CN117560029A - 一种信道化接收机及接收方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种信道化接收机及接收方法。在一具体实施方式中，所述接收机包括模数转换单元，用于对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；数字变频单元，用于对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；信道化处理单元，用于对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。

Description

一种信道化接收机及接收方法
技术领域
本发明涉及通信领域。更具体地，涉及一种信道化接收机及接收方法。
背景技术
目前，卫星通信系统的反向通信部分可以采用多频时分多址（MF-TDMA）的方式，支持时间和频率两个维度上区分用户。MF-TDMA通信系统反向链路上，多个用户可以在不同的信道上发送反向信号，这些反向信号在空口通过模数转换器（Analog to DigitalConverter, ADC）宽带采样，经过数字信道化的方法可分离恢复出各个信道。
传统的信道化方法通常采用时域处理，而时域信道化的方法通过滤波器组来实现，对载波位置具有严格的约束，不仅要求载波间隔均匀并且采样频率为载波间隔的整数倍，而且各个信道的符号速率也不能灵活配置。
发明内容
本发明的目的在于提供一种信道化接收机及接收方法，以解决现有技术存在的问题中的至少一个。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
本发明第一方面提供了一种信道化接收机，包括：
模数转换单元，用于对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；
数字变频单元，用于对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；
信道化处理单元，用于对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
可选地，所述信道化处理单元包括P路并行数据分段及重复处理模块，用于对所述P路并行的基带信号以3/4倍的快速傅里叶变换数据段的长度为分段长度进行分段得到多个数据净荷段，并在每个数据净荷段的起始位置和终止位置分别补充第一重复部分和第二重复部分以得到多个快速傅里叶变换数据段，以及根据相位输出P路并行分段信号；其中，第二个数据净荷段到最后一个数据净荷段的第一重复部分为所述数据净荷段的前一个数据净荷段的最后1/8倍长度部分，第一个数据净荷段到倒数第二个数据净荷段的第二重复部分为所述数据净荷段的后一个数据净荷段的开始1/8倍长度部分，第一个数据净荷段的第一重复部分使用第一预设数据填充，最后一个数据净荷段的第二重复部分使用第二预设数据填充。
可选地，所述P路并行数据分段及重复处理模块中的第i路的输入为：
式中，为输入数据序列；/>为对输入数据序列进行分段的序号，/>；/>为数据分段的长度，/>；/>为快速傅里叶变换处理的总长度；/>为并行支路的序号，；/>为第i条支路内的输入序号，/>；
所述P路并行数据分段及重复处理模块中第i路的输出为：
式中，为输入数据序列；/>为第i条支路内的输出序号，/>。
可选地，所述信道化处理单元还包括P路并行快速傅里叶变换处理模块，用于对所述P路并行分段信号进行一维快速傅里叶变换处理、复数乘法处理和二维快速傅里叶变换处理并依次顺序输出具有k个有效信道的P路频域信号；其中，
所述P路并行分段信号的每一路包括M个样点，所述M个样点中相邻的两个样点的序号差值为P，其中，k为大于1的整数，M为大于1的整数。
可选地，所述信道化处理单元还包括多个并行的整数移频处理模块，用于对所述P路频域信号进行整数移频以生成具有k个有效信道的P路第一移频信号。
可选地，所述信道化处理单元还包括与所述整数移频处理模块一一对应的多个频域滤波模块，用于对所述P路第一移频信号进行频域滤波以生成具有在频域上分离的k个有效信道的P路第一滤波信号，并对每一路第一滤波信号根据信道分别进行格式转换生成与每个信道对应的并行的P1路滤波信号，以及将P路中与每个信道对应的并行的P1路滤波信号进行汇聚得到具有k个有效信道的P1路并行信号；其中，P1为大于1的整数，且P等于或不等于P1。
