CN1194520A - 光学频分多路复用基准载波重放装置 - Google Patents

Abstract

本发明的OFDM基准载波重放装置,具有相位比较装置6和滤波装置和电压控制振荡装置(VCO)8,用于对通过包含同步用副载波信号的OFDM调制方式所传输的OFDM信号进行解调,进一步包括:误差检测装置,从ECC(纠错码)电路的信号输出求出误差率;滤波器选择装置,根据上述误差率的结果,从构成上述滤波装置的多个环路滤波器中选择最佳的环路滤波器。

Description

光学频分多路复用基准载波重放装置

本发明涉及以光学频分多路复用(OFDM)调制方式接收的OFDM信号解调装置，特别是，本发明的目的是改善解调装置中的基准载波重放的性能。

OFDM是能够在一个信道频带内建立多个(256～1024个)的副载波来高效率地传输图象信号和声音信号的数字调制·解调方式。

其频率频谱为图7所示的样子。

各个副载波被进行QAM(正交幅度调制)，各个频谱的峰值与其他的副载波的频谱的零点相一致(正交)。

一般的OFDM副载波的频谱是以较窄的等间隔的频率配置而排列的。这样的OFDM波形，在用时间轴来看的情况下，大部分为白噪声的波形，而难于在解调侧实现高精度的基准载波重放。

由此，在现有的OFDM调制解调装置中，提出了下述方法：在发送侧除OFDM信号载波外还插入图8所示的无调制的副载波P(或者导频载波)，检测出该导频载波的频率、相位，进行OFDM全体的频率、相位同步，来进行正交调制(1992年度NHK技术研究所公开研究论文pp.28～36)。

图9表示使用导频载波的数据解调电路的现有技术例。

所输入的OFDM调制信号被分支为3个，由使用晶体滤波器等的高Q基准载波抽出滤波器2从第一分支输出抽出基准载波成分。

该基准载波成分由使用PLL的基准载波重放电路3来重放解调用基准载波信号。

第二、第三的分支输出分别提供给乘法器4、5。在各个乘法器4、5中提供了相位为0°、90°的基准载波信号，来分别解调同相(I)、正交(Q)信号。

在图10中表示现有的基准载波重放电路3的一个例子。

基准载波重放电路的主要构成是相位比较器6、环路滤波器7和压控振荡器(VCO)8这三个。

相位比较器6发生对应于所提供的基准载波抽出滤波器2的输出和VCO8的输出的相位差的输出电压。

环路滤波器7通过低通滤波器来除去在相位比较器6中包含的不需要的高次谐波成分和噪声。

VCO电路8是根据环路滤波器7输出的控制电压来决定振荡频率的振荡器，其输出被提供给相位比较器6，而形成PLL的反馈环。

由此，VCO电路8的输出达到与发射器的基准载波相位同步时，在接收侧重放基准载波。

下面对在上述基准载波重放装置中所求出的性能进行描述。

OFDM的解调通过FFT(傅立叶变换)来进行。

为此，当发射器的基准载波与在接收机中重放的载波之间的偏差(偏移)发生时，在FFT的取样点混入其他的副频带成分，解调的数据受到变位。

这就意味着I、Q的正交关系崩溃，而使图5所示的数据构象上的I、Q轴的偏转。

当由该旋转所引起的基准位置的偏移超出构象上的框时，误差发生。

其中，当列举具体例子时，在使OFDM的载波调制为256QAM的情况下，若求出使数据误差发生的重放载波跳动量，而得到这样的值：

ε＝π/48.6(rad)

若该值换算为基准载波频率f0＝10.7MHz中的时间量，则成为0.96nS。

该值是在基准重放载波中所要求的性能的最小(min)值，若考虑现状的PLL的性能，可以说是相当严格的值。

其原因是因为在进行PLL的设计时，存在与同步范围ωL和噪声频带BL的设定相关的问题。

这存在于作为同步特性的ωL和作为恒定特性的BL相反的关系中，例如，当同步范围ωL加宽，即加快同步速度时，噪声频带BL变宽，则重放载波跳动量增加，反之，若减小重放载波跳动量来进行设定，就不易进行同步，因此，在一般情况下，不能得到同时满足的妥协设计。

在OFDM解调的情况下，由于与重放载波跳动量相对应的要求特别严格，在上述现有的基准载波重放电路中，如图6那样，使用2方式PLL电路，该电路这样构成：附加相位检测器用的检波器(正交相位检波器)9，当进入预定的相位误差范围时，用模拟开关(SW)12等来自动地切换环路滤波器a10、环路滤波器b11，来缩窄噪声频带BL。

