面施加了基准电压V_R的电阻R4和R5提供其公共节点40上的电压的直流分量。这一直流分量的幅度最好与由电阻R2和R3提供的节点36上的直流分量的幅度相同，其结果是开关26上的电压在开关导通之前基本为零。采用电容42以便得到反馈电阻R_F上的电压与网络R4和R5提供的直流分量之间的适当的耦合。

在时间段T2反馈电压V_F有效地确定电容输入电压V-，输出电压V22过渡到高电平或低电平的过渡点不再由时间段T1所示的方波确定。基本是正弦波的V-与三角波V+相互作用，导致频率与谐振负载电路16的固有谐振频率同步。因此在时间段T2，允许灯点燃，谐振负载电路16达到其谐振频率。灯点燃后，灯12的电阻显著下降，谐振负载电路16的工作频率变到不同于灯点燃时的稳定状态值。

图3表示变换器电路14的最佳实施例，它在图1中是以方框表示的。在线路22上的输出电压V22(图1)被分相器、停滞时间和电平移动电路50接收，这在下面结合图4描述。电路50在线路50A和50B上提供适当的信号，它们分别被常规的缓冲器70和72接收。这些缓冲器用来驱动MOSFET开关Q1和Q2。开关Q1和Q2之间的公共连接处通过隔直电容39与谐振电感L_R相连；开关Q1的下面的节点，即参考节点60(例如，地)与反馈电阻R_F相连。

图4表示图3的分相器、停滞时间和电平移动电路50的实施方案。如图4所示输出信号V22施加到停滞时间电路60，该电路的一种实施方案示于图5。在图5中，包括电阻63和电容65的电路接收输出信号V22，并向逻辑非门67提供延迟的输入电压V65。非门67具有滞后特性，它的输入阈值电压是其输出电压的函数。非门67产生一个输出电压，V60与输出信号V22的跳变方式相反，不过是在延迟间隔(或停滞时间)以后才跳变。工作频率为65千赫的灯的典型的延迟间隔61是1微秒。

返回图4，停滞时间电路输出电压V60输入至逻辑与门51。与门51的另一输入是逻辑非门52的输出，该输出是输出信号V22的反相信号。与门51的输出即电压V51示于图4。输出电压V51通过常规的电平移动电路54移动电平，以便在导体50A上形成适当的信号，经过缓冲器70(图3)后驱动图3中上面的MOSFETQ1的栅极。

为了驱动图3中下面的MOSFETQ2的栅极，由图4的电路产生栅极驱动电压V58。为此，逻辑非门56先将停滞时间电路输出V60反相，并将所得电压作为一个输入施加到逻辑与门58上。逻辑与门58的另一个输入是输出信号V22。由于包括非门56，所以与门58的栅极驱动输出电压V58的相位与栅极驱动信号V51的相位差180°。这实现了电路50的分相功能。

如图4所示，栅极驱动信号V58的高电平状态与栅极驱动信号V51的高电平状态其上升沿和下降沿都是是分开的，分开的间隔是停滞时间间隔。由于可以采用所谓的软切换技术(例如零电压切换)，所以可以确保MOSFET开关Q1和Q2的高速操作。

本领域的一般技术人员可以以不同方式来实现图3和4的分相器、停滞时间和电平移动电路50的各种功能以及图2的缓冲器70和72的功能。例如，可以采用加利福尼亚E1Segundo的国际整流器公司的IR2155自振荡功率MOSFET/IGBT栅极驱动器。利用上述栅极驱动器，所谓RT输入端可以保持悬空，现在的输出信号V22可以施加到栅极驱动器的所谓CT输入端。然而，采用上述栅极驱动器，图4和5的设定停滞时间电路60的停滞时间的功能就不存在了。

对于25瓦的荧光灯12，工作电流的频率是65千赫，直流输入电压是160伏，电路元件的典型值如下：

谐振电感L_R 800微亨

谐振电容C_R1 4.4纳法

谐振电容C_R2 3.3纳法

反馈电阻R_F 1欧姆

电容42 3.3纳法

电阻R₄和R₅，每个 1兆欧

电阻30 2.4兆欧

电容28 100纳法

电压V_R 5伏

电阻R2和R3，每个 10千欧

电容34 3.3纳法

电阻24 10千欧

电阻R1 47千欧

隔直电容39(图3) 1微法

此外，反相器32可以是佛罗里达Melbourne的HarrisSemiconductor销售的产品CD40106B；开关Q1和Q2每个都可以是n沟道增强型MOSFET；开关26可以是n沟道增强型MOSFET，是由上述Harris Semiconductor销售的产品CD40106B。

