CN1188579A - 用于信号接收机的限幅预测器 - Google Patents

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Abstract

一种数据处理机推导具有多个多电平符号的数据信号。该数据处理机响应每个符号确定表征该数据信号的最低路径量度,并且根据该最低路径量度选择多组振幅值中的一组。限幅器(82,82′)通过对多电平符号限幅响应该选定的限幅值组。该多个限幅值组可以只是两个限幅值组,该仅二组中的各组具有三个限幅电平。替代地,多个限幅值组可以仅有五组限幅值,其中该仅五组中的每组具有五个限幅电平。作为另一种替代,多个限幅值组可以仅是二组限幅值,其中该仅二组中的各组最少具有六个限幅电平。

Description

用于信号接收机的限幅预测器
本发明涉及用于在数据传输和接收系统中对所传送和所接收的多电平信号进行限幅的限幅结构。
多电平调制，例如由网格编码器产生的调制，是一种周知的用来提高数据传输和接收系统的性能的技术。比如，在给定的功率级下多电平调制带来数据传输和接收系统的信噪比(S/N)性能的改进。另外，多电平调制允许减低为达到给定信噪比性能所需的发射功率量级。
大体上，网格编码调制(TCM)包括采用一个多态卷积编码器，用于把输入数据位序列的每K个输入数据位转换成k+n个输出数据位，因此也称为K/(k+n)比率卷积编码器。接着把输出位组变换成调制载波的离散多电平符号序列供数据传输。每个多电平符号典型地具有2(k+n)个值中的一个值。这些值可以是相位值和/或振幅值。通过以状态相关序贯方式对输入数据位组编码，可以实现增大允许发射序列之间的最小欧氏距离，从而当接收机采用最大似然译码器(例如采用维特比译码器)时可降低出错概率。
作为数据传输和接收系统采用多电平调制的一个例子，把一对相继的数据位X1、X2编码成供传输的一维8电平符号。更具体地，利用一个4态卷积编码器对位X1卷积地编码生成位Z0、Z1，并对位X2预编码生成位Z2。利用一维符号构象位Z2、Z1和Z0分别变换成8电平符号。例如，2(K+N)个振幅值-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7可用于一维的符号构象。在插入适当的同步信号后以抑制载波残留边带(VSB)信号的形式发射这些8电平的符号。
该信号由接收机接收，接收机的前端可包括调谐器、IF解调器、模数(A/D)转换器、信道均衡器和译码器。译码器对多电平符号译码以便恢复相继的一对数据位X1、X2。接收机还可以包括相位跟踪器以便减小相位噪声误差和与振幅相关的误差。即，在数据传输和接收系统中所使用的以及设计为接收抑制载波VSB信号的许多信号接收机，例如电视接收机，在接收机前端采用一个双转换调谐器。这种调谐器的第一本机振荡器通常在解调数据中显示相对高电平的相位噪声。另外，解调数据可能由于用非要求的偏置和/或非要求的增益等级恢复解调数据中造成的与振幅相关的误差而退化。如果不修正，这些相应噪声误差和与振幅相关的误差可能导致不能接受的误差率，尤其是在紧压缩的数据构象的情况下。为了使相位噪声误差和与振幅相关的误差所造成的误差率最小，可以用相位跟踪器处理多电平符号。在美国5,406,587号专利中公开了这种相位跟踪器的一个例子。
诸如均衡器和相位跟踪器的电路一般从连续给值的信号中计算限幅数据信号。常规限幅器根据一组7个的限幅电平对8电平符号限幅以产生八个量化输出值中的一个值。尽管理论上这种限幅方法是完全满意的，但在噪声条件下常规限幅器的性能通常都要退化，由于在传输和接收期间带来的噪声足以使多电平符号的电平振幅超过一个限幅电平。
例如，原始上一个具有+5值(采用上面所说明的-7、-5-3、-1、+1、+3、+5、+7构象)的符号的振幅可能由于噪声而退化成其值在相位跟踪器的输出端为+6.1。从而，一个在-6、-4、-2、0、+2、+4和+6处限幅接收信号的限幅系统将会产生不正确的量化值+7而不是供相位跟踪器使用的正确量化值+5。
本发明解决了上述的一个或多个问题。