可选地，所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行信号对应的至少一个P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块，用于分别对所述P1路并行信号进行并行快速傅里叶逆变换处理、逆旋转处理和并行二维快速傅里叶逆变换处理，以生成P1路时域信号；其中，
所述P1路时域信号的每一路包括M1个样点，所述M1个样点中相邻两个样点的序号差值为P1，其中，M1为大于1的整数，且M等于或不等于M1。
可选地，所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块一一对应的多个小数移频处理模块，用于对所述P1路时域信号进行小数移频以生成并行的多个P1路第二移频信号。
可选地，所述信道化处理单元还包括多路并行的插值模块，用于分别对所述P1路第二移频信号进行插值处理以生成在时域上分离的各个信道。
本发明第二方面提供了一种信道化接收方法，所述接收方法包括：
利用模数转换单元对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；
利用数字变频单元对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；
利用信道化处理单元对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
本发明的有益效果如下：
本发明提供了一种信道化接收机，基于频域处理不仅可以支持灵活规划信道载波频点，还可以支持各个信道符号速率独立配置，提高了频谱利用率；另外，本发明采用快速算法有效降低了计算复杂度，同时采用并行结构能够支持较高的带宽和更多反向信道处理。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
图1示出相关技术中的反向通信系统框图。
图2示出本发明实施例提供的信道化接收机的结构示意图。
图3示出本发明实施例提供的信道化接收机中信道化处理单元的结构示意图。
图4示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行数据分段及重复处理模块的结构示意图。
图5示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶变换处理模块的结构示意图。
图6示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶变换处理模块中一维快速傅里叶变换并行处理示意图。
图7示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶变换处理模块中乘以旋转因子并行处理示意图。
图8示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶变换处理模块中二维快速傅里叶变换并行处理示意图。
图9a示出本发明实施例提供的信道化接收机中整数移频处理模块的k个有效信道的整数倍频偏配置参数的存储格式示意图。
图9b示出本发明实施例提供的信道化接收机中小数移频处理模块的k个有效信道的小数倍频偏配置参数的存储格式示意图。
图10示出本发明实施例提供的信道化接收机中频域滤波模块的幅频响应示意图。
图11示出本发明实施例提供的信道化接收机中频域滤波模块的滤波后信道数据格式串并转换示意图。
图12示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶逆变换处理模块的结构示意图。
图13示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶逆变换处理模块中一维快速傅里叶变换并行处理示意图。
图14示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶逆变换处理模块中乘以逆旋转因子并行处理示意图。
图15示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行快速傅里叶逆变换处理模块中二维快速傅里叶变换并行处理示意图。
图16示出本发明实施例提供的信道化接收机中并行的插值模块的结构示意图。
图17示出本发明实施例提供的信道化接收机的信道间隔为2的8个信道的频谱分布示意图。
图18示出本发明实施例提供的信道化接收机的信道间隔为2的8个信道中第一个信道解调星座图。
图19示出本发明实施例提供的信道化接收机的信道间隔为1.15的8个信道的频谱分布示意图。