但是，当基准载波频率超过10MHz时，使用模拟的DBM(双平衡调制器)，难于得到足够的检波输出，因此，细分为3个以上模式来切换环路滤波器是困难的。

为此，在2个模式下，不能进行适合于接收状况的同步范围ωL和噪声频带BL的优化设计，实际上，由于已经成为重视重放载波跳动量的设计，则大多要牺牲同步特性。

在移动过程中或者视野外等种种接收状况中，在数据解调中不可能实现最佳的环路滤波器的设定。

如果是高精度并且正确地检测由接收器重放的基准载波的与发射器的载波所对应的同步状态的装置，就能实现适应于接收状况的同步范围(ωL)和噪声频带(BL)。

作为实现上述目的的装置，本发明这样构成：在现有的模拟型相位差检测器的基础上，进一步包括使用利用解调后的ECC的误差率检测电路，并根据接收状况来选择最佳的环路滤波器的装置。

检测出数据解调后的误差率，根据该误差率来选择环路滤波器，由此，来构成具有适应于接收状况的特性的基准载波重放装置。

本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中：

图1是表示本发明的基准载波重放装置的一个实施例的方框图；

图2是表示本发明的使用开关电容滤波器的基准载波重放装置的一个实施例的方框图；

图3是表示本发明的OFDM解调装置的一个实施例的方框图；

图4是表示本实施例的载波的配置的图；

图5是表示发生了频率偏差的OFDM构象的一个例子的图；

图6是表示现有环路滤波器的2个模式PLL电路的一个例子的图；

图7是表示现有的OFDM功率谱的图；

图8是表示现有的OFDM导频载波的一个例子的图；

图9是表示使用现有的导频载波的数据解调电路的一个例子的方框图；

图10是表示现有的OFDM的基准载波重放装置的一个例子。

下面参照附图来对本发明的基准载波重放装置的一个实施例进行说明。

图3是表示本发明的OFDM解调装置的一个实施例的方框图，下面对其动作进行简要说明。

本发明装置的基本规格如下：

(1)中心载波频率  10.7MHz

(2)传输频带宽度  100KHz

(3)调制方式      256QAM

(4)使用载波数    257波

(5)FFT大小       512点

(6)符号周期  2.6mS

ECC输入电路13收取应传输的数字信息数据，附加纠错符号。4位的信号级作为2的4次方即16的级信号而表现。

在图3中，对于应传输信息的载波，在振幅方向上定义16级，在角度方向上定义16级。

这样，把通过振幅和角度信息组合来传输16×16的256值的方式称为256QAM。

图4表示本实施例中的载波的配置。

其中的载波的名称是：把在中间频率中建立的载波称为第0载波(导频载波)，在OFDM调制频谱上，把第0载波右侧的载波依次称为第1载波、第2载波、……、第128载波。把第0载波左侧的载波依次称为第m1载波、第m2载波、……、第m128载波。

在该256波的载波中，使用248波来传输信息。在剩余的9波中，使用2波作为基准取样时钟重放载波和OFDM调制的基准载波，其他的7波用于接收数据校正用以及其他的辅助信号的传输。