根据本发明的一个方面，一种数据处理机包括一个接收装置、一个选择装置和一个限幅装置。接收装置接收多个多电平符号。选择装置选择多组限幅值的一组值，其中每组限幅值最少具有三个限幅值。限幅装置根据选出的限幅值组对多电平符号限幅。
根据本发明的另一个方面，一种数据处理机包括一个接收装置、一个选择装置和一个限幅装置。接收装置接收多个多电平符号。选择装置选择仅二组限幅值中的一组值，其中只有二组限幅值中的每组具有多个限幅值。限幅装置根据选出的限幅值组对多电平符号限幅。
根据本发明的再一个方面，一种数据处理机包括一个接收装置、一个选择装置和一个限幅装置。接收装置接收多个多电平符号。选择装置选择仅五组限幅值中的一组值，其中该仅五组限幅值中的每组具有多个限幅值。限幅装置根据选出的一组限幅值对多电平符号限幅。
根据本发明的还一个方面，一种数据处理机包括一个推导装置、一个确定装置、一个选择装置和一个限幅装置。推导装置推导包括着多个多电平符号的数据信号。确定装置响应各个多电平符号，以便确定表征该数据信号的最低路径量度。选择装置根据最低路径量度选择多个限幅值现中的一组。限幅装置根据选定的限幅值组对多电平符号限幅。
本发明的这些和其它的特点及优点将从附图对本发明的详细说明中变为更加清晰，附图是：
图1是一种发射机的方框图，其可用于多电平符号数据传输和接收系统并包括一个预编码器和一个网格编码器；
图2是一种接收机的方块图，其可用于多电平符号数据传输和接收系统并包括一个信道均衡器和一个相位跟踪器；
图3是一个方框图，表示图1的预编码器和网格编码器；
图4是实现本发明并可和图2的信道均衡器和相位跟踪器一起使用的限幅结构；
图5表示当在多电平符号数据传输和接收系统的接收机内不使用梳状滤波器的情况下用于图4所示的限幅器的两个限幅电平组；
图6是一个状态表，说明网格编码处理的操作；
图7是根据图6的并用于图3的网格编码器的网格图；
图8表示七个唯一陪集，它们表现出多级符号数据传输和接收系统中使用的梳状滤波器的输出特征；
图9表示在多电平符号数据传输和接收系统的接收机内使用梳状滤波器的情况下用于图4中所示限幅器的五组限幅值；
图10表示在多电平符号数据传输和接收系统的接收机内使用梳状滤波器的情况下用于图4中所示限幅器的另外的二组限幅值；
图11-13表示对本发明的改进；以及
图14是一个类似于图7中所示的网格图的网格图，但它用于组合使用网格编码器和梳状滤波器的情况。
图1和2概略地表示多电平符号数据传输和接收系统，它应用于在美国5,087,975号专利中和在1996年1月25日发出的国际专利申请PCT/US95/08174号中公开的多电平VSB高清晰度电视(HDTV)传输和接收系统类型上，这两份公开文件作为本文的参考资料。但是，尽管在本发明的最佳实施方式中设想多电平VSB HDTV应用，应该理解在本质上本发明是更通用的，从而它可应用于其它类型的传输和接收系统，包括低分辨率视频系统和非基于视频的数据系统。
因此，如图1中所示，多电平符号数据传输和接收系统的发射机10包括一个提供一系列数据字节和多个定时信号的数据源12。数据字节，例如，可在每字节中包括8位并且可能构成压缩HDTV信号、NTSC分辨率的压缩电视信号或者任何其它信号。
尽管不是必须的，最好把数据字节排列在相继的字段中。每个字段包括一个字段段和312个字段同步和数据段，每个字段同步及数据段包括828个八电平符号和4个双电平数据段同步符号，符号速率约为10.76M符号/秒。来自数据源12的数据字节施加到里德-索洛蒙(Reed-Solomon)编码器以便前向纠错编码，然后施加到字节交错器16。字节交错器16在整个帧中对数据字节重新排序以便减小多电平符号数据传输和接收系统对猝发误差的敏感性。
来自字节交错器16的交错后数据字节施加到符号交错器18，后者提供，例如，该符号速率下的二个输出位流X1和X2。如已揭示，每对位X1、X2变换成对应的多电平符号。尤其，由于在接收机内存在着梳状滤波器(将在后面详细讨论)，需要在12个子段中交错每个数据段的位对X1、X2。这样，每个字段例如包括69个符号。在上面提到的PCT/US95/08174申请中较详细地讨论了符号交错。