图20示出本发明实施例提供的信道化接收机的信道间隔为1.15的8个信道中的第一个信道的解调星座图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
如图1所示为相关技术中的反向通信系统框图，图1中多频时分多址（MF-TDMA）通信系统反向链路上，多个终端用户（例如终端1……终端N）在不同的信道上独立地发送反向信号，这些反向信号波形在空口合并，并被网关侧接收，通过网关侧的射频单元将信号转换至中频单元；中频单元处理分离出对应终端的反向信道，即所谓的信道化；将恢复的反向信道送入基带单元进行解调，最终将解调数据通过本地网络传送至网关上层。
传统的信道化方法通常采用时域处理，时域信道化的方法通过滤波器组来实现，对载波位置具有严格的约束，要求载波间隔均匀并且采样频率为载波间隔的整数倍，并且各个信道的符号速率也不能灵活配置。
有鉴于此，本发明的一个实施例提供了一种信道化接收机，包括：模数转换单元，用于对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；数字变频单元，用于对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；信道化处理单元，用于对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
在一个具体的示例中，如图2所示为信道化接收机的结构示意图，多频时分多址（MF-TDMA）通信系统用于反向多用户卫星传输，反向空口是包含多个信道的宽带信号，通过模数转换单元和数字变频单元搬移到基带，经过信道化处理单元处理后在可在接收端分离出各个信道，然后对每个信道进行解调或交换等处理。进一步的，图2中n为信道的个数。
在一个具体的示例中，基于频域处理的信道化处理单元包括快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform，IFFT）处理、频域滤波处理和快速傅里叶逆变换（Inverse FastFourier Transform, IFFT）处理，可以实现基于接收的宽带信号分离出各子信道，各子信道的载波频率可任意配置，符号速率可保持独立配置，提供了时域和频域用户规划的极大灵活度。
在一个具体的示例中，如图3所示为信道化处理单元的结构示意图，主要包括并行数据分段及重复处理模块301、并行快速傅里叶变换处理模块302、整数移频处理模块303、频域滤波模块304、并行快速傅里叶逆变换处理模块305、小数移频处理模块306和插值模块307。
本实施例基于频域处理不仅可以支持灵活规划信道载波频点，还可以支持各个信道符号速率独立配置，提高了频谱利用率；另外，本发明采用快速算法降低计算复杂度，采用并行结构支持较高的带宽和更多反向信道处理。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元包括P路并行数据分段及重复处理模块，用于对所述P路并行的基带信号以3/4倍的快速傅里叶变换数据段的长度为分段长度进行分段得到多个数据净荷段，并在每个数据净荷段的起始位置和终止位置分别补充第一重复部分和第二重复部分以得到多个快速傅里叶变换数据段，以及根据相位输出P路并行分段信号；其中，第二个数据净荷段到最后一个数据净荷段的第一重复部分为所述数据净荷段的前一个数据净荷段的最后1/8倍长度部分，第一个数据净荷段到倒数第二个数据净荷段的第二重复部分为所述数据净荷段的后一个数据净荷段的开始1/8倍长度部分，第一个数据净荷段的第一重复部分使用第一预设数据填充，最后一个数据净荷段的第二重复部分使用第二预设数据填充。
在一个具体的示例中，所述第一预设数据为0，所述第二预设数据为0。
在一个具体的示例中，如图4所示为并行的数据分段及重复处理模块的结构示意图，每个FFT数据段包括第一重复部分（即前一段数据的重复）和第二重复部分（即后一段数据的重复）和数据净荷段（即数据净荷部分）。
进一步的，第m段的数据可表示为：
式中，为快速傅里叶变换处理的总长度；/>。
进一步的，起始的数据段在输入数据头部填充零，即：
式中，；/>为快速傅里叶变换处理的总长度；/>。
在一种可能的实现方式中，所述P路并行数据分段及重复处理模块中的第i路的输入为：
式中，为输入数据序列；/>为对输入数据序列进行分段的序号，/>；/>为数据分段的长度，/>；/>为快速傅里叶变换处理的总长度；/>为并行支路的序号，；/>为第i条支路内的输入序号，/>；
所述P路并行数据分段及重复处理模块中第i路的输出为：
式中，为输入数据序列；/>为第i条支路内的输出序号，/>。