在本实施例中，为了分配第0载波作为导频载波，由基准载波抽出滤波器2取出该载波来作为相位同步的基准信号使用。

248波的各个载波通过1位的信息来进行256QAM调制。

IFFT(反傅立叶变换)电路14对248波的载波进行256QAM调制，把各输出作为同相(I)、正交(Q)成分而输出。

这些输出信号通过防护间隔附加器15而由D/A变换器16变换为模拟信号。

模拟值的I分量、Q分量信号导入正交调制器17而输出OFDM调制信号。

最后，OFDM调制信号在应传输的频带中由变频器19进行变频，通过发射部20而提供给发射天线(未图示)进行发射。

在接收侧，通过接收部21和变频器22而恢复成中频信号，通过基准载波重放电路25来进行相位同步，通过正交解调器24来解调成实时的、虚拟的基带信号。

解调后的实时、虚拟信号通过A/D变换器26而变换成数字信号，经过防护间隔处理器27、FFT(QAM解码器)28、ECC输出电路29，而得到解码输出。

下面参照图1来对本发明的基准载波重放装置的一个实施例进行说明。

从提供图3的FFT(QAM解码器)28的输出的图1所示的ECC输出电路29来输出位误差信号和符号误差信号这两个误差信号。

位误差信号表示能够进行纠错的数据每一位的误差，符号误差信号表示纠错能够完成的误差状态。

误差率检测电路30进行下述动作：对位误差信号和符号误差信号进行计数，发生根据其结果来选择环路滤波器c31～环路滤波器h36或环路滤波器s37的选择输出。

例如，在OFDM接收开始时刻，依次选择侧重同步速度的环路滤波器c31～环路滤波器e33，高速引入直到符号误差不发生为止。

环路滤波器c31～环路滤波器h36依次从侧重同步速度到侧重恒定特性来进行设定。

接着，由模拟多路复用器38依次在环路滤波器f34～环路滤波器h36中选择环路滤波器，以使位误差变少。

在此过程中，如果位误差增加，考虑为其一个之前的环路滤波器是最佳的，就中止选择动作，固定在该环路滤波器上。

下面对选择环路滤波器s37的情况进行说明。

另一方面，不是象上述那样，使用多个环路滤波器依次进行切换的方法，而是考虑使用应用图2所示的开关电容的环路滤波器39。

该环路滤波器39通过给控制器端子提供任意的时钟，就能连续地判断滤波特性，如果使用它就不使用多个环路滤波器，由此而能够实现具有更简单构成的优良的基准载波重放装置。

当考虑到在多总线环境下的移动接收时，由电场强度的差；来产生衰落(包络线变动)。由此，导频载波受到影响，不能得到稳定的相位同步。

在此情况下，在充分考虑在一瞬间失去相位同步，而在图象传输中应用OFDM的情况下，就会发生图象中断(静止)的事态。

在此情况下，选择图1所示的的环路滤波器s37来解决该问题，下面进行说明。

如果出现来自ECC输出电路29的符号误差突发的状态，由多通道仿真器(未图示)进行模拟，通过误差率检测电路30由模拟多路复用器38进行选择而切换为具有事先求出的特性的环路滤波器s37。

该环路滤波器s37具有使同步特性优先于恒定特性的特性，频带宽于其他环路滤波器31～36，而展宽了引入范围，而具有能够大大减少符号误差的特性。

由此，即使符号误差突然发生，也能首先防止图象中断(静止)的事态。

下面，控制循环为返回上述的通常的环路滤波器选择过程的程序。

根据上述那样的本发明，由于能够通过使用ECC的误差率检测电路，来选择最佳的环路滤波器特性，就能提供适应于接收状况的优良的基准载波重放装置。

根据本发明，由于能够通过使用ECC的误差率检测电路，来选择最佳的环路滤波器或环路滤波器特性，就能提供适应于接收状况的优良的基准载波重放装置。

根据本发明，能够通过使用ECC的误差率检测电路，从误差率的结果来检测传输路径的急剧变化(出现符号误差突发的状态)，来选择事先通过模拟而求出的使同步特性优先于恒定特性的特性的环路滤波器，由此，就能提供图象不会中断的适应于接收状况的优良的基准载波重放装置。

附图中的标号说明：图1中：6：相位比较器29：ECC输出电路30：误差率检测电路31：环路滤波器c32：环路滤波器d33：环路滤波器e34：环路滤波器f35：环路滤波器g36：环路滤波器h37：环路滤波器s图2中：6：相位比较器39：开关电容环路滤波器29：ECC输出电路30：误差率检测电路30图3中：13：ECC输入电路14：IFFT15：防护间隔附加器16：D/ALPF17：正交调制器18：中频振荡器19：变频器20：发射部21：接收部22：变频器23：中频放大器24：正交解调器25：基准载波重放电路26：A/D27：防护间隔处理器28：FFT QAM解码器29：ECC输出电路在图6中：6：相位比较器9：正交相位检波器10：环路滤波器a11：环路滤波器b在图9中：2：基准载波抽出滤波器3：基准载波重放电路4：乘法器5：乘法器在图10中6：相位比较器7：环路滤波器8：压控振荡器VCO

Claims (3)

1.一种OFDM基准载波重放装置，具有相位比较装置、滤波装置和电压控制振荡装置，用于对通过包含同步用副载波信号的OFDM(正交频分复用)调制方式所传输的OFDM信号进行解调，其特征在于，进一步包括：

误差检测装置，从ECC(纠错码)电路的信号输出求出误差率；

滤波器选择装置，根据上述误差率的结果，从构成上述滤波装置的多个环路滤波器中选择最佳的环路滤波器。

2.一种OFDM基准载波重放装置，具有相位比较装置、滤波装置和电压控制振荡装置，用于对通过包含同步用副载波信号的OFDM(正交频分复用)调制方式所传输的OFDM信号进行解调，其特征在于，进一步包括：

误差检测装置，从ECC(纠错码)电路的信号输出求出误差率；

滤波器控制装置，根据上述误差率的结果，来控制能够使传输特性连续变化的环路滤波器。

3.一种OFDM基准载波重放装置，具有相位比较装置、滤波装置和电压控制振荡装置，用于对通过包含同步用副载波信号的OFDM(正交频分复用)调制方式所传输的OFDM信号进行解调，其特征在于，进一步包括：

误差检测装置，从ECC(纠错码)电路的信号输出求出误差率；

滤波器选择装置，根据上述误差率的结果，在检测到传输路径的急剧变化的情况下，选择具有与构成上述滤波装置的其他环路滤波器相比使同步特性最优先而展宽引入范围的特性的环路滤波器。

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