来自符号交错器18的位对X1、X2流耦合到预编码器及网格编码器20，以便转换成后面要更详细说明的三个输出位。由于预编码器及网格编码器20的特征在于12个符号延迟，因此可以把预编码器及网格编码器20设想成是由12个各按1/12符号时钟速率运行的并行编码器组成，从而符号交错器18生成的每个子段由12个并行编码器中对应的一个处理。在预编码器及网格编码器20的输出端处形成的三位输出位流施加到符号变换器22并接着施加到多路复用器23。多路复用器23把变换器22的输出和字段同步符号以及段同步符号一起多路复用。字段同步符号和段同步符号提供字段结构。由多路复用器23多路复用的经变换器23变换的符号、字段同步符号和段同步符号接到VSB调制器24以供作为多个多电平符号传输。
如图2中所示，多电平符号数据传输和接收系统的接收机26接收由VSB调制器24发射的信号，接收机26包括一个调谐器、解调器及A/D转换器28。调谐器、解调器及A/D转换器28调谐所需信道，把收到和调谐后的信号变换成中频信号，把中频信号解调为基带模拟信号，并且把基带模拟信号交换成供进一步处理的数字信号。该数字信号包含由发射机10发射的多位多电平符号流，并由多刀开关30提供到第一和第二信号处理路径。
第一信号处理路径由梳状滤波器32、信道均衡器34、相位跟踪器36和维特比译码器38组成。第二信号处理路径由信道均衡器34、相位跟踪器36、维特比译码器40和后编码器42组成。维特比译码器38的输出或后编码器43的输出接到符号去交错器44、字节去交错器46和里德-索洛蒙译码器48。里德-索洛蒙译码器48的输出由接收机26中未示出的其它部件进一步处理。梳状滤波器32可以由包含着线性加法器和12符号延迟部件的前馈滤波器构成。
采用不同的第一和第二信号处理路径的原因在于同信道干扰的可能性。即，如在上面提到的，975号美国专利中更详细解译的那样，为了减小NTSC同信道干扰梳状滤波器32可操作为从每个接收符号中减掉12个符号间隔之前接收到的符号。因为发射机中提供的符号交错，梳状滤波器32在数据段的12个子段的每个子段上独立地操作，以便提供形式为A1-A0、B1-B0、…A2-A1、B2-B1、…A56-A55、B56-B55、…的相继的梳形输出。
在可能接收HDTV数字信号和标准NTSC信号这两种信号的区域中需要梳状滤波器。在某些时间阶段里，可能在相邻或邻近电视播放区中把至少一些相同的播放信道都分配为NTSC传输和HDTV传输。这种重叠的分配会在邻近或相邻电视播放区中的相同信道上出现HDTV和NTSC传输下造成同信道干扰。从而梳状滤波器32的意图是从接收到的HDTV信号中减少NTSC共信道干扰。因此，如果接收机26在这种播放区中使用，则多刀开关30操作为沿包括着梳状滤波器32和维特比译码器38的第一路径处理来自调谐器、解调器及A/D转换器28的输出。若接收机26不在这种播放区中使用，调谐器、解调器及A/D转换器28的输出可沿旁路掉梳状滤波器32和维特比译码器38的第二路径处理，替代地利用维特比译码器40和后编码器42处理信号。沿第二路径的处理是较简单，因为梳状滤波器32加倍了处理接收到的数据信号的复杂性。
如图3中所示，预编码器及网格编码器20包括预编码器50和网格编码器52。预编码器50是一个模2反馈预编码器，它从符号交错器18接收多电平符号(每个符号标记为位X1和X2)并且导出中间位Y1、Y2。更具体地，预编码器50包括一个其第一输入端连接成接收位X2的模2加法器54。模2加法器54的输出端提供中间位Y2并和多路复用器56的第一(A)输入端连接，多路复用器56具有一个和12符号延迟部件58连接的输出端。12符号延迟部件的输出端和模2加法器54的第二输入端连接并还和多路复用器56的第二(B)输入端连接。由预编码器50生成的中间位Y2作为输出位Z2提供给符号变换器22的第一输入端。中间位Y1是位X1的未编码形式并提供到网格编码器52。