在一个具体的示例中，如图3所示，经数字变频单元（Digital Down Converter,DDC）处理后的数据根据相位分成P路并行，DDC输出信号记作311，312，……31P；假定宽带FFT数据块长度为N，数据分段的长度，那么第m个数据分段及重复功能模块输入为：
第1路的输入为；第2路的输入为/>；……；第P路输入为/>。
进一步的，第m个数据分段及重复功能模块输出为：
第1路的输出为；第2路的输出为/>；……；第P路的输出为为/>。
在一个具体的示例中，信道化FFT和IFFT点数有以下关系式：
式中，为符号速率；/>为DDC输出一倍速率；/>为信道对应的IFFT点数；/>为信道化FFT点数；/>为信道序号。
在一个具体的示例中，FFT点数确定包括：假定取值信道中最小符号速率，则最小带宽的信道对应的IFFT点数经验上设置为32比较合适，这样可以计算确定FFT的点数，的数值为2的整数次幂。
在一个具体的示例中，IFFT点数确定包括：之后根据其他信道的，可以分别计算出对应的IFFT点数。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括P路并行快速傅里叶变换处理模块，用于对所述P路并行分段信号进行一维快速傅里叶变换处理、复数乘法处理和二维快速傅里叶变换处理并依次顺序输出具有k个有效信道的P路频域信号；其中所述P路并行分段信号的每一路包括M个样点，所述M个样点中相邻的两个样点的序号差值为P，其中，k为大于1的整数，M为大于1的整数。
在一个具体的示例中，如图3所示，将所述P路并行数据分段及重复处理模块生成的数据送入2维并行FFT处理，结果变为P路依次顺序输出数据，P路依次输出的数据包含了k个有效信道。
在一个具体的示例中，信道化的输入对应宽带信号，样点速率较高，采用频域处理时FFT分段较长，所以采用并行的结构来实现。
在一个具体的示例中，如图5所示为并行快速傅里叶变换处理模块的结构示意图，N点FFT选择了P条并行支路，包括3个处理步骤：步骤1：M点的一维FFT；步骤2：相位旋转的复数乘法；步骤3：P点的二维FFT。
在一个具体的示例中，输入端各支路数据通路分配如下：
第0个分支5000：x(0)，x(P)，……；
第1个分支5001：x(1)，x(P+1)，……；……
第P-1个分支：x(P-1)，x(2P-1)，……。
输出端各支路数据分配如下：
第0个分支5010：X(0)，……，X(M-1)；
第1个分支5011：X(M)，……，X(2M-1)；……
第P-1个分支501P：X(PM-M)，……，X(PM-1)。
在一个具体的示例中，并行支路的关系为：
式中，N为FFT点数，M为一维FFT长度。
在一个具体的示例中，如图6所示，M点的一维FFT并行处理是N点并行FFT处理的第一步骤，包括P条并行支路，每条支路处理数据块长度为M。每个支路分为K级处理，每级处理包括蝶形运算和数据交换，分支可保持流水处理，每个支路的最后一级输出数据有个排序的过程，顺序输出。
进一步的，P路M点FFT支路输入数据分配如下：
第0个分支6000：x(0)，x(P)，……；
第1个分支：x(1)，x(P+1)，……；……
第P-1个分支600P：x(P-1)，x(2P-1)，……。
P路M点FFT支路输出数据分配如下：
第0个分支6010：x”(0)，……，x”(M-1)；
第1个分支6011：x”(M)，……，x”(2M-1);……
第P-1个分支601P：x”(PM-M)，……，x”(PM-1)。
在一个具体的示例中，如图7所示，N点并行FFT处理的中间步骤：乘以旋转因子，P条支路对应的旋转因子twFactor分别是：
第0个分支7000：WN 0，WN 0，……，WN 0；
第1个分支7001：WN 0，WN 1，……，WN M-1；……
第P个分支700P：WN 0，WN P-1，……，WN (P-1)(M-1)；
输入序列：
第0个分支7010：x”(0)，……，x”(M-1)；
第1个分支7011：x”(M)，……，x”(2M-1)；……
第P-1个分支701P：x”(PM-M)，……，x”(PM-1)。
输出序列：
第0个分支7020：x’(0)，……，x’(M-1)；
第1个分支7021：x’(M)，……，x’(2M-1)；……
第P-1个分支702P：x’(PM-M)，……，x’(PM-1)。
进一步的，输入和输出之间的关系为：
式中，为一维FFT的输出；/>为旋转因子乘法模块的输出；/>为旋转因子；/>为输入输出数据序号，/>。
在一个具体的示例中，如图8所示，并行FFT处理的第三步骤：第二维FFT(假定P=4的全并行FFT)，即P点全并行FFT。
进一步的，首先将顺序输入序列调序，顺序输入序列为：