上述气体放电灯的镇流器电路包括控制一对功率开关的再生反馈电路，而不需要磁变压器，并具有阴极预热功能。简单地说，在阴极预热期间，使灯电压保持足够低，以避免在阴极充分加热之前灯被点燃。

虽然以上结合具体实施例描述了本发明，但是本领域的一般技术人员可做许多修改和变化。因此应理解，所附的权利要求书旨在复盖落入本发明的精神和范围内的所有这些修改和改变。

Claims

1.一种具有电阻加热阴极的气体放电灯的镇流器电路，包括：

(a)含有气体放电灯并包括谐振电感和谐振电容的谐振负载电路；

(b)与所述谐振负载电路相连的直流变交流变换器电路，用于向所述谐振负载电路提供交流电流；所述变换器电路包括串联在直流电压侧的总线导体和基准导体之间的第一和第二开关，并具有流过所述交流电流的公共节点；

(c)用于控制所述第一和第二开关的开关控制装置，包括：

(i)比较器电路，用于将第一输入节点上的信号与第二输入节点上的周期基准信号进行比较，并产生比较器输出信号，当被比较的第一个信号大于被比较的第二个信号时，上述输出信号改变其状态，而当被比较的第二个信号大于被比较的第一个信号时，上述输出信号进一步改变其状态；以及

(ii)根据所述比较器输出信号产生所述周期基准信号的电路；

(d)第一电路，用于点燃灯之前对所述变换器电路加电时在所述第一输入节点上产生信号；选择所述第一输入节点上的所述信号，避免灯点燃，同时加热灯阴极；

(e)第二电路，用于在所述第一输入节点上产生信号，允许灯点燃并工作；所述第二电路包括：

(i)反馈电路，用于检测所述谐振负载电路中的交流电流，并产生与所述交流电流成比例的反馈信号；以及

(ii)从对所述变换器电路最初加电算起经过一段预定时间以后，将所述反馈信号与所述第一输入节点相连的电路，在这段时间灯的阴极被加热；以及

(f)调整所述比较器输出信号的调整电路，用于控制所述第一和第二开关。

2.权利要求1的镇流器电路，其中所述调整电路包括停滞时间电路，用于在所述第一和第二开关关闭时所述第一开关导通之前以及在所述第一和第二开关关闭时所述第二开关导通之前建立一个停滞时间。

3.权利要求2的镇流器电路，其中所述停滞时间电路包括从一个范围中选择所述停滞时间间隔的装置。

4.权利要求1的镇流器电路，其中用于检测所述谐振负载电路中的交流电流并产生反馈信号的所述电路包括所述谐振负载电路中的一个电阻。

5.一种气体放电灯的镇流器电路，包括：

(c)用于控制所述第一和第二开关的开关控制装置，包括：

(i)比较器电路，用于将第一输入节点上的信号与第二输入节点上的基本为三角形的周期基准信号进行比较，并产生比较器输出信号，当被比较的第一个信号大于被比较的第二个信号时，上述输出信号改变其状态，而当被比较的第二个信号大于被比较的第一个信号时，上述输出信号进一步改变其状态；以及

(ii)根据所述比较器输出信号产生所述周期基准信号的电路；

6.权利要求5的镇流器电路，其中产生所述周期基准信号的所述电路包括延迟电路，用于在所述周期基准信号的所述占优势的较高走向部分和所述占优势的较低走向部分之间实现延迟过渡，以便确保比较器电路的输出状态的稳定变化。

7.权利要求5的镇流器电路，其中所述开关控制装置包括：

(a)对所述比较器的输出信号作出响应的反相器，用于产生经反相的比较器输出信号；

(b)一个电阻，连接方式是在其一端接收所述经反相的比较器输出信号，另一端与所述比较器的所述第二输入节点相连；以及

(c)一个电容，连接在所述第二输入节点和参考电位的导体之间；

(d)所述周期基准信号是由交替对所述电容充放电产生的，电阻电容时间常数是由所述电阻和所述电容值确定的。

8.权利要求5的镇流器电路，其中所述调整电路包括停滞时间电路，用于在所述第一和第二开关关闭时所述第一开关导通之前以及在所述第一和第二开关关闭时所述第二开关导通之前建立一个停滞时间。

9.权利要求8的镇流器电路，其中所述停滞时间电路包括从一个范围中选择所述停滞时间间隔的装置。