CN1178046A - 在扩展谱通信系统中使用沃尔什移位键控的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种采用用于每一正交通信信道的多个正交函数的、产生用于通信系统用户的正交编码通信信号的方法和装置。用于信号接收者的数字数据码元是用至少两个n长度的正交调制码元经M阵列调制的,该n长度的正交调制码元通常是用于通信系统中的沃尔什函数。这些码元由调制码元选择器(124)通常从一个或多个编码发生器(126,128)提供,调制使得M等于正交函数的个数与用来产生各个调制码元的个数的乘积。来自数据处理元件(100,102)的每一组logM经编码的数据码元用调制码元选择元件(124)按照它们的二进制值变换成一个调制码元。在某些实施例中,一快速Hadamard变换器用来进行码元变换。产生的通信信号通过将它们与预选个数的正交函数并行解调,并将结果解调成M个能量值,这些能量值中每一个代表正交调制码元。用一双最大度量产生过程将能量值变换成能量度量数据。相关和解调可以用至少两组N个相关器(142)来完成,这里,N是所使用的函数的个数,并将经相关的信号施加到用于每一组相关器(144)的一个解调器。每一解调器输出代表M个相互正交的调制码元的能量值,并接着组合成单个M个能量值组。在进一步的结构中,相干解调器(172,174)可以用来产生接收信号的幅度值,它们接着与双最大度量结果(170)组合,产生用于数据码元(178)的合成度量值。

Description

在扩展谱通信系统中使用沃尔什移位键控的方法和装置

                        发明背景

I.发明领域

本发明设计多址通信系统(如无线数据系统或无线电话系统)，以及卫星转发型扩展谱通信系统。本发明尤其涉及采用多个正交码产生扩展谱通信信号的方法和装置。本发明还涉及采用多个沃尔什函数码序列的移位键控方法，用作码分扩展谱型通信系统中的信号调制，用以向系统用户提供非相干信号解调的改进的能量度量。

II.相关技术的描述

目前已发展了多种多址通信系统，用来在大量的系统用户之间传送信息。这种多址通信系统所采用的技术包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)，以及AM调制方案，如幅度压扩单边带(ASCII)，其基础在本领域中是熟知的。但是，扩展谱调制技术，比如码分多址(CDMA)扩展谱技术，比其他的调制方案明显优越，尤其是当为大量通信系统用户提供服务的时候。多址通信系统中CDMA技术的使用可参见1990年2月13日授权的美国专利4,901,307，标题是“采用卫星或地面转发器的扩展谱多址通信系统”，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。

4,901,307专利中揭示了一种多址通信系统技术，这种技术中大量的通常为移动系统用户或远端系统用户中的每一个都采用收发机与其他的系统用户或所要求的信号接收者例如通过公共电话交换网进行通信。收发机通过卫星转发器和汇接局或地面基站(也称为小区站或小区)采用码分多址(CDMA)扩展谱型通信信号进行通信。这种系统使得可以在系统用户之间以及与通信系统连接的其他用户之间传送各种类型的数据通信信号和话音通信信号。

采用扩展谱型信号和调制技术的通信系统，如美国专利4,901,307中所揭示的技术比其他的技术的系统用户容量增加，这是因为这种方法中的全频谱是在某一区域内的系统用户之间同时使用，并且在系统所服务的不同区域中“重复使用”多次。CDMA的使用使得使用给定频谱的效率比使用其他多址技术所获得的效率更高。另外宽带CDMA技术的使用能够更有效的克服如多径衰落的问题，特别是对于地面转发器。

宽带CDMA信号处理中所使用的伪随机噪声(PN)调制技术提供了相当高的信号增益，使得能够更快地区分在频谱上相似的通信信道或通信系统。这使得在任何路径长度差使相对传播延迟超过PN畴元时间(即带宽的倒数)的情况下，可以区分跨越不同传播路径的信号。比方说，如果采用近似为1MHz的PN畴元速率，那么等于扩展带宽与系统数据速率之比的全扩展谱处理增益可以用来在路径延迟或时间间隔相差大于1微秒的信号路径之间进行鉴别。这种差别对应于近似1,000英尺的路径长度的不同。通常在市区内路径延迟的差别超过1微秒，而在某些区域中的延迟可达10-20微秒。

鉴别多径信号的能力大大减小了多径衰落的严重性，尽管它通常由于某些路径的延迟差小于一个PN畴元周期而不能使多径衰落全部消除。低延迟路径的存在对于卫星转发器或定向通信链路尤其是这样，这时从建筑物或其他地面的反射大大减小。所以，要求提供某种形式的信号分集作为一种方法来减小与有关用户或转发器的移动相关的衰落有害影响及其他的问题。

通常，在扩展谱型通信系统中产生或使用三种类型的分集制，即，时间分集、频率分集和空间分集。时间分集可以由数据重复、数据或信号分量的时间交错以及误码来获得。一种形式的频率分集是通过在宽带宽上对信号能量进行扩展的CDMA提供的。所以，频率选择衰落只影响一小部分的CDMA信号带宽。

空间分集或路径分集对于位于地面的转发系统，是由于向通过同时链路的多个信号路径提供通过两个或两个以上的基站的移动用户，而对于位于空间的转发系统则是由于向通过同时链路的多个信号路径提供两个或两个以上的卫星波束或单个的卫星而获得的。即，在卫星通信环境下或对于室内无线通信系统，路径分集可以通过采用多个天线审慎发射和接收来获得。另外，通过使信号到达不同的路径来利用自然多径环境来获得路径分集，信号所到达的不同路径中的每一条路径具有不同的传播延迟，并且这些信号对于每一路径是单独接收和处理的。

如果存在两条或两条以上具有足够延迟差的信号接收路径，比方说该延迟差大于一微秒，那么可以采用两个或两个以上的接收机单独接收这些信号。由于这些信号通常表现出独立的衰落特征和其他传播特征，所以信号可以由接收机单独处理，并且输出可以与分集组合器组合，以提供最终的输出信息或数据，并克服单个路径中存在的问题。所以，性能的损失仅出现在到达二接收机的信号以同样的方式并且是同时经历衰落或干扰的时候。为了利用存在的多径信号，必须使用使路径分集组合运行可以进行的波形。

在多址通信系统中使用路径分集的例子见美国专利5,101,501中的描述，其标题是“CDMA蜂窝电话系统中的软切换”，其授权日为1992年3月31日。另一个美国专利是5,109,390，其标题是“CDMA蜂窝电话系统中的分集接收机，其授权日是1992年4月28日。上述二专利均已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。

美国专利4,901,307中所揭示的CDMA技术采用了用户-卫星通信中两个通信方向或链路的相干调制和解调。在采用该方法的通信系统中，导频载波信号用作汇接局对用户或卫星对用户以及基站对用户链路的相干相位参考。由跟踪导频信号载波所获得的相位信息随后用作其他系统或用户信息信号的相干解调的载波相位参考。这种技术使许多用户信号载波能够享有共同的导频信号作为相位参考，从而使成本更低、跟踪机制更有效。在卫星转发系统中，返回链路一般不需要用作汇接局接收机的相位参考的导频信号。在地面无线或蜂窝环境中，多径衰落的严重性以及所产生的通信信道的相位破坏通常使得不能使用用于通常不使用导频信号的用户对基站链路的相干解调技术。然而，本发明使得可以根据需要使用非相干调制技术和非相干解调技术。

由于目前已流行采用基于地面的转发器和基站，所以未来的系统将把侧重点放在采用更宽地理范围的基于卫星的转发器，以到达大量的‘远端’用户，从而实现真正的‘全球’通信服务。不幸的是，在卫星环境中有几个因素有时对传统的信号分集和频率及相位跟踪技术的用途具有负面的影响。

卫星转发器在一种功率严格受限的环境中跟踪。即，存在一个使卫星控制和通信系统可以实际访问的合理限制的功率量。这是基于诸多因素中的如卫星的大小和能量存储机构的。人们强烈地希望减小通信系统所使用或需要的功率量，而不是某一系统使用者或用户的实际数据传送。

系统也可以在任何时候服务于在容量下良好工作的相当小数量的实际用户。该环境可以导致使导频信号是百分之五十的功率用于通信系统的卫星部分所使用的原因，从而产生用于卫星转发器的功率的潜在不可接受的低效。在后一种情况下，使得导频信号太‘昂贵’而不能维持，并且导频信号功率实际上由于系统操作者而下降而需补偿。

但是，不管实施的原因是什么，降低导频信号的功率降低了一开始在高速下获得导频信号和提供很精确跟踪导频载波相位的能力。特别在卫星系统的情况下更是如此，与基于地面的转发系统相比，这时的多普勒效应和其他的效应增加了准确跟踪导频载波的困难。可以看到，如果功率不是足够高，或者多普勒效应或其他的效应是足够大的因素，那么系统用户就不能够可靠地获得跟踪导频信号所要求的电平，并且必须使用非相干解调方案。即，分配给该电平的能量不足以在某种特定的水平上准确地估计相干解调的信号相位或保持跟踪。同时，由于天线信号的形状等，在地面接收的导频能量可以低到靠近某些卫星波束点的边缘。

所以，要求提供一种采用非相干解调技术获取或解调扩展谱通信信号的方法。要求这种技术在出现导频信号能量下降时能够有效地为系统用户或使用者工作。这应当在导频能量由于设计或由于传播效应而下降到实际应用中无法检测的低能量水平时是这样。同时，这种技术在存在导频信号信息时，不应当干扰导频信号信息的有效使用，并且应当与其他的导频信号和CDMA通信系统规约高度兼容。

                 发明概述

考虑到多址通信系统中导频信道信号和信号解调技术中存在的上述问题以及其他的问题，本发明的一个目的是提高系统用户用于估计和跟踪通信信号相位的可用能量。

本发明的一个优点是它改进了接收，同时保持与其他调制方案的兼容。

本发明的另一个优点是它支持了在一个采用非相干调制而另者采用相干调制的两条通信链路之间的分集和软切换转换。本发明的第二个目的是提供一种调制技术，这种技术保持了采用非相干调制/解调的通信信道之间的正交性。

这些和其他的目的、目标和优点是以采用用于每一信号接收者或正交通信信道的多个正交函数或编码序列而产生用于系统用户的正交编码通信信号的方法和装置来实现的。在扩展谱型通信系统内的前向通信链路上要转发到要求用户单元的数字数据码元是用至少两个n长度的正交调制码元而经M阵列调制的，每一个码元通常包含一个或多个沃尔什函数。所使用的正交函数和所实施的M阵列级别的调制之间的关系是M等于产生调制码元的正交函数总数和用来产生每一单独每一的函数个数之积。换言之，是使用的函数总数与每一码元的长度超过每一函数的长度n的因子(L)。通常，选择函数个数和因子使得M小于64。用来产生调制码元的函数代表通常在通信系统中赋值或使用的函数。

采用这种方法，两个长度为n的正交函数可以用来产生两个n长度的调制码元并获得2阵列的调制，而同样的正交函数也可以用来产生用于获得4阵列调制的4个2n长度的调制码元。在本发明的另一个方面中，4个长度为n的正交函数用来产生用于获得16阵列调制的十六个4n长度的调制码元(M＝4[函数]×4[n]＝16)。