第0个分支8001：x’(0)，……，x’(M-1)；
第1个分支8002：x’(M)，……，x’(2M-1)；
第2个分支8003：x’(2M)，……，x’(3M-1)；
第3个分支8004：x’(3M)，……，x’(4M-1)。
进一步的，如图8所示调换顺序，结果为：
第0个分支8011：x’(0)，……，x’(M-1)；
第1个分支8012：x’(2M)，……，x’(3M-1)；
第2个分支8013：x’(M)，……，x’(2M-1)；
第3个分支8014：x’(3M)，……，x’(4M-1)。
进一步的，然后经过二级蝶形运算，包括第一旋转因子8100（即W4 0）和第二旋转因子8200（W4 1），输出顺序再次调整，蝶形运算最后一级输出序列顺序B和4点FFT输出最终序列S的对应关系为：
B(0)=S(0)；B(1)=S(2)；B(2)=S(1)；B(3)=S(3)。
进一步的，输出结果为：
第0个分支8010：X(0)，……，X(M-1)；
第1个分支8020：X(M)，……，X(2M-1)；
第2个分支8030：X(2M)，……，X(3M-1)；
第3个分支8040：X(3M)，……，X(4M-1)。
本实施例中采用多路并行和二维FFT的处理，能够有效提升处理能力。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括多个并行的整数移频处理模块，用于对所述P路频域信号进行整数移频以生成具有k个有效信道的P路第一移频信号。
在一个具体的示例中，信道的整数倍移频可将各个信道的载波频率移到基带，方便信道频点灵活配置。
在一个具体的示例中，每个信道经过对应的小数倍频偏补偿。
在一个具体的示例中，如图3中宽带信道化处理框图包括两处移频单元即整数移频处理模块303和小数移频处理模块306，对于输入信号存在载波频偏的情况，特别是大频偏的情况，需要在频率滤波前补偿，这部分主要体现在整数倍频偏，剩余的部分为小数倍频偏，放在IFFT后的时域纠正。
在一个具体的示例中，如图9a和图9b所示，k个有效信道的整数倍频偏和小数倍频偏配置参数的存储格式。
假定频偏，则频偏的归一化为：
式中，为DDC输出一倍速率；/>为信道化FFT的点数。
进一步的，整数倍频偏为：
式中，为四舍五入取整函数。
进一步的，小数倍频偏为：
式中，为整数倍频偏。
在一个具体的示例中，如图9a和图9b所示，对应载波C1，C2，……Ck，即901，902，……，90k，整数倍频偏iCFO取值为32，97，……。小数倍频偏fCFO取值0.1，0.5，……，0.4，总频偏为iCFO+fCFO。任意频点的信道，通过整数频移+频域滤波+小数频移过程，获得无频偏的基带信号。
本实施例可以去除整数倍频偏，在基带上处理信道数据，通过和频率滤波器组合，可以支持信道采用较小的滚降系数和信道间较小的载波间隔，提高系统容量。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括与所述整数移频处理模块一一对应的多个频域滤波模块，用于对所述P路第一移频信号进行频域滤波以生成具有在频域上分离的k个有效信道的P路第一滤波信号，并对每一路第一滤波信号根据信道分别进行格式转换生成与每个信道对应的并行的P1路滤波信号，以及将P路中与每个信道对应的并行的P1路滤波信号进行汇聚得到具有k个有效信道的P1路并行信号；其中，P1为大于1的整数，且P等于或不等于P1。
在一个具体的示例中，信道化方法通过其内部的频域滤波实现信道分离，可在频域分割出k个有效信道。
在一个具体的示例中，如图10所示为频域滤波模块的幅频响应，其通带幅度为1，阻带幅度为0。
进一步的，频域滤波器单边通带的点数为：
式中，为信道化FFT点数；/>为根升余弦滤波的滚降系数；/>为信道符号速率；/>为信道符号速率/>考虑滚降和保护间隔的扩展；/>为DDC的样点速率；/>为信道序号；/>为幅度为1，表示通带。
进一步的，阻带点数为：
式中，为幅度为0，表示阻带。
进一步的，整个频域滤波因子为：
式中，为1的序列；/>为0的序列。
在一个具体的示例中，如图11所示为频域滤波模块滤波后信道数据格式串并转换，N点FFT中包含了多个信道，其中信道k占用N’点带宽，在一个具体的示例中，如图11所示将信道k的频率上的N’点转换成并行格式序列：
第0个分支1101：X(0)，……，X(M’-1)；
第1个分支1102：X(M’)，……，X(2M’-1)；……
第P’-1个分支110P’：X(P’M’-M’)，……，X(P’M’-1)。
进一步的，二维IFFT长度M’的关系为：
N’=P’·M’