网格编码器52由一个1/2速率、4状态系统反馈卷积编码器构成，它把中间位Y1变换成输出位Z1和Z0。因此，网络编码器52包括一条信号通道60，用于把中间位Y1作为输出位Z1直接提供到符号变换器22的第二输入端上。网格编码器52还包括一个在它的第一输入端上接收来自信号通道60的中间位Y1的模2加法器62。模2加法器62具有一个和多路复用器64的第一(A)输入端连接的输出端，多路复用器64的输出端和12符号延迟部件66连接。12符号延迟部件66的输出端和符号变换器22、多路复用器64的第二(B)输入端以及多路复用器68的第一(A)输入端连接。12符号延迟部件66生成一个状态位Q0，该位用于在某特定时刻定义网格编码器52的状态并且提供为输出位Z0。多路复用器68的输出端和12符号延迟部件70连接并产生状态位Q1，Q1也用于在某特定时刻定义网格编码器52的状态。12符号延迟部件70的输出端和模2加法器62的第二输入端连接并且还反馈到多路复用器68的第二(B)输入端。由于12符号延迟部件58、66和70，数据段的每个子段独立地由预编码器50和网格编码器52处理。多路复用器56、64和68设置成允许在选择它们各自的第二(B)输入端的期间内插入同步信号。在所有的其它时间，选择多路复用器56、64和68的第一(A)输入端。
输出位Z2、Z1和Z0提供到符号变换器22。符号变换器22把这三个输出位变换成8个信号电平中的对应的一个电平以形成多电平符号。在图5的列A和B中表示这八个信号电平。图5的列C表示输出位Z2、Z1、Z0的各种组合。例如，若Z2＝0、Z1＝1及Z0＝1，变换器22把输出位Z2、Z1和Z0变换成-1的多电平符号。如可以从图5中看出，在符号变换器22的输出处导出的8电平符号对称于零电平。为了便利接收机26的信号获取，最好用一给定量(例如，+1单位)偏置每个符号以提供引导分量。然后经多路复用器23的第一输出端把多电平符号以及引导分量(若使用)提供到VSB调制器24。VSB调制器24在选定的载波上调制多电平符号(以及引导分量)，以便如在上面提及的，975号美国专利中所说明的那样以抑制载波VSB形式传输。符号变换器22的输出还提供到RAM74的输入端，RAM74的输出提供到多路复用器23的第二输入端上。多路复用器23的第三输入是由段和帧的同步信号源76提供的。
如图5中所示，多电平符号的8个电平还划分为四个子集a，b，c和d。这四个子集中的每个子集是用输出位Z1、Z0的某特定状态标记的。这样，当输出位Z1、Z0处于状态00时，该状态对应于子集d；当输出位Z1、Z0处于状态01时，它们的状态对应于子集c；当输出位Z1、Z0处于状态10时，它们的状态对应于b；而当输出位Z1、Z0处于状态11时，它们的状态对应于a。
图4表示根据本发明对图2中所示的接收机26的一部分的修改。如图4中所示，代表着输出位Z2、Z1、Z0的接收到的多电平符号流(以等于10.76MHz的速率)提供到信道均衡器34。多电平符号被信道均衡器34补偿，并且再由相位跟踪器36处理以去掉不希望的相位噪声。相位跟踪器36可以是上面所述的’587号美国专利中所公开的类型。
在不必由梳状滤波器32处理时，经多刀开关30的一个刀相位跟踪器36的输出接到维特比译码器以推出原始数据位X1、X2的估计。如在前面提及的PCT/US95/08174申请中所讨论的那样，维特比译码器，例如由LSI Logic公司制造的维特比译码器包括一个分支量度生成器(BMG)，后者响应接收到的多电平符号生成分支量度并把该分支量度提供给相加、比较及选择(ACS)部件。ACS部件双向地和路径量度存储器(未示出)连接并且还供应给回跟踪(traceback)存储器。
维特比译码器的ACS部件响应BMG生成的分支量度以生成用于每个多电平符号的多个路径量度。每个路径量度对应于卷积编码器的一种选定状态。本发明中采用的卷积编码器(即，网格编码器52)具有四种状态，如图6中状态表中Q1Q0(n)列中所示。由于图6中Y2Y1(n)列中示出的中间位Y1、Y2的四种可能的状态，卷积编码器这四种状态中的每种状态重复四次。Z2Z1Z0(n)列是从Q1Q0(n)列和Y2Y1(n)列推出的。即，如图3中所示，输出位Z2永远等于中间位Y2，输出位Z1永远等于中间位Y1，而输出位Z0永远等于状态位Q0。子集(n)列表示一个点位于四个子集{a，b，c，d}中那个子集内。R(n)列是通过把Z2、Z1、Z0位变换到输出数据电平确定的。下一状态Q1Q0(n+1)由当前状态Q1Q0(n)和当前输入位Y1(n)的组合定义。