调制是按照经调制的数据码元的二进制值，通过将经编码和交错的数据码元变换成调制码元或编码序列来实现的。每一组log₂M数据码元用来产生或选择相应的M阵列输出调制码元。所以，当L等于1并且所使用的n长度的正交函数个数是2时，M是2，并且每一(一个)经编码的数据码元被变换成长度为n的两个调制码元中的一个。通常，这是通过将一个调制码元选择成二进制输入值“0”而另一个选择为“1”来完成的。在进一步的实施例中，当L等于2，而所使用的函数个数为2时，M为4，并且每两个经编码的数据码元被变换成长度为2n的4个调制码元。类似地，当L等于4，并且所使用的函数个数是4时，M为16，并且每4个经编码的数据码元被变换成16个调制码元。

通常，调制码元是在串联的N个编码发生器中首先产生n长度的正交编码(如沃尔什函数)来产生的。N的值至少是log₂M，最小值为2，而M通常小于64。调制码元选择装置或器件在低阶2阵列调制的情况下采用单个编码序列或将L个编码序列组合起来来接收或产生正交编码并且产生所要求的调制码元，并将其反转，如所要求的那样下产生更长的Ln长度的调制码元。编码发生器可以被构筑成也提供倒置序列(inverted sequence)，或者采用附加编码发生器来实现这一功能。在另一种情况下，选择装置可以按照需要使每一选择的序列倒置，以产生用来构筑Ln长度调制码元的序列。对于更高阶的调制，每一Ln长度的调制码元或者包含L编码序列，或者包含L/2序列以及同一序列或函数的L/2倒置(inversion)。倒置的函数位于整个调制码元序列内，从而用该函数保持其他序列之间的正交性。

用于传输的调制码元输出是根据输入数据编码码元的二进制值产生的。选择装置相应于每一log₂M组的数据码元的二进制值，并提供合适的调制码元作为输出。

在本发明的一个实施例中，至少有一个(但通常为两个)正交函数发生器用来提供第一和第二n长度的正交函数。连接选择器或选择装置，以接收用户数据码元和第一和第二函数，并且当码元具有一个值时通过输出第一正交函数而当数据码元具有第二值时输出第二正交函数来响应于数据码元的二进制值。在另一种实施例中，当一对数据码元具有第一值时采用第一正交函数、当一对数据码元具有第二值时采用第一正交函数及其倒置、当一对数据码元具有第三值时采用第二正交函数两次、并且当一对数据码元具有第四值时采用第二正交函数及其倒置，通过输出第一、第二、第三和第四2n长度编码序列，采用更高水平的调制，选择器作出响应。

在另一个实施例中，至少一个(但通常是4个)正交函数发生器用来提供第一、第二、第三和第四n长度的正交函数。选择器接收用户数据码元和4个函数，并通过输出其中的第一、第二、第三和第四函数分别重复4次并且每一个均响应于数据码元的4个值中的一个值的4个序列，来响应于数据码元的二进制值。另外，选择器输出三组序列，每一组序列响应于12个数据码元其他值中的一个值，其中的第一、第二、第三和第四函数分别重复两次，并用重复函数的两个倒置相伴随，所述每一组中的每一序列倒置的相对位值与其他序列的倒置位值有偏离，从而保持大体正交性。

本发明的另一个实施例在用于汇接局或基站发射机的调制过程中采用快速Hadamard变换机构。将数据码元输入到快速Hadamard变换装置，在此被变换成所要求的调制码元。经变换的输出被转换成一串行数据流并经带通滤波以去除不需要的频率分量，然后再经用于传输的普通的模拟信号处理。

通信信号通过接收具有公共载波频率的扩展谱通信信号来解调，这些扩展谱通信信号用M个相互正交的Ln长度的调制码元调制，而这M个相互正交的Ln长度的调制码元是由预先选择的几个n长度的正交函数组成的，并分别使其倒置，这里，M是L与预选个数之积。这些信号与并行的选择个数的n长度的正交函数相关，并被解调成M个能量值，这些能量值分别代表M个相互正交的调制码元中的每一个。这些能量值接着用一双最大度量产生过程被变换成能量度量数据。

相关和解调步骤可以通过将信号输入到至少两组N个相关器中来完成，并且随后将经相关的信号施加到用于每一组相关器的相应的解调器，这里，N是所使用的函数的个数。这些信号被解调成每一解调器中的M个能量值，这些能量值代表M个相互正交的调制码元中的每一个码元。用一能量组合器，将从每一解调器产生的M个能量值组合到一组M个能量值中。

在本发明的进一步的方面中，还将信号输入到至少一个相干解调器中，并经解调，产生至少一个幅度值。将从每一相干解调器产生的幅度值在一幅度组合器中组合成单一幅度值，并与双最大量度产生过程的输出在能量组合器中组合成数据码元的混合度量值。

本发明通常应用于一无线电话/数据通信系统，其中，远端用户位于多个小区内，并用码分多址(CDMA)扩展谱型通信信号，从至少一个汇接局接收信号。用至少一个基于卫星的转发器将经调制的通信信号从汇接局传送到用户。

              附图简述

在结合附图对本发明作了详细描述以后，本发明的特征、目标和优点将变得更加清楚，图中，相同的标号表示相同的元件，其中

图1是典型CDMA无线通信系统的示意图；

图2是无线CDMA通信系统的典型汇接局解调/调制和传输装置的方框图；

图3描述的是准备和调制用于图2所示装置中的用户单元所需数据的典型信号调制器；

图4描述的是按照本发明原理采用2阵列调制的调制器；

图5描述的是按照本发明的采用4阵列调制的调制器；

图6描述的是按照本发明的采用16阵列调制的调制器；

图7是按照本发明原理的实施非相干解调的单个指针接收机的方框图；

图8是实施非相干解调的多个指针接收机的方框图；以及

图9是实施相干和非相干解调的多个指针接收机的方框图。

           较佳实施例的详细描述

本发明提高了使扩展谱多址通信系统用户与载波信号的相位同步并且跟踪频率和编码帧的能力。采用了一种新的调制技术，这种技术用多个正交码在传输用户信道信号中对码元数据编码，而使信号能量的使用更有效。这一调制方法使得每一用户接收每一码元的能量更有效，用来构筑码元能量度量。该附加能量使得在没有导频信号时的跟踪更加精确。这种方法还使得可以使用相干和非相干信号解调技术。很弱或不存在导频信号时的相应解调补偿了许多基于卫星的和其他的扩展谱通信系统设计中存在的问题。

在典型的CDMA通信系统中，例如预定地理范围或小区中的无线数据或电话系统、基站，每一个都使用几个调制解调器单元或扩展谱调制解调器，来处理用于系统用户的通信信号。每一扩展谱调制解调器通常采用数字扩展谱传输调制器、至少一个数字扩展谱数据接收机和至少一个搜寻器接收机。典型的工作期间，按照需要，将基站中的调制解调器分配给每一远端用户或移动用户，使通信信号的传送适宜于所分配的用户。如果调制解调器采用多个接收机，则一个调制解调器适宜于分集处理，否则多个调制解调器可以组合起来使用。对于采用卫星转发器的通信系统，这些调制解调器通常配置在基站内，这些基站称为汇接局或中枢，通过卫星传输信号与用户通信。也可以有其他与卫星或汇接局通信以保持系统宽话务控制和信号同步的相关控制中心。

按照本发明的原理构筑和工作的典型的无线通信系统如图1所示。图1所示的通信系统10在具有无线数据端或电话的通信系统远端或移动用户单元与系统基站之间的通信中采用扩展谱调制技术。大城市中可以使用许多这样的基站，向蜂窝电话型系统中的移动用户提供服务。通常在通信系统中采用较少的卫星转发器，来为每一转发器较多的用户服务，并且这些用户分布在较大的地理区域内。

从图1可以看到，通信系统10采用也称为移动电话交换局(MTSO)的系统控制器和交换网12，它通常包括用来提供基站或汇接局的系统宽控制的接口和处理电路。控制器12还控制电话呼叫从公共交换电话网(PSTN)到恰当的基站或汇接局用于通往所要求的或指定的用户单元的路由选择，以及从通过一个或多个基站到PSTN的用户单元的路由选择。由于大多数通信系统中的用户单元从效率和成本上考虑事实上是不直接相互进行通信的，所以，控制器12通常通过恰当的基站和PSTN将用户间的呼叫接续起来而使用户单元置于相互进行的通信之中。使控制器12与各种系统基站耦连的通信链路可以用各种已知技术，如专用电话线、光纤链路或微波或专用卫星通信链路建立起来，这里提到的已知技术是非限定性的。

在图1所示的通信系统部分中，示出了由于地面转发器通信的典型的基站14和16，以及两个卫星转发器18和20，和两个相关的汇接局或中枢22和24。这些系统元件用来实施与两个典型的远端用户单元26和28的通信，每一远端用户具有如(非限定性的)蜂窝电话的无线通信装置。由于讨论时这些用户单元指的是移动单元，所以应当理解，本发明的原理适用于要求远端无线服务的固定装置。后一种类型的服务尤其与采用卫星转发器在世界许多的远端地区建立通信链路有关。

术语波束(点)和小区或区段是完全可以互换使用的，这是因为在本领域中可以以这种方式称呼，所服务的地理区域本质上相似，不同的只是所使用的转发器平台的类型及其地点的物理特征。尽管传输路径的某些特征以及对频率和信道重复使用的限制在这些平台之间是不同的。小区由基站信号的有效‘到达’来定义，而波束是将卫星通信信号投射到地球表面所覆盖的‘点’。另外，区段通常覆盖小区内不同的地理区域，而不同频率下的卫星波束(有时称为FDMA信号)则可以覆盖共同的地理范围。

术语基站和汇接局有时也可以是互换使用的，汇接局在本领域中被看作是通过卫星转发器传导通信信号并且具有更多‘内务任务’、拥有相关的设备、通过移动转发器保持这样的通信链路的特别的基站，而基站采用地面天线在周围的地理区域中进行直接通信。中央控制中心当与汇接局和移动卫星相互作用时通常也将具有更多的功能。

本例中注意到，基站14和16中的每一个对来自各个天线的传输方式所服务的各个地理区域或‘小区’提供服务，而来自卫星18和20的波束则覆盖其他的各个地理区域。然而，应当理解，根据通信系统的设计和所提供的服务类型的不同，卫星的波束覆盖区域或服务区域以及地面转发器天线方向图所在某一给定区域内可以完全或部分重叠。因此，正如下文中所讨论的那样，在通信过程中的各个点处，可以在服务各个区域或小区的基站或汇接局之间进行切换，并且在这些通信区域或装置之间也可以实现分集。

可以由CDMA调制技术实现的信号增益使得当用户改变地点而充分跨越新基站、汇接局或卫星波束图所服务的区域时可以使用‘软’切换方案。该方法中，将汇接局中新的调制解调器分配给用户单元，而现有的汇接局调制解调器继续为该通信链路服务，直到清楚地知道应当终断老的链路。当某一用户单元位于两个基站的覆盖区域之间的过渡区域(即重叠覆盖的区域)内的时候，可以由两个调制解调器同时保持该通信链路，一个调制解调器用于一个基站，或者按照接收信号的强度和频率的有效性在调制解调器之间转换。由于用户单元总是通过至少一个调制解调器进行通信，所以很少会发生服务的中断。采用这种方式，用户单元采用多个汇接局或基站调制解调器除了执行分集功能以外，还在切换过程中提供帮助。另外，软切换可以大体连续用来保持用户和多个卫星之间的通信链路。

图1中，基站14和用户单元26和28之间通信链路的一些可能的信号路径分别用一系列线段30和32表示。这些线上的箭头表示链路的典型信号方向，链路或者是前向链路，或者是后向链路，尽管这仅仅是为清楚起见是用作描述的，并且不代表是对实际信号方式或所需通信路径的任何限制。采用类似的方式，基站16和用户单元26和28之间可能的通信链路分别用线段34和36表示。基站14和16通常被构筑成用等功率发射信号，以使用户间的相互干扰最小。