式中，N’为IFFT点数，P’为并行支路数目，令P’=P1。
本实施例根据信道个滚降系数和保护间隔的要求，分离各信道。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行信号对应的至少一个P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块，用于分别对所述P1路并行信号进行并行快速傅里叶逆变换处理、逆旋转处理和并行二维快速傅里叶逆变换处理，以生成P1路时域信号；其中，所述P1路时域信号的每一路包括M1个样点，所述M1个样点中相邻两个样点的序号差值为P1，其中，M1为大于1的整数，且M等于或不等于M1。
在一个具体的示例中，每个信道经过2维并行IFFT去除重复冗余数据。
在一个具体的示例中，IFFT并行处理是FFT并行处理的逆序，当IFFT并行输入采用FFT并行输出的数据顺序，IFFT输出将保持和FFT输入一样的并行格式，不需要调序过程，后面直接对接多路并行处理。另外，在第二维IFFT处理中，采用可变长度的FFT/IFFT，实现一个FFT/IFFT例化支持不同符号速率的信道化。
在一个具体的示例中，如图12所示为并行快速傅里叶逆变换处理模块的结构示意图。图12中，信道k采用N’点并行IFFT处理框图，用FFT的逆序来操作，包括3个步骤：第一个步骤：P’点全并行IFFT；第二个步骤：逆旋转；第三个步骤：P’路M’点并行IFFT；
进一步的，输入端各支路数据通路分配如下：
第0个分支1201：X(0)，……，X(M’-1)；
第1个分支1202：X(M’)，……，X(2M’-1)；……
第P’-1个分支120P’：X(P’M’- M’)，……，X(P’M’-1)。
进一步的，输出端各支路数据分配如下：
第0个分支1211：y(0)，y(P’)，……；
第1个分支1212：y(1)，y(P’+1)，……；……
第P’-1个分支121P’：y(P’-1)，y(2P’-1)，……。
在一个具体的示例中，如图13所示，并行IFFT处理中第一维IFFT处理(假定P’=4的全并行IFFT)，即信道k采用并行支路数P’=4的全并行IFFT。
进一步的，将输入4路并行数据取共轭，并将幅度缩减4倍，然后经过排序处理数据序列变更为：
进一步的，然后，经过2级蝶形运算后再次排序，排序前的顺序B和排序后的顺序S关系如下：
B(0)=S(0)；B(1)=S(2)；B(2)=S(1)；B(3)=S(3)。
进一步的，P’=4的全并行IFFT输出为：
在一个具体的示例中，如图14所示，并行IFFT处理中的乘以逆旋转因子，即信道k采用N’点并行IFFT处理的中间步骤：乘以逆旋转因子，P’条支路对应的逆旋转因子conj(twFactor)分别是：
进一步的，输出序列为：
进一步的，输出序列为：
进一步的，输入和输出之间的关系为：
式中，为逆旋转因子乘法模块的输出；/>为逆旋转因子乘法模块的输入；为逆旋转因子；/>为旋转因子；/>为输入输出数据序号，。
在一个具体的示例中，如图15所示，并行IFFT处理中的二维IFFT，即信道k采用N’点并行IFFT处理的第三个步骤：第二维并行IFFT，包括P’条并行支路的M’点IFFT，M’点IFFT可以转化为M’点FFT处理，P’路IFFT输入转变成P路FFT输入为：
进一步的，P’路IFFT输出转变为：
在一个具体的示例中，M’点的FFT，包括K级，每一级处理包括：
一个数据选通单元；一个蝶形运算单元；一个数据交换单元；最后一级的输出结果需要转换成顺序格式；
在一个具体的示例中，数据选通单元选择输入数据源，包括三种情况：选择输入数据源；选择上一级的输出；选择输入为空，这一级不参与运算。
本实施例中通过选通单元实现可变长度的FFT/IFFT，可实现一个FFT/IFFT例化支持不同符号速率的信道化；采用并行结构实现二维FFT，有效提升处理能力；采用了输入输出共轭和缩放的处理可以复用FFT的处理结构；采用了对应FFT的逆序结构，IFFT的并行输出不需要调序，节省处理资源；应用于宽带信道化装置，可以在一个IFFT例化下支持多种符号速率的信道分离。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块一一对应的多个小数移频处理模块，用于对所述P1路时域信号进行小数移频以生成并行的多个P1路第二移频信号。
在一个具体的示例中，每个信道的频偏分为整数频偏和小数频偏，整数频偏和小数频偏可以通过参数配置获得。当DDC后的FFT数据块长度可考虑采用N时，1维FFT点数为N/P，2维FFT点数为P。