图6的状态表的信息也可以用图7的网格图表示。如其中所示，ACS部件保持的四个路径量度对应于四个编码器状态。如图5、6和7中所示，当编码器处于状态00或状态10时，在当前符号周期内的符号输出位于子集b或d中的一个，而当编码器处于状态01或11时，在当前符号周期内的符号输出位于子集a或c中的一个内。此外，具有最低值的路径量度提供对编码器当前状态的最好估计。即，由ACS部件生成的最低路径量度提供对编码器当前状态的估计，并且允许预测相继的符号将位于那一个子集中。
如上面的讨论，根据图4中所示的它的输出为信道均衡器34确定限幅信号，并且根据图4中所示的它的输出为相位跟踪器36确定限幅信号。该限幅可以利用常规的其特征是用单值七个限幅电平对八电平符号限幅的限幅器来实现。这七个电平表示在图5的列E中。从而，其电平比+6更大的符号将按量化值+7反馈给信道均衡器34或相位跟踪器36，电平在+4和+6之间的符号将按量化值+5反馈，电平在+2和+4之间的符号将按量化值+3反馈，电平在0和+2之间的符号将按量化值+1反馈，电平在0和2之间的符号将按量化值-1反馈，电平在-2和-4之间的符号将按量化值-3反馈，电平在-4和-6之间的符号将按量化值-5反馈，而电平小于-6的符号将按量化值-7反馈。
尽管理论上该方法是完全满意的，当在噪声下仅因在传播和接收期间得到的噪声信号电平的振幅会超过限幅电平会造成性能的下降。在上面讨论的例子中，原始电平为+5的符号的振幅可能因噪声退化，从而在相位跟踪器36的输出端处或者在信道均衡器34的输出端处其值为+6.1。没有噪声时，+5符号由常规限幅器正确限幅到其正确的量化值+5。但是，存在噪声时，+5符号由常规限幅器不正确地限幅到错误的量化值+7。
因此，不同于常规限幅器，本发明的限幅器出于下面解释的目的存储多个限幅电平组。限幅器中的一个限幅器78(图4)和信道均衡器34一起使用。限幅器78对信道均衡器34和加法器的负输入端都提供它的输出(经开关30)，并且不仅从信道均衡器34的输出端而且从局部维特比译码器80接收输入。(例如，信道均衡器34的类型可以是具有一个反馈滤波器和一个训练算法，从而限幅器78的输出提供给反馈滤波器和把加法器79的输出提供给训练算法。)均衡器34的输出端还和加法器79的正输入端连接。对于局部维特比译码器80只需要一个维特比译码器的ACS部件的BMG。类似地，代替常规限幅器，限幅器82用于和相位跟踪器36一起使用。限幅器82具有一个和相位跟踪器36的一个输出端连接的符号输入端84，一组和维特比译码器的ACS部件连接的选择输入86，以及一个和加法器87的负输入端连接的输出端。加法器87的正输入端和符号输入端84连接。经过多刀开关30的另一个刀，加法器87的输出端和相位跟踪器36连接。若相位跟踪器36是在前面提及的’587号美国专利中公开的相位跟踪器，限幅器82应如该专利中公开那样和变换器34相联。当梳状滤波器不运行时限幅器78和82运行。
和加法器87、相位跟踪器36以及维特比译码器40一起使用的限幅器82存储各有三个限幅电平的两个组。图5的列F中表示一个三限幅电平组，当维特比译码器40的ACS部件提供的最低值路径量度对应于编码器01或11状态时该组由限幅器82使用。图5的列G中表示另一个三限幅电平组，当维特比译码器40的ACS部件提供的最低值路径量度对应于编码器的00或10状态时限幅器82使用该组。
换言之，如果维特比译码器40的ACS部件的最低值路径量度对应于编码器状态01或11，则设想相位跟踪器36的输出处的多电平符号属于子集a或子集c中的一个，从而只需要利用图5的列F中的三个限幅电平88、90和92推导出对应的量化电平。从而，若相位跟踪器的36的输出处的并提供到限幅器82的多电平符号比+5大，该多电平符号将量化为值+7。若该多电平符号在+5和+1之间，该多电平符号将量化为+3。若该多电平符号在+1和-3之间，该多电平符号将量化为值-1。若该多电平符号比-3小，该多电平符号将量化为值-5。