描述的附加可能信号信号路径用于通过卫星18和20建立的通信。这些通信链路建立起一个或多个汇接局或中央化中枢22和24以及用户单元26和28之间建立起信号路径。这些通信链路的卫星-用户部分是用一系列线段40、42和44表示的，汇接局-卫星部分用线段46、48、50和52表示。在一些机构中，也可以建立起在线段54表示的链路上卫星对卫星的直接通信。

基站所服务的地理区域和小区被设计成大体是非覆盖或非相交形状的，通常将用户或用户单元放置在靠近一个基站处，或者在将小区进一步细分为一个小区区段内。这也大体与卫星通信相同，尽管这里决定的因素是特定波束图中用户单元的存在以及其信号强度而不是与卫星的相对靠近程度。

在当前的CDMA无线或蜂窝电话系统中，每一基站或汇接局也在其覆盖区域内发射一‘导频信号’。对于卫星系统，该信号也在每一卫星‘波束’或波束部分中转发，并用卫星所服务的特定汇接局初始发出。单个的导频信号是为每一汇接局或基站发射的，并且由该汇接局的所有用户所共享，但细分成区段的区域除外，在细分成区段的区域的情况下，每一区段可以有它自己独特的导频信号。该导频信号不含有数据调制，并且由用户单元用来获得初始系统同步并提供基站发射信号的健全时间、频率和相位跟踪。每一汇接局或基站还发射扩展谱调制的信息，如汇接局识别、系统定时、用户寻呼信息、或各种其他信号。

虽然每一基站或汇接局具有独特的导频信号(在系统宽重复使用的情况下)，但它们不是用不同的PN码发生器产生的，而是在不同的编码相位偏离下采用相同的扩展码。这使得PN码可以相互区分开来，接着可区分始发基站和汇接局，或小区和波束。另一种情况是，一系列PN码用在通信系统中，这里的不同PN码用于每一汇接局以及可能用于通过其汇接局进行通信的每一卫星平面。对本领域的技术人员来说很明显的是，根据需要，可以分配许多或很少PN码来识别通信系统中的特定信号源或转发器。即，可以根据需要，采用编码来区分系统中的每一转发器或信号发送器，这取决于可能的通信信道的总数，并且根据需要使系统中可以寻址的用户数最大。

在整个通信系统中采用一个导频信号编码序列使得用户单元找到在所有导频信号编码相位上与单次搜寻的系统定时同步。最强的导频信号可以用对于每一编码相位的相关过程来检测。用户单元顺序搜寻整个序列并调谐到产生最强相关的偏置或偏移上。该过程所识别的最强的导频信号通常对应于最靠近的基站所发射的或覆盖卫星波束的导频信号。但是，不管其发射源如何，通常使用最强的导频信号，因为很明显，这是一个用户可以跟踪和精确解调的信号。

通常更高的功率电平并且因此更大的信噪比以及导频信号干扰富裕量使得可以进行高速初始捕获，并且使得可以用相当宽的带宽相位跟踪电路进行很精确的相位跟踪。从跟踪导频载波获得的载波相位用作解调基站14和16以及汇接局22和24发射的用户信息信号的载波相位参考。这一技术使得许多话务信道或用户信号载波可以分享用于载波相位参考的公共导频信号。

在捕获或与最强的导频信号同步以后，用户单元接着搜寻另一信号，该信号称为同步信号或信道，它通常采用下面将要讨论的与导频信号具有相同序列长度的不同覆盖码(cover code)。除了传送用于长PN码、交错帧、声码器的一定同步信息以及不需要附加信道搜寻而由远端用户单元使用的其他系统定时信息以外，同步信号发射包含一定系统信息的消息，该系统信息进一步识别始发汇接局和整个通信系统。

另一称为寻呼信号或信道的信号也可以由通信系统用来发射表示某一呼叫或通信信息已经为某一用户‘到达’或出现或正‘保持’在某一汇接局处的消息。一个或多个信道可以用于这一功能，并且当处于待用模式即当没有通信链路建立时，用户单元可以监视这些信道和导频，将其他的排除在外。寻呼信号通常提供恰当的信道分配，供用户启动某一通信链路时使用，并请求来自指定用户单元的响应。

如图1，导频信号用出网或前向通信链路30和36从基站14和16分别发送到用户单元26，以及用链路40、46和48通过卫星18从汇接局22和24发送到用户单元26。用户单元26中的电路接着用来通过比较基站14和16或汇接局22和24发射的导频信号的相对强度，判断它应当将哪些基站或汇接局(卫星)服务设施用于通信。为了描述清楚起见，用作与用户单元26通信的卫星20在图1中未示出，尽管根据特定系统机构、卫星波束图分布和由MTSO 12的呼叫转移这是可能的。

本例中，用户单元28可以被认为是最靠近基站16而用于地面服务的但处在卫星18或20的覆盖范围内用于汇接局服务。当用户单元28发出一呼叫时，控制消息被发送到最靠近的基站或卫星汇接局，这里是16或18和20。在接收到呼叫请求消息后，基站16将被叫号转发到系统控制器或MTSO 12。系统控制器12接着通过PSTN将该呼叫连接到想要的接收者。另一种情况是，通过卫星18从用户单元28建立起与汇接局22或24的通信链路。汇接局22接收该呼叫请求消息，并将其转发到如前一样进行处理的系统控制器12。

无论呼叫或信息链路请求是在PSTN中发起还是由用户单元发出，  MTSO 12通常将呼叫信息发送到用户单元所知道(例如根据先前的消息信息)或预计是(例如家住区域)的预定区域中所有的基站或汇接局。这些汇接局和基站接着在用于被叫用户的每一覆盖区域内发射一寻呼信息。当所要求的接收者的单元检测到寻呼信息时，它通过将控制消息发送到最靠近的基站或通过合适的卫星发送到某一汇接局作出响应。该控制消息向系统控制器12发出信号，哪一个特定的汇接局、卫星或基站正与该用户单元进行通信，并且MTSO或控制器12接着通过该链路将消息或呼叫的路由接续到该用户单元。如果用户单元(这里是28)移出了一开始选择的卫星18或汇接局22或24的覆盖区，那么就选择通过其他卫星的的消息的路由，继续该通信链路，直到必须使用不同的汇接局或基站为止。

当启动某一呼叫或通信链路并且某一用户或远端单元变成工作方式时，产生或选择一伪噪声(PN)码，供该呼叫的持续期间使用。根据特定用户单元的某一标识因素，该编码可以由汇接局动态分配，或者用预定值确定。在发出呼叫以后，该用户单元继续扫描它通过其进行通信的汇接局的导频信号和邻近波束或小区的导频信号。该导频信号的扫描继续，以便确定某一相邻导频信号强度是否超过了一开始选择的那一导频信号的强度。当与某一相邻小区或波束相关的导频信号的信号强度超过了当前小区或波束的导频信号的强度时，则该用户单元确定已经进入了新的小区或波束图，并且应当启动通往该波束图的汇接局通信的切换。

用来实现CDMA通信系统的基站或汇接局装置的收发机部分的典型实施例的进一步细节如图2所示。图2中、使用了一个或一个以上的接收机部分，这些接收机部分中的每一个与用来实现频率或空间分集接收的天线和模拟接收机部分耦合。在地面转发器基站中，多个天线用来实现空间分集接收，通常是在区段内。在汇接局中，多个天线也可以用来适应几种不同的卫星和轨道图形。

在每一个接收机部分中，信号是以大体相同的方式处理的，直到这些信号经历了分集组合过程。图2中虚线内的元件对应于用来控制一个汇接局和一个移动用户单元之间的通信的接收机元件，尽管在本领域中人们可以采用某些变异。模拟接收机或接收机部分的输出也被提供至其他元件，这些元件用来与其他用户单元通信，这在下面要参考的美国专利5,103,459中有进一步的讨论。

图2中所示的收发机采用一模拟接收机62，该接收机62与天线60相连，用来接收、下变频、放大和使通信信号数字化。用于对信道进行RF对IF到基带频率下变频和模数转换的各种方案是本领域中所熟知的。数字化信号接着转发到一搜寻器接收机64和至少一个数字数据解调器66A。附加的数字数据接收机66B-66N用来按照需要获取用于每一用户单元的信号分集，每一接收机形成Rake型信号接收机中的一个指针。这些附加数据接收机单独或与其他接收机一起，沿几种可能的传播路径跟踪和接收用户信号，并提供分集方式处理。每一数据接收机通常大体在结构或功能上相同，当可以因分集信号本质的不同而在略微不同的定时下运行。如前所述，汇接局通常具有一个或多个附加接收机部分(未示出)，每一附加接收机部分分配用来适应一工作的用户。

与解调器66A-66N和搜寻器接收机64耦连的至少一个汇接局控制处理器或控制器70提供命令和控制信号，以实现如(非局限于)信号处理、定时信号发生、功率和切换控制、分集、分集组合和与MTSO的系统接口连接的功能。控制处理器70的另一主要控制任务是用于用户通信的沃尔什函数、发射机和解调器分配。搜寻器接收机通常用来判定要将哪一个解调器分配至模拟输出。每一解调器接着负责跟踪用已知技术接收的信号的定时。

数据解调器66A-66N的输出与一个或多个分集组合器和译码器68耦合，分集组合器和译码器68用来逻辑组合为公共用户单元服务的解调器输出的信号。这个经组合的信号提供到一数字数据链路72，该链路也与控制处理器70、发射调制器72耦合，并且通常与MTSO数字交换机或网络耦合。用来构筑数字链路72的电路是人们熟知的，并且通常包含各种已知的数字数据交换和存储元件。数字数据链路72用来控制或指挥分集组合器和译码器68、MTSO网络和一个或多个网络发送调制器74中经译码/编码的信号的转发，所有这些均在控制处理器70的控制下。

本例中，从解调器66和搜寻器接收机64输出的数字化信号由组合的I和Q信道信号组成。但是，本领域的技术人员将会理解，这些元件可以被构筑成在提供使I和Q信道数字化之前分裂的内部信道，而不是在转换以后使数字化I和Q信道信号分裂。该分裂简单地改变了用来将数据转发到其他元件的数据总线的本质。

在传输侧，在通信系统内来自MTSO或来自其他组合器的信号用数字链路72耦合到合适的发射调制器，供传输到接收用户。也在控制处理器70的控制下运行的发射调制器74对用来传送到一要求的接收者的数据进行扩展谱调制，并将合成的信号提供到一发射功率控制器76，该控制器76提供对用作出局信号的传输功率的控制。对于典型发射调制器72的结构和运行的进一步细节见美国专利5,103,459和5,309,474中的讨论，这两个专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。

在加法器78中，功率控制器76的输出与为同一载波信号准备信号的其他发射调制器/功率控制电路的输出加和。加法器78的输出接着提供到模拟发射机80，在所要求的频率下作进一步的放大，并输出到天线82，用以通过卫星转发器发射到用户单元。控制处理器70还对导频信号、同步信道信号和寻呼信道信号的功率和产生以及与功率控制器76的耦合在与其他信号加和之前实施控制，并输出至天线82。