在一种可能的实现方式中，所述信道化处理单元还包括多路并行的插值模块，用于分别对所述P1路第二移频信号进行插值处理以生成在时域上分离的各个信道。
在一个具体的示例中，k个有效信道依次输出到并行多路的拉格朗日插值器（Farrow），目的是通过一个Farrow例化，实现k个有效信道插值。
在一个具体的示例中，插值模块（即插值器）用于信道速率的匹配，考虑宽带的处理速率要求，插值模块采用多路并行处理，支持高速率插值，多个信道可以复用一个插值器，实现一个插值器例化支持多信道的速率匹配。
在一个具体的示例中，如图16所示，多路并行的插值模块的结构示意图，假定插值器的并行支路为P，则有P路并行插值关系式：
式中，为IFFT输出，插值器的输入；/>为第j条支路的插值输出；s为支路中插值输出的序号；j是并行支路的序号；/>第j条支路的插值系数；i是插值系数的序号；/>；/>。
进一步的，假定，则有：
/>
式中，；/>；/>；/>为插值步进；为插值器第/>支路。
进一步的，令，基于6阶拉格朗日插值方法，第j条支路插值系数/>和插值位置的关系式为：
本实施例采用并行结构，支持高速率的插值，可以在一个例化下支持多个信道速率匹配。
在一个具体的示例中，如图16所示，以第0条支路为例，第0条支路的整数倍插值因子为，第0条支路的小数倍插值因子为/>，第0条支路的输入序列为，第0条支路的输出序列为/>，/>，…。
在一个具体的示例中，对于多个终端发送不同符号速率的反向信道，信道间隔2（假定信道符号速率为Rs，取信道带宽为2Rs，则相邻信道归一化间隔为2），接收侧经信道化后解调显示各信道观察矢量幅度误差（Error Vector Magnitude, EVM）。仿真参数包括信道数目：8；信道带宽：[8M 8M 8M 8M, 16M 16M, 32M, 64M]；Ro：0.2；信道间隔：2（2倍符号速率）。
进一步的，如图17所示为信道间隔为2的8个信道的频谱分布示意图，如图18所示为第一个信道解调星座图，由图18可知，EVM为1.083%，折算信噪比（Signal Noise Ratio,SNR）为39.3dB，大于30dB。本实施例经过信道化的处理之后，信号损失较小，对后续基带解调没有影响。
在一个具体的示例中，多个终端采用更小的滚降因子，发送不同符号速率的反向信道，规划的信道间隔为1.15，接收侧经信道化后解调显示各信道EVM。仿真参数包括信道数目：8；信道带宽：[8M 8M 8M 8M, 16M 16M, 32M, 64M]；Ro：0.1；信道间隔：1.15（1.15倍符号速率）。
进一步的，如图19所示为信道间隔为1.15的8个信道的频谱分布示意图，如图20所示为信道间隔为1.15的8个信道中的第一个信道的解调星座图，由图20可知，EVM为2.391%，SNR为32.4dB，大于30dB。本实施例经过信道化的处理之后，信号损失较小，对后续基带解调没有影响。
由以上仿真结果可以看出，反向信道化可以支持灵活的信道规划，各信道可以保持独立的符号速率。
本发明的另一个实施例提供了一种信道化接收方法，所述接收方法包括：利用模数转换单元对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；利用数字变频单元对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；利用信道化处理单元对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
需要说明的是，本实施例提供的一种信道化接收方法的原理及工作流程与一种信道化接收机的工作原理和工作流程相似，相关之处可以参照上述说明，在此不再赘述。
本实施例基于频域处理不仅可以支持灵活规划信道载波频点，还可以支持各个信道符号速率独立配置，提高了频谱利用率；另外，本发明采用快速算法降低计算复杂度，采用并行结构支持较高的带宽和更多反向信道处理。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于本领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (10)

1.一种信道化接收机，其特征在于，包括：
模数转换单元，用于对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；
数字变频单元，用于对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；
信道化处理单元，用于对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