类似地，如果最低路径量度对应于编码器状态00或10，则设想多电平符号属于子集b或子集d中的一个，从而只用图5的列G中的三个限幅电平推导出限幅器82向加法器87提供的量化数据电平，如上面对于列F所讨论的那样。这样，若相位跟踪器36的输出处的并提供到限幅器82的多电平符号大于+3，该多电平符号将量化为值+5。若多电平符号处于-1和+3之间，该多电平符号将量化为+1。若多电平符号处于-5和-1之间，该多电平符号将量化为值-3。若多电平符号小于-5，该多电平符号将量化为值-7。
不论是使用列F还是使用列G，相邻的限幅电平之间的距离是常规限幅电平列E的相邻限幅电平间距离的二倍，从而明显地提高了本限幅系统的坚固性。在上面讨论的正常+5电平符号被噪声恶化到+6.1电平符号的例子中，没有本发明该符号将量化为值+7而不是正确值+5。但是，借助本发明，会产生正确的结果，因为电维特比译码器40的ACS部件产生的最低路径量度引导采用适当的限幅电平，即列G中的限幅电平组。
加法器87从相位跟踪器36的输出处的多电平信号中减去限幅器82产生的量化值，以便产生施加到相位跟踪器的适当元件上的误差信号。
和均衡器34相关联的限幅器78可以按类似于限幅器82的方式操作。
限幅器82和加法器87的操作的转换特性在图11中表示，图中表示三个示范性的限幅值-3、+1和+5。如果由维特比译码器40的ACS部件产生的最低路径量度所确定的限幅值和相位跟踪器36的输出例如都是+5，产生零误差值。若限幅值为+5而相位跟踪器36的输出是+5.5，则生成+0.5的误差值，并按此类推。如果相位跟踪器36是前面提及的’587号美国专利中所公开的相位跟踪器，该专利中公开的变换器34利用该误差值产生它的差分。
但是，如果数据(例如相位跟踪器36的输出)接近二个限幅值之间的中间(例如约为+3)，这样的数据可能会不正确地限幅，因为该数据应限幅到值1还是值5存在着不确定性。不正确的限幅会造成误差以及错误方向上的修正尝试。在这种情况下，最好产生加权的误差信号，从而在限幅判定可能不正确的区域中尝试小的修正而不是可能在错误方向上进行修正。为了在这样的情况下正确地生成加权的错误信号，限幅器82和加法器87可以组合成单误差查找表以产生任何所需的响应，例如图12中所示的响应。如图12中所示，在限幅值的中间产生为零的误差信号。其它数据值处的误差信号同样也根据图2的特性曲线修改。
实现图12的特征曲线的最佳技术是采用如图13中所示的误差LVT100，以代替限幅器及其对应的加法器。误差LVT100存储多个查找表，其中现用的查找表是根据维特比译码器40的ACS部件产生的最低路径量度选择的。这样，每个输入数据值对选出的查找表里的一个存储单元定址，并读出存储在该存储单元里的误差作为相应的误差信号。
上面对连同维特比译码器40一起操作的限幅器82的说明应用于沿着接收机26的第二信号处理路径，即其中不使用梳状滤波器32处理数据的路径，进行数据处理的情况。但是，在数据处理是沿着接收机26的第一信号处理路径，即其中使用梳状滤波器32处理数据，进行的情况下，采用具有和维特比译码器38的ACS部件相连接的组选择输入端的限幅器82′以代替限幅器82。当多刀开关30操作成沿第一信号处理路径处理数据时，限幅器82′是现用的。限幅器82′的输出端和加法器83相连，后者以类似于加法器87的方式操作。类似地，限幅器78′的输出连接到一个类似于加法器87的加法器，并且一个类似于局部维特比译码器80的局部维特比译码器94和限幅器78′一起使用。
尽管梳状滤波器32具有所需的减小NTSC信道干扰的效果，但梳状滤波器32也增加了接收机的维特比译码器的复杂性。即，最优维特比译码器必须不仅要考虑网格编码器52的状态还要考虑梳状滤波器32的延迟元件的状态。因为网络编码器52有四种编码器状态，并且梳状滤波器32的延迟元件有四种可能的状态，最优维特比译码器必须处理16个状态的网格。上面提及的PCT/US95/08174申请说明一种减小和梳状滤波器一起使用的维特比译码器的复杂性的技术。这种复杂性减小的维特比译码器可以用作维特比译码器38和局部维特比译码器94。
维特比译码器38和局部维特比译码器94的各个BMG产生七个分支量度。七个分支量度的每个表示梳状滤波器32的输出处的符号电平和七个陪集A、B1、B2、C1、C2、D1和D2的各个陪集中的三个值中的最近值之间的均方欧氏距离。在图8中表示这些陪集以及用于各陪集的三个值(用黑点表示)。