扩展谱型通信系统，比如图1所示的本例，采用了一种根据直接序列伪随机噪声扩展谱载波的波形。即，用周期Ts的伪噪声PN序列调制基带载波，以获得所要求的扩展效果。PN序列由周期为Tc的一系列‘畴元’组成，其频率比正被扩展的基带通信信号要高得多，后者通常仅约9.6到19.2kbps。典型的畴元速率在1.2288MHz的数量级，并且是按照总带宽、要求或允许的信号干扰和本领域中所知晓的有关信号强度和质量的其他标准选择的。所以，本领域的技术人员将会理解是如何按照分配的频谱以及考虑到成本限制和通信质量的折中来修改畴元速率的。

导频序列必须足够长，从而可以用相位偏移来产生许多不同的序列，以支持系统中大量的导频信号。本典型实施例中，发射信号载波的序列长度选择在215或32768畴元。产生的序列具有良好的交叉相关和自相关特性，这些特性是防止不同小区发射的导频信号之间相互干扰所必须的。同时，要求将序列保持在尽可能短而使捕获时间最小。不知道定时时，必须搜寻序列的整个长度，以确定正确的定时。序列越长，则序列的搜寻时间越长。但是，当减小序列长度时，编码处理增益也随干扰抑制而减小，甚至达到无法接受的地步。

正如前文中指出的那样，通过提供用于每一相对于相邻者的区域的基本导频编码序列的不同时间偏移来区分来自不同汇接局或基站的信号。偏移或平移必须足够大，以确保导频信号之间大体没有干扰。

在基站或汇接局对用户的链路中，用来使频谱扩展的二进制序列是根据不同类型的序列来构筑的，每一序列具有不同的特性并提供不同的功能。一‘外’码用来在不同基站发射的信号之间和多径信号之间进行鉴别。这一外码通常由小区或波束中所有的信号共享，并且通常是相当短的PN序列。但是，根据系统结构的不同，可以将一组PN码序列分配给每一汇接局，或者不同的PN码可以由卫星转发器使用。每一系统按照本领域中所理解的因素指定系统中正交‘外’码的分配。

一‘内’码接着用来某一区域的不同用户之间或单个基站、汇接局或卫星波束在前向链路上发射的用户信号之间进行鉴别。即，每一用户单元有其自身的正交信道，该信道是用唯一的覆盖PN码序列提供在前向链路上的。在后向链路上用户信号不完全正交，但是用经编码码元调制的方式区分。还应当理解，在本领域中，附加的扩展码可以用来准备用于传输的数据，比如，提供一附加的‘倒频(scrambling)’级来改进在后续接收和处理期间的信号增益。

在本领域中人们以熟知，可以构筑一组长度为n的n个正交二进制序列，这里，n是2的幂。这在期刊中有讨论，如S.W.Glomb等人在Digital Communicationswith Space Applications(Prentice-Hall，Inc.，1964，pp.45-64)中的讨论。事实上，对于具有长度为4的倍数但小于两百的大多数序列，正交二进制序列组也是已知的。一种相当容易产生的这样的序列称为沃尔什函数，也称为Hadamard矩阵。

在实数域中的一个n阶沃尔什函数矩阵可以定义为： $W\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}W(n/2)& W(n/2)\\ W(n/2)& \stackrel{-}{W}(n/2)\end{array}\right]$ 这里， W表示W的逻辑补码，即 W＝-W(n)，并且W(1)＝1。第一少数沃尔什函数或阶数2、4和8可以表示为： $W\left(2\right)=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $W\left(4\right)=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right]$ 以及

于是，沃尔什函数或序列简单地是沃尔什函数矩阵的一行，并且阶数为‘n’的沃尔什函数含有n的序列S_n(n)，每一序列长度为n位。形成沃尔什码序列的各个位也称为沃尔什畴元。所以，沃尔什函数W_i(n)是‘n行/列’沃尔什函数矩阵的第i行，并具有n位。例如，上述沃尔什W₃(8)为序列S₃(8)＝11-1-111-1-1。

在实数域上的n阶沃尔什函数(以及其他的正交函数)具有这样的特征，即，在畴元串的n个畴元的间隔上，如果该组中所有不同序列暂时对齐，则这些不同序列之间的交叉相关为零。通过注意到每一序列中准确地有一半的位或畴元与其他序列中的一半的位或畴元不同，这是可以容易地理解的。另一个有用的特征是，一个(实数)序列总是全部由全1组成，而所有其他序列一半是1，一半是负1。另一种情况是，一个(复数)序列全部为零，其他序列一半为1，一半为零。

在当前的扩展谱通信系统标准中，某一波束或小区内工作的所有用户或用户单元共享一个‘外’PN编码相位。即，给定频率上用户的汇接局和基站的建立的基本定时和相位如通常导频信号和同步信号中所给出的那样是相同的。使用户或用户信号作为给定接收者所特有的而区分开来的方法是将独特的正交扩展或倒频函数即沃尔什函数应用于也称为用户信道的每一用户信号。这就是相位对齐的外PN码随内码的使用。

在采用沃尔什函数或编码序列的给定扩展谱通信系统中，在定义不同的码序列之前，事先建立起一预定的序列组或序列表，每一序列组或序列表具有n行，n个值。在当前设计中，这通常构筑成一预定的64个沃尔什函数组，每一沃尔什函数具有64个畴元长度。这些函数用来确保波束、小区或区段中所使用的载波信号中64个信道或用户(负导频、寻呼和同步)的正交性。对于增加可以提供服务的用户数的先进的基于卫星的转发器系统，设想将沃尔什函数的大小增加到长度至少为128个畴元(n＝128)。

以这种方式，沃尔什函数如W₁(64)、W₂(64)或W₆₄(64)的畴元或畴元二进制值(‘0’或‘1’)是预定义的，并且存在于顺序排列的组中供通信系统中使用。由于如导频信号偏移(外码)所证实的那样每一小区的或波束的基本定时已经实施的载波信号相位偏移，这些函数在波束和小区上是可重复使用的。采用这种类型的信息是本领域的技术人员理解的。

几种信号载波波形可以应用于通信系统10中。在本较佳实施例中，一正弦载波信号由一对二进制PN序列进行四相(四相位)调制。这种方法中，PN序列是用具有相同序列长度的两个不同的PN发生器产生的。一个序列对载波信号的同相信道(I信道)进行二相调制，另一序列对载波信号的正交相位(或就是正交)信道(Q信道)进行二相调制。把这些结果产生的信号相加，形成合成四相载波信号。

实现传输调制器74和准备用户单元j用于传输所要求的数据Dj的典型信号调制器设计如图3所示。如图3所示，调制器74包括数据编码器100和数据复用器102。在应用正交编码或扩展(这里是应用沃尔什函数)之前，每一通信信道所携带的数字数据信号通常经重复编码并交错，以提供使系统能在更低信噪比和干扰比下允许的差错检测功能和纠错功能。这产生用于传输而处理的数据码元。

基础数据代表在PSTN上始发的或与另一用户单元发生的并且正通过MTSO转发的话音或其他类型的模拟信号。数据按照典型的或已知的模拟技术处理，并预先放大或滤波，随后转换成数字信号的形式。用作编码、重复和交错步骤的技术在本领域中也是熟知的。交错的进一步讨论见例如“网络与系统”中的“数据通信”(Howard W.Sams&Co.，1987，pp343-352)。

来自数字复用器102的交错码元接着用编码发生器104提供的分配正交码序列正交编码或覆盖。来自发生器104的编码用逻辑元件106中的码元数据乘或与之组合。正交功能通常定时在1.2288MHz速率下。同时，在包括话音、传真(FAX)和高/低速数据信道的典型可变数据速率系统中，信息码元速率可以例如从约75Hz改变到76,800Hz。在用沃尔什码覆盖前，经交错的数据也可以与乘法器106的输入相串联的第二逻辑元件108中的二进制PNU序列相乘。该序列由长PN码发生器110的输出提供，通常也定时在1.2288MHz下，并接着在抽取器111中抽取，以提供19,200kbps速率。另一种情况是，逻辑元件108可以与乘法器106的输出串联连接，来自乘法器106的合成覆盖数据用PNU序列乘。当沃尔什码和PNU序列由二进制‘0’和‘1’值组成，而不是‘-1’和‘1’值时，乘法器可以用逻辑元件如异或门来代替。

编码发生器110产生相应于由每一用户单元产生或用于每一用户单元的独特PN序列的独立PN码序列PN_U，并且可以用为此目的构筑的各种已知元件来构成。PN_U序列使数据混杂，以提供保密性或进一步的信号分集。另一种情况是，非线性加密发生器，如采用数据加密标准(DES)的加密器，可以根据需要用来取代PN发生器110。PN_U序列仅在给定的通信消息或链路时间内分配，或者永久地分配给一个用户单元。

发送器电路还包括两个PN发生器112和114，它们产生用于同相(I)和正交(Q)信道的两种不同的短长度的PN_I和PN_Q码序列。所有用户单元采用相同的PN_I和PN_Q序列，但是如上面讨论的那样，时间被偏移或平移了不同量。另一种情况是，这些发生器可以用合适的接口元件在几个发射机中共享。用于这些编码的典型发生电路见1993年7月13日授权并且转让给本发明受让人的美国专利5,228,054，标题是：“Power of TWo Length Pseudonoise Sequence Generator withFast Offset Adjustment”。

这些PN发生器响应于一输入信号，该输入信号对应于来自控制处理器的波束或小区识别信号，从而向PN序列提供预定的时间偏移延迟。尽管只有两个PN发生器被描述用来产生PN_I和PN_Q序列，但可以理解，在本发明的原理范围内也可以实现许多其他的PN发生器方案，包括附加发生器。

乘法器106输出的沃尔什编码码元数据与PN_I和PN_Q码序列，例如用一对乘法器116和118乘。通常通过对加入到单个通信信号内并与导频和建立载波信号以及用于波束或小区的其他数据信号相加的一对正交正弦信号进行二相调制，接着将合成信号调制到射频(RF)载波上。在用与特定波束或小区内的信道相关的PN序列乘之前或之后，加和可以在处理过程中的几个不同点(例如在IF或基带频率处)完成。合成信号接着经带通滤波、变换成最终RF频率、放大、滤波并由汇接局天线辐射。正如先前讨论的那样，滤波、放大、变换和调制操作是可以互换的。这种类型传输设备的操作的其他细节见转让给本发明受让人的标题为“在CDMA蜂窝电话中产生信号波形的系统和方法”的美国专利5,103,459，该专利在此引述供参考。

由于图3所示的调制器设计在大多数通信系统中运作令人满意，所以它提供了信号调制和编码的很基本的方法。本领域的技术人员采用这种调制设计来实现沃尔什覆盖码的简单和有效的应用，以如前述那样提供波束之间或小区之间正交性。但是，图3所示的装置通常需要使用信号接收机要求的导频信号和相干解调。没有导频信号，图3所示的方法就不能提供足够的码元能量，使得在许多应用场合下，接收机能够锁定和跟踪数据信号帧的相位。

另一方面，申请人发现，多个正交码序列可以用来调制每一数据信号，以获得用于非相干信号处理的附加信号处理增益。申请人已经发现，M个编码序列(这里，M＝2^kL，并且k是整数，而L是下面要讨论的因子)可以用来提供称为M阵列沃尔什平移键控的M阵列调制方案，以增大正被接收的调制码元的能量，从而误差性能接近相干调制技术的误差性能。下面给出几个低阶或调制级值为M的例子，这里，M＝2，4和6。为了维持与‘覆盖’码更普通使用的兼容性，在上述表述式中将该k值设置为0(并且L＝1)，产生一M为1的值和1阵列或单个编码序列调制。