2.根据权利要求1所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元包括P路并行数据分段及重复处理模块，用于对所述P路并行的基带信号以3/4倍的快速傅里叶变换数据段的长度为分段长度进行分段得到多个数据净荷段，并在每个数据净荷段的起始位置和终止位置分别补充第一重复部分和第二重复部分以得到多个快速傅里叶变换数据段，以及根据相位输出P路并行分段信号；其中，第二个数据净荷段到最后一个数据净荷段的第一重复部分为所述数据净荷段的前一个数据净荷段的最后1/8倍长度部分，第一个数据净荷段到倒数第二个数据净荷段的第二重复部分为所述数据净荷段的后一个数据净荷段的开始1/8倍长度部分，第一个数据净荷段的第一重复部分使用第一预设数据填充，最后一个数据净荷段的第二重复部分使用第二预设数据填充。
3.根据权利要求2所述的信道化接收机，其特征在于，
所述P路并行数据分段及重复处理模块中的第i路的输入为：
式中，/>为输入数据序列；/>为对输入数据序列进行分段的序号，；/>为数据分段的长度，/>；/>为快速傅里叶变换处理的总长度；/>为并行支路的序号，/>；/>为第i条支路内的输入序号，/>；
所述P路并行数据分段及重复处理模块中第i路的输出为：
式中，/>为输入数据序列；/>为第i条支路内的输出序号，/>。
4.根据权利要求3所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括P路并行快速傅里叶变换处理模块，用于对所述P路并行分段信号进行一维快速傅里叶变换处理、复数乘法处理和二维快速傅里叶变换处理并依次顺序输出具有k个有效信道的P路频域信号；其中，
所述P路并行分段信号的每一路包括M个样点，所述M个样点中相邻的两个样点的序号差值为P，其中，k为大于1的整数，M为大于1的整数。
5.根据权利要求4所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括多个并行的整数移频处理模块，用于对所述P路频域信号进行整数移频以生成具有k个有效信道的P路第一移频信号。
6.根据权利要求5所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括与所述整数移频处理模块一一对应的多个频域滤波模块，用于对所述P路第一移频信号进行频域滤波以生成具有在频域上分离的k个有效信道的P路第一滤波信号，并对每一路第一滤波信号根据信道分别进行格式转换生成与每个信道对应的并行的P1路滤波信号，以及将P路中与每个信道对应的并行的P1路滤波信号进行汇聚得到具有k个有效信道的P1路并行信号；其中，P1为大于1的整数，且P等于或不等于P1。
7.根据权利要求6所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行信号对应的至少一个P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块，用于分别对所述P1路并行信号进行并行快速傅里叶逆变换处理、逆旋转处理和并行二维快速傅里叶逆变换处理，以生成P1路时域信号；其中，
所述P1路时域信号的每一路包括M1个样点，所述M1个样点中相邻两个样点的序号差值为P1，其中，M1为大于1的整数，且M等于或不等于M1。
8.根据权利要求7所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括与所述P1路并行快速傅里叶逆变换处理模块一一对应的多个小数移频处理模块，用于对所述P1路时域信号进行小数移频以生成并行的多个P1路第二移频信号。
9.根据权利要求8所述的信道化接收机，其特征在于，
所述信道化处理单元还包括多路并行的插值模块，用于分别对所述P1路第二移频信号进行插值处理以生成在时域上分离的各个信道。
10.一种信道化接收方法，其特征在于，所述接收方法包括：
利用模数转换单元对接收的宽带信号进行模数转换并生成数字信号，所述宽带信号包括多个信道的信号，所述数字信号包括多个信道的信号；
利用数字变频单元对所述数字信号进行变频处理并生成P路并行的基带信号，所述P路并行的基带信号包括多个信道的信号，其中，P为大于1的整数；
利用信道化处理单元对所述P路并行的基带信号进行并行数据分段及重复处理、并行快速傅里叶变换处理、并行第一移频处理、并行频域滤波处理、并行快速傅里叶逆变换处理、并行第二移频处理和并行插值处理以生成分离的各信道信号。
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