按照下面的解释可以把图8中所示的这些陪集重新排列如图9中所示。当网格编码器52处于集特定状态时，它的输出可以只位于图7所示的四个子集的二个子集内。例如，当网格编码器52处于状态00时，下一个符号必然位于子集b或d的一个中。维特比译码器40的网格编码器52的状态的当前估计可用于预测下一个符号会位于那二个子集中。这样，限幅器82可信号量化到构成子集b和/或子集d的四个振幅中的一个上。
当梳状滤波器32运行时出现类似的过程。从图14中可显示出，当网格编码器52和梳状滤波器32的组合处于某特定状态时，梳状滤波器32的输出将位于图8中所示的七个子集中的仅二个子集的一个中。(图14是从上面提及的PCT/US95/08174申请复制的并且是用于梳状滤波器32运行情况下的网格图。)从而，(i)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态0时，下一个符号必然位于子集A或者子集C2中，(ii)当网格编码器52和梳状滤波器52的组合状态为状态1时，下一个符号必然位于子集A或者子集C1中，(iii)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态2时，下一个符号必然位于子集B2或者子集D2之中，(iv)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态3时，下一个符号必然位于子集B1或者子集D2之中，(v)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态4时，下一个符号必然位于子集B1或者子集D1之中，(vi)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态5时，下一个符号必然位于子集B1或者子集D2之中；(vii)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态6时，下一个符号必然位于子集A或者子集C1之中，以及(viii)当网格编码器52和梳状滤波器32的组合状态为状态7时，下一个符号必然位于子集A或子集C2。
请注意转移(i)和(viii)的输出陪集(A和C2)相同，转移(ii)和(vii)的输出陪集相同，以及转移(iv)和(vi)的输出陪集相同。因此，可以把这些七个陪集重新排列成5组的2个陪集，每组各用于网格编码器20/梳状滤波器32组合的某特定状态，梳状滤波器32的输出必然会位于这五个组中的一组内。由维特比译码器38估计的网格编码器52和梳状滤波器32的状态可用于预测下一个符号会位于这五组的那一组内。
这五个组在图9中表示。每个组具有五个限幅电平。组A和C2的五个限幅电平表示在图9中。相类似，组A和C1具有限幅电平+6、+2、-2、-6和-10，组B2和D2具有限幅电平+12、+8、+4、0和-4，组B1和D2具有限幅电平+8、+4、0、-4和-8，以衣B1和D1具有限幅电平+4、0、-4、-8和-12。因此，由维特比译码器38的ACS部件产生的最低路径量度选择图9中所示的5个组中一个组的限幅电平。然后选出的限幅电平组由限幅器82′使用对相位跟踪器36的输出限幅以产生提供给加法器83或限幅器78′的用于对均衡器34的输出限幅的量化值。
图9中所示的五组限幅电平可以重组为如图10中所示的二组限幅电平。图10中所示的二组限幅电平的坚固性多少要比图9中所示的五组限幅电平的坚固性差，但是这二组产生较简单的选择处理。第一组限幅值A、C1和C2具有六个限幅电平，第二组限幅值B1、B2、D1和D2具有七个限幅电平。限幅器78′和82′适当地存储图8中所示的七组限幅电平、图9中所示的五组限幅电平，或者图10中所示的二组限幅电平。