利用上面讨论沃尔什函数(或其他的正交函数)的正交性特性的优点，多个沃尔什函数或编码序列W₁，W₂，…W_n可以用来产生M阵列正交函数或M正交调制码元。例如，两个长度为n的沃尔什函数W_i(n)和W_j(n)可以用来产生具有下面的形式并具有n个沃尔什畴元的二进制或2阵列正交序列S_n：

S₁(n)＝W_i(n)

S₂(n)＝W_j(n)(i≠j)并且这里，i和j代表预定沃尔什矩阵的特定行。每一调制码元是长度为n畴元的沃尔什函数。例如，用从上面典型矩阵得到的各个序列，并设置n＝8，i＝3以及j＝4，则产生的序列S₁(8)和S₂(8)是：

S₁(8)＝11-1-111-1-1和

S₂(8)＝1-1-111-1-11

两个序列(例如上面的两个序列)用来按照选择的码元变换方案调制经编码的数据码元。从编码器和/或数字复用器得到的码元被变换成由两个独特的预定沃尔什函数对或子集产生的正交调制码元。这是通过响应于输入码元的状态或二进制值来选择合适的编码序列S₁或S₂来完成的。即二进制值‘0’选择一个序列，比方说S₁，而二进制值‘1’选择其他的序列，这里为S₂。如以前一样，这些序列接着被转到以后的信号处理级，作为PN_I和PN_Q扩展序列应用的调制码元。

用于在前向链路上采用2阵列调制传输而用来准备用户数据的调制器的一种结构如图4所示。图4中，如以前一样，在用倒频和功率控制因子在乘法器120乘之前，数据由编码器100和数字复用器102处理。倒频因子是前面讨论的抽取的PN_U序列，并且功率控制因子是通常用来补偿数据数字化和编码级中引入的能量变化的位模式。

乘法器120的输出被转发到编码变换器或调制码元选择器124，在此将经编码的交错码元数据变换成调制码元。用来进行该调制变换的正交序列可以在两个恰当构成的发生器126和128中产生，发生器126和128中的每一个具有一个与选择器124相连的输出。这些发生器是用已知技术和电路元件来构筑的，如上述美国专利5,228,054中揭示的装置或其他本领域中所知晓的技术。由于编码发生器被描述成是分开结构的，但这只是为了描述的清楚起见，对本领域技术人员清楚的是，它们也可以形成调制码元选择器124的整体部分。

按照用于所要求函数的选择的指数值或输入变量，可以根据需要产生正交码。另一种情况是，控制处理器所赋予的要求函数可以以通信系统中使用的预定函数表的形式提供，表中根据需要选择一定的1。编码发生器可以采用如同步或寻呼信号中提供的信息动态编程，从而每次用户单元采用新的通信信道或链路或汇接局时改变编码序列，或者根据需要永久赋予这些序列。另外，两个发生器可以同时用来产生独立的编码，或者，每一码元间隔，根据数据码元的二进制值，单个的编码发生器可以用来在不同的时间内提供两种不同的编码。

当输入码元是‘0’时，选择器124从发生器126接收序列并输出一个序列，而当码元是‘1’时，从发生器128接收和输出正交序列。调制码元选择器124是用各种本领域技术人员所熟知的电路元件和逻辑元件构筑的，从而简单地当‘0’或‘1’作为输入接收时，使得能够输出特定的序列。通过启动一电子开关元件，如(但并非局限于此)与每一输出串联的晶体管或逻辑门，可以简单地选择由一个或多个编码发生器输出的正交序列。也可以是，将序列存储起来，用于形成调制码元选择器124部分的本地寄存器或存储元件内。

采用下面形式的序列，可以将上述技术延伸至长度为2n畴元的四元或4阵列正交序列：

S₁(2n)＝(W_i(n)，W_i(n))

S₂(2n)＝(W_i(n)， W_i(n))

S₃(2n)＝(W_j(n)，W_j(n))

S₄(2n)＝(W_j(n)， W_j(n))

在该调制级上，每一调制码元是两个低阶正交函数的级联，即，一个长度为2n的畴元的序列包含两个长度为n的串联序列。调制码元中的每一个建立在通常在通信系统中使用的长度为n的正交沃尔什函数上，并且不管它们是否都使用更长的调制码元，在用户信号中都保持正交性。

在4阵列结构中，2个数据码元用来选择给定的编码序列或沃尔什函数组，作为调制码元输出。将输入数据变换成调制码元的一种可能性如下表所示。本领域的技术人员将会理解，根据特定的通信系统设计和用来实现变换目标的电路，在本发明的原理内还可以采用其他的变换函数。

              表I

码元数据	调制码元/输出序列
		00	(Wi(n)，Wi(n))
01	(Wi(n)， Wi(n))
		10	(Wj(n)，Wj(n))
11	(Wj(n)， Wj(n))

通过分配四个正交函数W_i(n)，W_j(n)，W_k(n)和W_p(n)和下面的形式，这一方法可以进一步扩展到构筑长度为4n畴元的16阵列的正交序列：

S_x1(4n)＝(W_x(n)，W_x(n)，W_x(n)，W_x(n))

S_x2(4n)＝(W_x(n)， W_x(n)，W_x(n)， W_x(n))

S_x3(4n)＝(W_x(n)，W_x(n)， W_x(n)， W_x(n))

S_x4(4n)＝(W_x(n)， W_x(n)，W_x(n)， W_x(n))这里，x＝i，j，k，p，并且i≠j≠k≠p。它提供了这样的序列，如：

S_i1(32)＝(W_i(8)，W_i(8)，W_i(8)，W_i(8))

S_i2(32)＝(W_i(8)， W_i(8)， W_i(8)， W_i(8))

S_i3(32)＝(W_i(8)，W_i(8)， W_i(8)， W_i(8))

S_i4(32)＝(W_i(8)， W_i(8)， W_i(8)，W_i(8))

S_j1(32)＝(W_j(8)，W_j(8)，W_j(8)，W_j(8))

S_j2(32)＝(W_j(8)， W_j(8)，W_j(8)， W_j(8))

S_j3(32)＝(W_j(8)，W_j(8)， W_j(8)， W_j(8))

S_j4(32)＝(W_j(8)， W_j(8)， W_j(8)，W_j(8))

用上述用于W_i(8)的例子，这将变成：

S₁₁(32)＝11-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-1，

S₁₃(32)＝11-1-111-1-111-1-111-1-1-1-111-1-111-1-111-1-111，

S₂₁(32)＝1-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-111-1-11，以及

S₂₃(32)＝1-1-111-1-111-1-111-1-11-111-1-111-1-111-1-111-1

在16阵列调制级处，每一调制码元是四个更低阶正交函数的级联，这是一个具有长度为4n的序列，包含4个串联的长度为n的序列。在16阵列结构中，4个数据码元用来选择一个给定的编码序列或沃尔什函数集，用作输出。将输入码元变换成调制码元的例子见下面的表II所示。再有，本领域的技术人员将会理解，在本发明的原理中还可采用其他的变换方法。

               表II

码元数据	序列方式
		0000	(W1(n)，W1(n)，W1(n)，W1(n))
0001	(W1(n)， W1(n)，W1(n)， W1(n))
		0010	(W1(n)，W1(n)， W1(n)， W1(n))
0011	(W1(n)， W1(n)， W1(n)，W1(n))
		0100	(W2(n)，W2(n)，W2(n)，W2(n))
0101	(W2(n)， W2(n)，W2(n)， W2(n))
		0110	(W2(n)，W2(n)， W2(n)， W2(n))
0111	(W2(n)， W2(n)， W2(n)，W2(n))
		1000	(W3(n)，W3(n)，W3(n)，W3(n))
1001	(W3(n)， W3(n)，W3(n)， W3(n))
		1010	(W3(n)，W3(n)， W3(n)， W3(n))
1011	(W3(n)， W3(n)， W3(n)，W3(n))
		1100	(W4(n)，W4(n)，W4(n)，W4(n))
1101	(W4(n)， W4(n)，W4(n)， W4(n))
		1110	(W4(n)，W4(n)， W4(n)， W4(n))
1111	(W4(n)， W4(n)， W4(n)，W4(n))

这里， W(n)再次表示W(n)的逻辑补，即， W(n)＝-W(n)以及W(n)＝1。

如图5所示，4阵列调制技术可以用图4所示的调制器的改进形式来实施。图5中，象以前一样，在用乘法器120中的倒频和功率控制因子乘之前，数据由编码器100和数字复用器102处理。乘法器120的输出又转发到一正交码或调制码元选择器，这里是130，在此，将经编码的交错码元数据变换成所要求的调制码元。乘法器输出处的二进制码元被分组为2位‘矢量’，该矢量被变换成调制码元。该变换是按照调制码元指数的二进制表示而出现的。即，每一调制码元具有用于4阵列调制的从‘00’到‘11’四个相应指数值或标志中的一个，并且数据码元的二进制值用来选择该指数值。

用于调制变换的正交序列由发生器126和128提供，发生器126和128中的每一个具有与选择器130连接的输出。选择器可以被构筑成对输入序列进行运算，以根据需要提供它所接收的每一序列的逻辑补，或者如用虚线标记的126’和128’所表示的那样，可以用第二个串联的发生器，以提供用于编码发生器126、128的序列或函数的要求的互补序列或互补函数。

为了实现4阵列调制，调制码元选择器130接收更低阶编码序列，并且当一对输入码元具有一组值如‘00’或‘01’时，输出一个包含从发生器126接收的编码的(更高阶)更长的序列，或其逻辑补，而当输入码元对具有另一组值如‘10’或‘11’时，输出包含从发生器128接收的编码的不同的长序列式它的逻辑补。为了提供用于选择过程的使用两个经编码的数据码元，2位矢量，将一个一比L(1∶L)的去多路复用器132与选择器130串联连接。将L的值设置成等于2用于4阵列调制。

选择器130是用本领域中熟知的各种电路和逻辑元件构筑的，使得可以根据每一码元输入方式输出特定的调制码元。通过启动一系列电子开关元件，比如(但是非限定性的)与每一输出串联连接的晶体管或逻辑门，可以简单地选择每一编码发生器输出的正交码序列。另一种情况是，一旦产生序列以后，可以将序列存储起来，用于形成一部分调制码元选择器130的本地寄存器或存储器元件中。如以前一样，可以根据需要，用从汇接局控制处理器得到的信息，对序列发生器进行动态编程。

还可以采用一个或多个查询表或类似的存储器结构，来存储预先选择的编码序列，包括逻辑补，用于根据特定输入码元的以后的再次呼叫。本领域中所熟知的装置如(并非限定性的)随机存取和只读存储器和可编程逻辑阵列可以用来实现这样的表。该结构中，查询表是用二进制码元向量作为该表特定调制码元入口的地址或指数指针，由码元数据直接存取的。调制码元输出由输入值自动选择。这种类型的单个电路元件可以用来执行调制码元选择器130和发生器126和128的经组合的功能。编码向量选择器还可以递增或在由码元值指定的指数地址中加入偏移，使得四个输入值(M)可以从已有的128中选择序列组。该递增可以用来自汇接局控制处理器的命令设置或选择。

用16阵列调制来准备用户信号的一种有用的调制器部分结构如图6所示。图6中，数据在乘法器120中由倒频和功率控制因子乘之前再次由编码器100和数字复用器102处理。乘法器120的输出接着由1∶L去多路复用器132’转发到正交编码或调制码元选择器134，在此将经编码的交错码元数据变换成调制码元。在该结构中，乘法器的输出处的二进制码元被分组成4位‘向量’，并且按照调制码元指数的二进制表示变换成一个调制码元。

该装置中，用于调制变换的正交序列由四个恰当构筑成一个系列的正交编码发生器126、128、136和138提供，这些正交码发生器中的每一个具有与编码选择器134相连的输出。选择器可以对输入序列进行运算，以提供每一序列的逻辑补，或者可以采用第二个系列的发生器(126’、128’、136’和138’)，提供互补输出或互补函数。根据所采用的电路，可以是价格更合适并且提供附加速度，以采用独立的、附加的序列发生器，用以提供互补序列。

为了实施16阵列调制，当一组4个输入码元获得一个预定的值组(如‘0000’或‘0010’)时，选择器134接收更低阶长度为n的编码序列，并输出一个包含从发生器126接收的序列的长度为4n的序列，或其逻辑补。当输入码元组具有另一组值(如‘0100’或0011’)时选择器134输出一个包含从发生器128接收的序列的一个不同的长度为4n的正交序列或其逻辑补；当输入码元组具有另一组值(例如‘1001’或‘1O10’)时，选择器134输出另一个包含从发生器136接收的序列的长度为4n的正交序列或其逻辑补；当输入码元组具有又一组值(如‘1100’或‘1111’)时，选择器134输出又一组包含从发生器138接收的序列的长度为4n的正交序列或其逻辑补。为了提供使用选择过程的四个经编码的数据码元，与调制码元选择器134串联连接的去多路复用器132’使用用于L的四个值中的一个。

如上所述，调制码元选择器134是用本领域中所熟知的各种电路和逻辑元件构筑的，使得特定的调制码元响应于每一数据码元输入方式而输出。通过启动一系列电子开关元件，比如(但非限定性的)与每一输出串联连接的晶体管或逻辑门，可以选择每一编码发生器输出的正交序列。另一种情况是，序列一旦产生以后可以被存储起来，供形成选择器134一部分的逻辑寄存器或存储元件中使用。根据需要，可以采用通信系统10特有的ROM或可编程逻辑阵列，作为硬线变换元件。如上面讨论的那样，还可以采用一种查询表或类似的存储结构，作为调制码元选择器134的一部分结构，以存储包括逻辑补的预选函数或编码序列，用于响应于特定输入码元的以后再次调用。

在上述任何一个调制装置中，采用是较短的n畴元长度编码的倍数的调制码元意味着在选择器134内的寄存器或存储元件中通常使更短长度的函数或编码序列累加起来，形成更大的2n和4n畴元长度的序列。这些序列接着被用于特定方式的需求。这种更大序列的‘构筑’过程使得通信系统10、汇接局和用户单元在所使用的正交函数的类型保持很灵活，从而可以根据所要求的调制方式的类型，在处理器70的控制下，得到n、2n或4n畴元长度的序列。根据需要，可以启动或不启动序列发生器，并且不同的用户可以接收不同长度的序列，以确定用户的特定接收问题的所在。

由于通常要求最长的序列，所以来自汇接局的命令信息可以指令用户单元，在该通信系统中需要多长的序列，或者，将用于解调中的预先选择的编码序列长度或实际编码序列的第一种选择预先存储在用户单元中，供要求非相干解调时检索或使用。

通常，申请人认识到，通过分配用于跨越编码长度为L·n沃尔什畴元的调制码元的2^k个正交或沃尔什函数(k是整数)，就实现了M阵列调制，这里，M＝2^k·L。另外，按照下面的关系，从编码速率r和每一信息位的能量E_b，可以确定每一调制码元E_s的能量：

E_s＝r·L·E_b                          (1)

在产生用于接收调制码元的能量值或能量前，任何用户终端或用户单元接收机必须在L·n编码畴元的时间间隔上对接收信号积分。所以，通过增加调制级或级别M，L的值更大，并且每一调制码元E_s的能量增加，从而跟踪接收信号的差错特性下降。即，增加调制级比方说至16阵列(M＝16，2^k＝4，L＝4)，每一调制码元E_s的能量增加4倍，从而序列长度增加。这一增加的能量使得用户单元能够在跟踪通信信号的相位中获得改进的特性，而接近于相干解调技术的性能。

通过检查通信系统10的用户单元或用户终端中可以容易实现的非相干信号解调装置的典型结构，可以进一步理解上述调制方案的灵活性和全部优点。下面参照图7-9讨论提供支持非相干解调的三种原理性结构。这些结构可以被分成采用非相干解调的单指针或多指针接收机，或采用非相干和相干解调的多指针接收机。

为了描述和讨论这些接收机的运行清楚起见，假设采用的是16阵列调制方案，尽管也可以采用其他的方案。另外，只描述单一信号路径，然而，I和Q路径或信道信号通常是沿并行路径单独处理的。所以，除非采用某种形式的时分以外，图7-9中描述的信号处理元件(如正交函数源)大体上是相同的。同时，图中未示出模拟信号接收和处理阶段以及相关的模数转换元件。这些元件的运行和使用是本领域中的技术人员所熟知的，并且也在上述美国专利5,103,459中作了讨论。

只采用非相干信号调制的典型的单指针通信信号接收机在图7中以方框图形式示出。图7中，用三个用于信号解调的主要功能框或元件组示出数字数据接收机140。第一元件组是一系列或一排2^k个相关器142或142_A-142_N(这里N＝2^k)，第二个元件组是M阵列的解调器144，第三个是双最大量度(DMM)发生器146。

相关器142的功能是使入局信号每一在调制码元时间(这里为T_walsh)内与2^k个正交沃尔什函数相关。调制码元时间是按照所使用的正交函数的长度和上面对多个正交函数长度调制序列而讨论的因子‘L’，在通信系统中预先确定的。解调器140中所使用的相关器142的数量(2^k)是用用来产生调制码元的函数个数确定的。在16阵列调制的情况下，这个数是4(k＝2)。所以，相关操作是由一排四个相关器来执行的。但是，当k很大时，比方说大于4，可以由单个的FHT装置来执行相关操作，以通过直接将码元编码变换到调制码空间来获得效率。同时，如下文中提到的那样，相关器的分配可以是动态的，从而当M较大时具有较多的相关器用于信号处理，而当M较小时具有较少的相关器，使系统的灵活性较大。

用于每一相关器142(142_A，142_B，142_C，142_D)的相关接收信号输出R在N·T_walsh时刻相对于每一沃尔什函数W_i可以用下面的表述式，定义： $R_{w_i}\left(N\right)=\underset{p=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{\mathrm{ip}}R\left((N-1+\frac{P}{n})T_{\mathrm{walsh}}\right),-----\left(2\right)$ 这里，W_i＝(W_i1，W_i2，…W_in)代表由n个沃尔什畴元组成并且具有持续时间T_walsh＝nT_chip的第i个沃尔什函数，并且R(.)代表在时刻(.)从用于畴元波形的匹配的滤波器得到的复数输出函数。所以，R_H(N)是施加沃尔什函数W_i的相关器的复数输出。

对于非相干解调，用户单元或用户终端处理通过相关器142_A-N的入局信号，并存储每一时间间隔T_walsh上2^k个(这里为4)沃尔什函数的I和Q调制码元值。随后，在L·T_walsh秒以后(这里L＝4)或者在恰当的时间单元以后，由M阵列解调器144对存储的值进行运算，估算或确定每一调制码元的接收能量。根据假设即调制码元i＝1，…，M，已经在该合适的时间间隔内发射来估算接收的能量。I和Q调制码元可以累计或存储在相关器142、解调器144的存储部分内，或者用众所周知的存储元件如随机存取存储器、锁存器或寄存器等存储起来。

采用这样的方法，按照下面的关系可以建立码元能量：

E₁≡Energy(能量)_S₂(N)＝‖R_w(N)‖²       (3) $E_2\≡\mathrm{Energy}\_s_1\left(N\right)=\left|\right|R_{w_i}\left(N\right)|{|}^2------\left(4\right)$

E₁(N)≡Energy_S₂(N)＝‖R_w(N)‖²          (5)这里，对于2阵列解调，i≠j： $E_1\≡\mathrm{Emergy}\_s_1\left(2N\right)=\left|\right|R_{w_i}\left(N\right)+R_{w_i}\left(2N\right)|{|}^2------\left(6\right)$ $E_1\≡\mathrm{Energy}\_s_1\left(2N\right)=\left|\right|R_{w_i}\left(N\right)-R_{w_i}\left(N\right)|{|}^2------\left(7\right)$

E₃≡Energy_S₃(2N)＝‖R_w(N)+R_w(2N)‖²    (8) $E_4\≡\mathrm{Energy}\_s_4\left(2N\right)=\left|\right|R_{w_i}\left(N\right)-R_{w_i}\left(2N\right)|{|}^2------\left(9\right)$ 这里，对于4阵列解调，i≠j；而对于16阵列解调： $E_{x1}\≡\mathrm{Energy}\_S_{x1}\left(4N\right)=\left|\right|R_{W_x}\left(N\right)+R_{W_x}\left(2N\right)+R_{W_x}\left(3N\right)+R_{W_{x_i}}\left(4N\right)|{|}^2---\left(10\right)$ $E_{x2}\≡\mathrm{Energy}\_S_{x2}\left(4N\right)=\left|\right|R_{W_x}\left(N\right)--R_{W_x}\left(2N\right)+-R_{W_x}\left(3N\right)-R_{W_x}\left(4N\right)|{|}^2---\left(11\right)$ $E_{x3}\≡\mathrm{Energy}\_S_{x3}\left(4N\right)={\left|\right|R_{W_x}\left(N\right)+R_{W_x}\left(2N\right)-R_{W_x}\left(3N\right)-R_{W_x}\left(4N\right)\left|\right|}^2----\left(12\right)$ $E_{x4}\≡\mathrm{Energy}\_S_{x4}\left(4N\right)={\left|\right|R_{W_x}\left(N\right)-R_{W_x}\left(2N\right)-R_{W_x}\left(3N\right)+R_{W_x}\left(4N\right)\left|\right|}^2----\left(13\right)$ 这里，x∈i，j，k，p，并且，i≠j≠k≠p。

在一般情况下，从相关器排或FHT装置输出的L个顺序输出用来建立2k·L＝M个调制码元的能量。如前所述，原始编码/交错数据传输将预定的编码码元位组变换成一个调制码元。随后，为了进行接收，将调制码元或指数变换成预定的编码码元位组。在16阵列调制的情况下，这意味着，每一调制码元由解调器144变换成4个编码码元位。

如果在M阵列解调器144的输出处具有最大能量的调制码元的指数为T，则 $E_T=\underset{t\∈(1...M)}{\max }\{E_1,...,E_t,...,E_M\}----\left(14\right)$

可以认为，解调器144输出的与最大调制码元能量相关的编码码元位是由接收机译码器使用的硬判断位(在解交错以后)。在图7所示从结构中，当编码码元位是‘1’和‘0’时，双最大度量(DMM)发生器146计算与每一编码码元位相关的最大能量之间的差，并根据这些能量差产生一个q位量化的软判断。每一调制码元提供4个数据码元，因此，对于每一接收的调制码元，从DMM发生器146的输出是4个q位软判断。DMM发生器运行的进一步描述见转让给本发明受让人并在此引述供参考的共同待批美国专利申请08/083,110，其标题是“Noncoherenr Receiver Employing a Dual-Maxima Metric Generation Process”。