利用这些存储的限幅电平，限幅器82′以相同于限幅器82响应维特比译码器40的ACS部件的方式响应来自维特比译码器38的ACS部件的最低路径量度，并且限幅器78′以相同于限幅器82响应维特比译码器40的ACS部件的方式响应来自局部维特比译码器94的ACS部件的最低路径量度。类似地，限幅器78以相同于限幅器82响应维特比译码器40的ACS部件的方式响应来自局部维特比译码器80的ACS部件的最低路径量度。
上面已经讨论了本发明的一些修改。在技术上实施本发明可出现其它修改。例如，在不背离本发明下网格编码器可以采用不同于图3所示的各种其它方式。例如，编码器状态数量可以不同于所示的数据，可采用前馈结构而不是所公开的反馈结构，而且在反馈或前馈构局的任一个中可采取非系统编码。
此外，可以采用不同于VSB的调制和解调技术，诸如采用正交调幅调制(QAM)和解调的技术。
另外，本发明是根据八电平符号说明的，但是应该理解本发明可采用具有任何数量电平的符号。
因此，对本发明的说明是仅按示范编制的以及是出于向熟练的技术人员讲授实施本发明的最好方式的目的的。在不背离本发明的精神下可以相当大地改变细节，但是，在附属权利要求书的范围内的所有修改的独家使用是保留的。
权利要求书
按照条约第19条的修改
1.一种数据处理机，包括：
推导装置，用于推导包含着多个多电平符号的数据信号；
确定装置，用于响应每个多电平符号确定表征该数据信号的最低路径量度；
选择装置，用于根据最低路径量度选择多组限幅值中的一组；以及
限幅装置，用于响应选出的限幅值组对多电平符号限幅。
2.权利要求1的数据处理机，其中每组限幅值具有若干限幅值，其中多电平符号是以若干值为特征的，并且其中各组限幅值的限幅值的数量少于作为多电平符号的特征的值的数量的一半。
3.权利要求1或2的数据处理机，其中每组限幅值中的相邻限幅值彼此隔开，并且其中一组限幅值的限幅值和另一组限幅值的限幅值不重合。
4.权利要求1或2的数据处理机，其中各组限幅值中的相邻限幅值彼此实质上相差相同的量，并且其中一组限幅值的限幅值和另一组限幅值的对应限幅值实质上偏离相同的量。
5.权利要求1或2的数据处理机，其中数据信号包含多个用四状态编码器编码的八电平符号，并且其中确定装置包括用于响应每个符号计算各对应于各个编码器状态的四个路径量度的装置。
6.权利要求5的数据处理机，其中四状态编码器是卷积编码器。
7.权利要求6的数据处理机，其中选择装置包括用于选择二组限幅值中的一组的装置，其中每组限幅值包含三个限幅值。

Claims (9)

1.一种数据处理机包括：
接收装置，用于接收多个多电平符号；
选择装置，用于选择多组限幅值中的一组，其中每组限幅值至少具有三个限幅值，以及
限幅装置，用于响应选出的限幅值组对多电平符号限幅。
2.一种数据处理机包括：
推导装置，用于推导包括多个多电平符号的数据信号；
确定装置，用于响应每个多电平符号确定表征该数据信号的最低路径量度；
选择装置，用于根据最低路径量度选择多组限幅值中的一组；以及
限幅装置，用于响应选出的限幅值组对多电平符号。
3.权利要求2的数据处理机，其中每组限幅值具有若干限幅值，其中多电平符号是以若干值为特征的，并且其中各组限幅值的限幅值的数量少于作为多电平符号的特征的值的数量的一半。
4.权利要求2或3的数据处理机，其中每组限幅值中的相邻限幅值彼此隔开，并且其中一组限幅值的限幅值和另一组限幅值的限幅值不重合。
5.权利要求2或3的数据处理机，其中每组限幅值中的相邻限幅值彼此实质上相差相同的量，并且其中一组限幅值的限幅值和另一组限幅值的对应限幅值实质上偏离相同的量。
6.权利要求2或3的数据处理机，其中数据信号包含多个用四状态编码器编码的八电平符号，并且其中确定装置包括用于响应每个符号计算各对应于各个编码器状态的四个路径量度的装置。
7.权利要求6的数据处理机，其中四状态编码器是卷积编码器。
8.权利要求7的数据处理机，其中选择装置包括用于选择二组限幅值中的一组的装置，其中每组限幅值包含三个限幅值。
9.一种数据处理机包括：
接收装置，用于接收多个高电平符号；
选择装置，用于从仅二组的限幅值中选择一组，其中该仅二组的限幅值的每组具有多个限幅值；以及
限幅装置，用于响应选择出的限幅值组对多电平符号限幅。
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