DMM发生器146可以以并行或串行运行模式实现。即，来自解调器144的所有码元位是沿并处理行路径大体是在同时处理的，或者沿单个处理路径，采用每次一个地处理每一码元。在串行方式下，，需要附加时间来产生度量计算并输出最终的软判断数据。并行方法的优点是，所有的软判断在最后位处理时间间隔结尾处就绪，并且这些功能的控制逻辑相当简单，但通常需要另外的电路元件，相应的体积比串行方法所需的体积大。但是，由于电路面积较小或体积要求较小以及产生软判断所需的附加时间不产生任何的限制，所以对于某些运行情况可以选择串行方法。

解调器144输出的最大调制码元能量及其各个指数被累加起来，例如采用存储元件或锁存及保持电路。通过将与每一最大编码-码元位的补码相关的那些能量输入到DMM发生器146内，例如通过从存储器读取这些相关能量，产生双最大度量。对于每一最大指数位(编码码元位)的补码，有log₂(L)个最大调制码元能量，给出用于16阵列调制的4个编码-码元位，对于每一编码-码元位的补码，有4个最大调制码元能量。与编码码元位的补码相关的最大能量称为互补编码码元能量。

通过取得从解调器144累加的最大调制码元能量与其每一互补编码码元能量之间的差，在DMM146中接着产生一软判断。随后，根据用作产生该差值的‘能量对’的最大编码码元位的值，决定对产生的差值是否倒相(inverted)。这就从DMM 146提供了一个软判断度量输出，该输出在单指针接收机的情况下接着直接转发到一解交错器，该接收机后通常是一个译码器，如(但是非限定性的)一维特比译码器。

仅采用非相干信号解调的典型多指针通信信号接收机示于图8所示的方框图中。该实施例中，再次取16阵列调制，并且接收机采用了至少两个来自不同通信路径的用于解调用户信号的指针。该结构支持了将不同的正交函数分配到不同的指针，对用不同的路径如不同的卫星波束转发的信号进行处理。

在扩展谱通信系统10中，由于采用多径而使空间分集具有优越性。当采用卫星转发器来与用户终端或用户单元通信时，由于来自一个卫星的具有不同频率或极化模式的重叠波束不会提供必要的分集，所以使用多个卫星。采用两个或更多个卫星来建立多个通信链路意味着对每一用户单元使用多个沃尔什编码序列，每一路径或链路至少一个沃尔什编码序列。在某些系统中，卫星自身可以具有其自身的PN序列，它还可以要求附加调制和切换电路。

采用本发明，通信系统10中的汇接局可以采用波束A将一组用于传输的正交函数分配至一系统用户，而用波束B将用于传输的另一组函数分配至同一系统的用户。同时，每一组正交函数可以与二波束之间一样用来产生不同长度的调制码元。

图8中，数字接收机150是用四个原理性的用于信号解调的功能块或元件组示出的。第一元件组是两串或两排N个相关器152_A和152_B，这里N＝2^k，第二个元件组是两个M阵列的解调器154_A和154_B；第三个是能量组合器156，第四个是一双最大度量(DMD)发生器158。

如上文中讨论的那样，每次在由通信系统中预定的每一调制码元时间T_walsh内，接收机150将入局信号转发到相关器152_A和152_B，在此将每一入局信号与2^k个正交沃尔什函数相关。与前面一样，接收机150的每一指针中使用的相关器152的个数(2^k)是通过用来产生调制码元的函数的个数来确定的。在16阵列调制的情况下，这个数是4。所以，相关操作是由每一排有4个相关器的两排相关器来执行的。但是，当k很大时，相关操作可以由一对FHT装置来执行，以提高效率。

在该结构中，用户单元处理通过每一组相关器152的入局信号，并存储每一时间间隔T_walsh内的2^k个沃尔什函数的合成I和Q调制码元值。在L·T_walsh秒以后，由M阵列解调器154_A或154_B中的一个对每一指针中每一信号的存储值进行运算，根据在该时间间隔中已经接收到一调制码元的假设，估算或确定一接收码元能量。I和Q信道调制码元可以被累加起来或存储在相关器152、解调器154的存储部分内或用其他熟知的存储元件如(但并非限定性的)随机存取存储器、锁存器或寄存器存储起来。

指针1和2中解调器154_A和154_B的输出中每一个均包含如图7所示的对应于16个调制码元的16个能量值。例如，能量值{E₁(1)，…E_t(1)，…E₁₆(1)}是从指针输出的，而能量值{E₁(2)，…E_t(2)，…E₁₆(2)}是从指针2输出的。解调器154_A、154_B的输出接着在能量组合器156中逻辑组合或加和。

能量组合器156以相应的配对方式将用于各个调制码元指数的能量加和，并产生用于每一调制码元的16个经组合的能量。注意，采用存储中间结果的存储器并使输出的时间偏移，还可以以这种结构实现任何所要求的去偏斜(de-skewing)操作。

组合或加和过程的最终结果是与E_t＝E_t(1)+E_t(2)给定的指数T的每一调制码元相关的组合能量。在某些实施例中，可以根据需要，在组合前将能量值加权成适应信号中的变换接收质量或衰减。经组合的能量值接着从能量组合器156转发到DMM发生器158，该发生器产生如图7所示的双最大度量。该度量值如以前一样接着转发到解数字复用器和译码电路。

典型的采用用于相干解调和非相干解调的多指针接收机示于图9中所示的方框图中。图9中，有i个指针用来构筑这种瑞克(Rake)接收机结构。这里，再次假设是16阵列的调制格式，并且采用了至少有4个指针的接收机，两个执行非相干解调，另两个执行相干解调。上面的两个指针(i＝1，2)是用来进行相干调制，而下面的两个指(i＝3，4)是用来进行非相干调制。但是，这样一种结构仅仅是用于描述而设计的，指针的相干/非相干本质可以按照某些其他的解调方式带来变更或分组。本领域的技术人员将会理解，也可以采用其他的组合方式或其他数量的非相干和相干解调电路或指针，并且不必赋予每一解调方式对称或相等数量的指针。

图9中，数字数据接收机是用7个原理性的用于信号解调的功能块或元件组示出的。第一元件组是两个串联或成排2k个相关器162和164；第二个是两个M阵列的解调器166_A和166_B；第三个是能量组合器168；第四个是一双最大度量(DMM)发生器170；第五个是两个相干解调器172和174；第六个是一幅度组合器176；第七个是一合成度量发生器(CMG)178。

对于非相干信号解调，接收机160将入局信号转发到接收机指针3和4(i＝3，4)中的相关器162和164，再次如上所述，在每一调制码元时间T_walsh内，使每一入局信号与2^k个正交函数相关。如前所述，通过用来产生调制码元的函数的个数(这里为4)，确定每一处理指针中使用的相关器的个数。所以，这一相关操作是由每一排具有4个相关器的两排相关器来执行的，并且当k恰当大时，两个FHT装置用来提高效率。

如图9所示，用户单元的数字接收机部分处理通过两组相关器162和164中每一个的入局信号中的每一信号，并且在每一时间间隔T_walsh内存储产生的用于2k个沃尔什函数的I和Q调制码元值。在L·T_walsh秒以后，由M阵列的解调器166_A或166_B中的一个对每一指针中每一信号的存储值进行运算，估算或确定接收的能量。如图7所示，每一指针1-4中每一解调器166_A或166_B的输出是相应于16个调制码元的16个能量值。例如，能量值{E₁(1)，…E_t(1)，…E₁₆(1)}是从指针3输出的，而能量值{E₁(2)，…E_t(2)，…E₁₆(2)}是从指针4输出的。

来自解调器166_A和166_B的输出接着用能量组合器168组合起来或加和。能量组合器168以相应的配对形式将用于各个调制码元指数的能量加和，并产生用于每一调制码元的16个经组合的能量。与以前一样，可以根据需要，在组合之前将能量值加权。DMM发生器170接着如图7所示接收经组合的能量并产生双最大度量。

同时，对于相干信号解调，接收机160将入局信号转发到接收机指针1和2(i＝1，2)中的两个相干信号解调器173和174，在此与特定的正交码相关。这里，编码不仅是知道的，而且还知道通信信号的基本定时和相位，从而通常无需对多个编码序列进行解调，以形成一度量或跟踪信号。

在相关信号处理中，解调器172和174中的每一个采用一个施加单个编码序列的相关器、相位转子(phase rotator)和一幅度组合器，并且可以如一相对普通的相干CDMA解调元件如通过采用市场有售的ASIC元件来实现。这种解调元件和技术的讨论见转让给本发明受让人的美国专利5,309,474，其标题是“在一CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统的方法”。

接收机160中每一相干信号处理指针的输出是用沃尔什函数或分配给该用户的编码序列覆盖(cover)的用于该接收信号的幅度A。指针i(i＝1，2)的每一相干解调器输出的幅度这里用A_i表示。通常，由于一用户终端应用不同的正交沃尔什函数可以从通信系统10中不同的波束接收发射，所以，每一指对分配给某一特定卫星波束上的接收用户的扩展谱信号或信道进行解调。

从解调器172和174输出的每一幅度A₁在一幅度组合器176中组合。幅度组合器176以一种相应的方式对所有信号路径或指针的能量加和，并产生用于每一调制码元的经组合的能量值。与以前一样，幅度可以在组合之前或期间根据需要加权。

度量组合器178接着从幅度组合器176和DMM发生器170接收所有的度量信息，并将其组合起来，形成用于译码的可靠的软度量。度量组合器178的输出转发到一解数字复合器，该解数字复合器的后面是一个合适的译码器，如维特比译码器。

接着要描述的是一种用来产生扩展谱通信信号对数据进行调制的新技术。该技术使得能够使用通信系统中相干和非相干调制/解调方案，使信号处理具有更大的灵活性。这还使得当存在很低或不存在导频信号功率时使信号接收得以提高。多个正交码序列W_i(这里i＝1，2，4，…，N)用来调制用于传输的编码数据。接着使用一解调器方案，首先使接收的信号与每一潜在正交码相关，并且产生调制码元，这些调制码元在解调器中变换成潜在的编码和交错数据。这产生调制码元的能量值，并由DMM处理，与补码值一起提供软判断位。软判断位接着由合适的解数字复用器和译码器处理，以产生数据。调制码序列的长度和用于调制的个数是可以根据需要动态分配的。

上文中对较佳实施例的描述使得本领域的技术人员可以制作或使用本发明。很明显，本领域的技术人员还可以对这些实施例作各种修正，在无需发明人的帮助下，还可以将基本原理应用于其他的实施例。因此，本发明并非仅限于所述实施例，应当在这里揭示的原理和新特征相一致的最大范围内来理解本发明的范围。

Claims (47)

1.一种解调扩展谱通信系统中的通信信号的方法，在所述扩展谱通信系统中，信息是通过将编码数据元形成为数字通信信号来交换的，其特征在于，所述方法包含下述步骤：

用从相互间具有预定递归关系且长度为n的多个正交函数得到的预定个函数及其各个逆函数，形成具有长度为Ln的M个相互正交的调制码元，这里M和L和所述预定个数的乘积；以及

按照每一log M数据码元的二进制值，通过选择所述调制码元中的一个，将数据码元变换成所述预定调制码元。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，函数的所述预定个数是64或更少。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，M至少为2并且小于64。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，被调制的所述通信信号在前向通信链路上被发送到通信信统用户。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交函数包含沃尔什函数。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述变换步骤包含下述步骤：

当所述数字通信信号中的数据码元具有一个二进制值时，选择用于传输的第一正交函数；以及

当所述数字通信信号中的数据码元具有第二二进制值时，选择用于传输的第二正交函数；以及

当所述数字通信信号中的数据码元具有第二二进制值时，选择用于传输的第二正交函数。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述形成步骤和变换步骤包含下述步骤：

产生第一和第二长度为n的正交函数；

当所述数字通信信号中的一对数据码元具有一第一值时，用所述第一正交函数二次，产生一第一长度为2n的编码序列；

当一对数据码元具有一第二值时，用所述第一正交函数及其逆函数，产生一第二2n长度的编码序列；

当一对数据码元具有一第三值时，用所述第二正交函数二次，产生一第三2n长度的编码序列；

当一对数据码元具有一第四值时，用所述第二正交函数及其逆函数，产生一第四2n长度的编码序列。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预选的第一、第二、第三和第四n长度的正交函数用来产生调制码元，并且所述形成步骤和交换步骤包含响应于四数据码元组的二进制值产生16个4n长度的编码序列，所述编码序列包含：

四个序列，其中所述第一、第二、第三和第四函数分别重复四次，每一个均响应于四个数据码元值中的一个；以及

三组序列，每一个均响应于12个数据码元值中的一个，其中，所述第一、第二、第三和第四函数分别重复二次，并伴随有所述重复序列的两个逆序列，每一组中每一序列中逆序列的相对位置偏离其它序列中的逆序列，从而保持大体正交性。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述变换步骤包含将所述数据码元施加到一快速Hadamard变换器的步骤，从而将数据码元变换成预选调制码元。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述变换步骤包含将所述数据码元施加到一调制码元存储装置，以便将数据码元变换成预选调制码元。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用至少一个基于卫星的转发器将经调制的通信号从一汇接局型基站转发到所述通信系统中的至少一个远端用户单元。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通信系统包含一无线电话/数据通信系统，其中，远端用户位于多个小区内，并用码分多址(CDMA)扩展谱型通信信号将信息传送到至少一个汇接局。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它包含下述步骤：

接收要在独立用户信道上发送到通信系统用户的多个数据信号；以及

对每一数据信号进行编码，以产生每一用户信道的编码数据码元。

14.一种解调扩展谱通信系统中的通信信号的装置，在所述扩展谱通信系统中，信息是通过将编码数据码元形成为数字通信信号来交换的，其特征在于，所述装置包含：

用从相互间具有预定递归关系且长度为n的多个正交函数得到的预定个函数及其各个逆函数，形成具有长度为Ln的M个相互正交的调制码元的装置，这里M和L和所述预定个数的乘积；以及

按照每一logM数据码元的二进制值，通过选择所述调制码元中的一个，将数据码元变换成所述预定调制码元的装置。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述形成装置包含：

至少一个正交函数发生器，它分别输出第一和第二正交函数；以及

连接用来接收所述数据码元和所述第一和第二函数的选择装置，当所述码元具有一个值时，所述选择装置通过选择所述第一正交函数作为输出，而当数据码元具有第二值时，通过选择所述第二正交函数作为输出，来响应于所述数据码元的二进制值。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，它包含第一和第二正交函数发生器。

17.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述函数的预选个数是64或更少。

18.如权利要求14所述的装置，其特征在于，M至少为2，并小于64。

19.如权利要求14所述的装置，其特征在于，它还包含将被调制的所述通信信号在前向链路上发送到通信系统用户的装置。

20.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述正交函数包含沃尔什函数。

21.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述变换装置包含这样一个装置，当所述数字通信信号中的数据码元具有一个二进制值时，所述装置选择用于传输的第一正交函数，而当所述数字通信号中的数据码元具有一第二二进制值时，所述装置用来选择用于传输的第二正交函数。

22.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述形成和变换装置包含：

至少一个正交函数发生器，它分别输出第一和第二n长度的正交函数；以及

选择装置，所述选择装置连接用来接收所述数据码元和所述第一和第二函数，并通过选择如下的序列来响应于所述数据码元的二进制值；

用作输出的第一2n长度的编码序列，当所述数字通信信号中的一对数据码元具有第一值时，所述编码序列包含使用二次的所述第一正交函数，

用作输出的第二2n长度的编码序列，当一对数据码元具有一第二值时，所述编码序列包含所述第一正交函数及其逆函数；

用作输出的第三2n长度的编码序列，当一对数据码元具有一第三值时，所述编码序列包含所述第二正交函数；以及

用作输出的第四2n长度的编码序列，当一对数据码元具有一第四值时，所述编码序列包含所述第二正交函数及其逆函数。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，它包含第一和第二正交函数发生器。

24.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述变换装置包含一快速Hadamard变换器，所述变换器用来将数据码元变换成预选调制码元。

25.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述变换装置包含一调制码元存储装置，用来接收变换数据码元并输出预选调制码元。

26.如权利要求14所述的装置，其特征在于，它还包含用至少一个基于卫星的转发器将所述调制通信信号从汇接局型基站转发到所述通信系统中的至少一个远端用户单元的装置。

27.一种解调扩展谱通信系统中的通信信号的方法，所述扩展谱通信系统中的信息是通过正交编码通信信号传送的，其特征在于，它包含下述步骤：

用预选个数的n长度的正交函数及其各个逆函数，接收扩展谱通信信号，所述扩展谱通信信号具有公共载波频率，并且是用具有长度为Ln的M个相互正交的调制码元调制的，M是L和所述预选个数的乘积；

并行地使所述信号与所述预选个数的n长度的正交函数相关；

将所述相关信号解调成M个能量值，它们分别代表所述M个相互正交的调制码元中的每一个；以及

用双最大度量发生过程，将所述能量值变换成能量度量数据。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，M至少为2，并且小于64。

29.如权利要求27所述的方法，其特征在于，被解调的所述通信信号是由前向通信链路上的通信系统用户接收的。

30.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述正交函数包含沃尔什函数。

31.如权利要求27所述的方法。其特征在于，所述正交函数的预选个数至少是2，并且小于，等于4。

32.如权利要求27所述的方法，其特征在于，用至少一个基于卫星的转换器，将调制的通信信号从汇接局型基站转发到所述通信系统中的至少一个远端用户单元。

33.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述通信系统包含一无线电话/数据通信系统，其中，远端用户位于多个小区中，并用码分多址扩展谱型通信信号将信息信号转送到至少一个汇接局。

34.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述相关和解调步骤包含下述步骤：

并行地将所述信号输入到所述两组N个相关器，并使所述信号与所述预选个数的n长度的正交函数相关；

将经相关的输出信号施加到用于每一组相关器的相应解调器，并在每一解调器中将所述相关信号解调成M个能量值，它们分别代表所述M个相互正交的调制码元；以及

将来自每一解调器的合成M个能量值组合成单个M个能量值的组。

35.如权利要求34所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：

将所述信号输入到至少一个相干解调器中，并将所述相关信号解调成至少一个幅度值；

将来自每一相干解调器的合成幅度值组合成单个辐度值；以及

将所述单组幅度值和所述双最大度量产生过程的输出组合成用于数据码元的合成度量值。

36.一种解调扩展谱通信系统中的通信信号的装置，所述扩展谱通信系统中的信息是通过正交编码通信信号传送的，其特征在于，它包含：

用预选N个的n长度的正交函数及其各个逆函数，接收扩展谱通信信号的装置，所述扩展谱通信信号具有公共载波频率，并且是用具有长度为Ln的M个相互正交的调制码元调制的，这里，M是L和所述预先个数的乘积；

并行地使所述信号与所述预选个数的n长度的正交函数相关并且连接用来接收所述扩展谱信号的至少两组N个相关器；

多个解调器，每个解调器连接用来接收一个相应相关器组的输出，从而在每一解调器中，将所述相关信号解调成M个能量输出值，它们分别代表所述M个相互正交的调制码元中的每一个；

将来自每一解调器的合成M个能量值组台成单组M个能量值，以及

用双最大度量发生过程，将所述能量值变换成能量度量数据的装置。

37.如权利要求36所述的装置，其特征在于，它还包含：

至少一个相干解调器，其连接用来接收所述扩展谱信号，并将所述信号解调成至少一个幅度值；

一幅度组合器，其连接用来接收所述相干解调器的输出，并将来自每一相干解调器的合成幅度值组合成一个单一幅度值；以及

能量组合器，其连接用来接收所述单个幅度值和所述双最大度量发生过程的输出，并将它们组合成用于数据码元的复合度量值。

38.如权利要求37所述的装置，其特征在于，它包含至少两个相干解调器。

39.如权利要求36所述的装置，其特征在于，所述函数的预选个数是64或更小。

40.如权利要求36所述的装置，其特征在于，M至少为2，并小于64。

41.如权利要求36所述的装置，其特征在于，所述正交函数包含沃尔什函数。

42.一种扩展谱通信系统，其特征在于，它包含：

多个汇接局型基站，每一个基站包括至少一个将包含数据码元的信号发送到工作系统用户的通信信号发射机；

多个函数发生装置，每一所述函数发生装置用来提供相互间具有预定递归关系的长度为n的多个正交函数中的至少一个正交函数；

用预选个所述正交函数及其逆函数形成用于每一工作系统用户的长度为Ln的M个相互正交的调制码元的装置；

将数据码元变换成用于每一工作系统用户的所述调制码元的装置，所述装置的连接用来接收用于每一工作系统用户的数据码元和正交调制码元，并按照每一logM数据码元的二进制值选择所述调制码元中的一个；

多个扩展装置，每一所述扩展装置与用来接收各个用户的调制码元以及产生扩展谱数据信号的变换装置连接在一起；以及

组合器装置，用来将在公共载波频率上接收信号的大体所有工作用户的调制码元组合成一通信信号；

多个移动通信单元，每一个所述移动通信单元包括一个移动接收机，所述移动通信单元包含：

从至少一个汇接局选择并接收一个扩展谱通信信号的装置；以及

与用于选择和接收的装置相连的调制装置，通过解调接收的扩展谱通信信号，提供用于各个用户的调制码元。

43.如权利要求42所述的系统，其特征在于，所述移动接收机还包含：

至少两组N个相关器，其连接用来并行接收所述扩展谱通信信号，并使所述信号与所述预选个n长度的正交函数相关；

多个解调器，每一解调器连接接收相应相关器组的输出，从而在每一解调器中将所述相关信号解调成M个能量输出值，这些输出值分别代表所述M个相互正交调制码元中的每一个；

将来自每一解调器的合成M个能量值组合成单组M个能量值；以及

用一个双最大度量发生过程将所述能量值变换成能量度量值的装置。

44.一种产生扩展谱通信信号的方法，其特征在于，它包含下述步骤：

产生多个长度为n的正交函数，每一正交函数是按照多个正交函数的各个函数来产生的；

接收多个系统用户数据信号，所述信号包含要在独立的用户信道上传送到工作系统用户的数据码元；

用预选个所述正交函数及其逆函数，形成M个相互正交的具有长度为Ln的用于每一信道的调制码元，这里M是L和所述预选个数的乘积；

按照每一logM数据码元的二进制值，通过选择所述调制码元中的一个，将每一信道的数据码元变换成用于该信道的所述预选调制码元，以及

将用于所有信道的所述调制码元流组合成一串数据流扩展谱数据信号。

45.如权利要求44所述的方法，其特征在于，所述通信系统包含一无线电话/数据通信系统，其中，远端用户位于多个小区中并用码分多址CDMA扩展谱有型通信信号将信息信号传送到至少一个汇接局。

46.如权利要求44所述的方法，其特征在于，M至少为2并小于64。

47.如权利要求44所述的方法，其特征在于，它还包含放大和发射经组合的扩展谱数据信号的步骤。

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