KR20070024630A

KR20070024630A - 싱글 캐리어 수신기에서의 주파수 영역 이퀄라이제이션방법 및 장치

Info

Publication number: KR20070024630A
Application number: KR1020067027001A
Authority: KR
Inventors: 블라디미르 보퀘트
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2006-12-21
Filing date: 2004-07-16
Publication date: 2007-03-02
Also published as: KR100824130B1

Abstract

싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치로서, 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 수단(103), 그 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단(104), 주파수 영역에서 채널 추정하여 채널 보상을 행하는 채널 보상 수단(105 내지 106), 채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 그 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하는 수단(107, 108;151)을 구비하고 있다

주파수 영역 이퀄라이제이션 장치, 시계열 신호 부분, 푸리에 변환 처리, 채널 보상 처리, 가드 인터벌, 채널 추정값, 수신 신호, P·N 포인트

Description

싱글 캐리어 수신기에서의 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법 및 장치{FREQUENCY DOMAIN EQUALIZATION METHOD AND APPARATUS IN SINGLE-CARRIER RECEIVER}

본 발명은 싱글 캐리어 수신기에서의 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법및 장치에 관한 것으로, 특히, 싱글 캐리어 송신 시스템의 수신기에서 심벌간 간섭을 보상하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법 및 장치에 관한 것이다.

싱글 캐리어(SC:Single Carrier) 송신 시스템은 오래전부터 행해지고 있는 송신 방식(비특허문헌 1 참조)으로서, 데이터 심벌은 진폭 및 또는 위상 변조된 펄스의 고정 심벌레이트 시리얼 스트림으로서 송신된다. 선형 주파수 영역 등화기(PDE:Frequency domain equalizer)는 심벌간 간섭을 최소화하기 위해 주파수 영역에서 수신 필터링을 행한다. 그 기능은 시간 영역 등화기와 동일하다. 그러나, 시비어한 지연 스프레드(delay spread)를 갖는 채널에는, 데이터의 블록마다 이퀄라이제이션이 행해지는 선형 주파수 영역 등화기 쪽이 계산의 복잡성의 관점으로부터 보다 간단하다. 즉, 선형 주파수 영역 등화기 쪽이 블록마다 처리를 행하기 때문에, 열악한 전송로 환경에서 연산 부하가 시간 영역 등화기보다도 적게 된다. 푸리에 변환, 역 푸리에 역변환을 행하는 주파수 영역 등화기가 충분한 성능으로 동작하기 위해서는, 가드 인터벌을 각 데이터 블록간에 설치해야만 한다. 그러나, 가드 인터벌보다도 긴 지연 시간을 갖는 멀티패스 전파 환경에 있어서 심벌간 간섭을 완전히 소거할 수 없어, 전송 특성이 열화한다.

도 9는 싱글 캐리어 송신 시스템의 구성도이다. 싱글 캐리어 송신기(10)에서, 채널 인코더(부호부)(11)는 데이터 및 파일럿을 부호화하고, 예를 들면 컨볼루션 부호 혹은 터보 부호에 의해 부호화하고, 변조부(12)는 부호화된 데이터를 예를 들면 QPSK에 의해 변조하고, 변조 심벌로 길이 N의 블록을 형성한다. 가드 인터벌 삽입부(13)는 도 10에 도시한 바와 같이 N 심벌의 송신 블록의 말미 부분을 사이클릭 프레픽스(가드 인터벌)로서 각 블록의 선두 부분에 카피한다. 디지털 아날로그 변환기(D/A)(14)는 가드 인터벌 삽입부로부터 출력되는 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 무선 송신부(15)는 베이스 밴드 신호를 무선 주파수로 업 컨버트한 후, 증폭하여 안테나 ATS로부터 송신한다. 안테나 ATS로부터 송신된 신호는 멀티패스 전파로(멀티패스 페이징 채널)(20)를 전파하여 싱글 캐리어 수신기(30)에 수신된다.

가드 인터벌 삽입부(13)에서 삽입되는 사이클릭 프레픽스의 길이는, 심벌간 간섭(ISI)을 받지 않도록 하기 위해, 최대 지연 스프레드보다도 길게 길어져야만 한다. 각 블록의 처음에 놓인 사이클릭 프레픽스는, 이하의 2개의 주된 기능, (1) 앞의 블록으로부터의 심벌간 간섭에 기인하는 왜곡을 없애는 기능, (2) 수신 블록이 주기 N으로 보이도록 하는 기능을 갖고 있다.

싱글 캐리어 수신기(30)에서, 무선 수신부(31)는 안테나 ATR에 의해 수신된 신호에 필터링을 실시하여 불필요 주파수 성분을 제거함과 함께 무선 신호를 베이 스 밴드 주파수로 주파수 변환 하고, 아날로그 디지털 변환기(32)는 상기 베이스 밴드 신호를 디지털 신호로 변환하고, 가드 인터벌 제거부(33)는 가드 인터벌을 제거하여 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE:Single Carrier Frequency Domain Equalizer)를 구성하는 S/P 변환부(34)에 입력한다. 또한，S/P 변환부(34), 푸리에 변환부(35), 채널 추정부(36), 채널 보상부(37), 역 푸리에 변환부(38), P/S 변환부(39)에 의해 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)가 형성된다.

S/P 변환기(34)는, 가드 인터벌이 제거된 N개의 시계열 데이터를 병렬 데이터로 변환하여 N 포인트의 푸리에 변환부(DFT 또는 FFT 이하 마찬가지임)(35)에 입력한다. N 포인트의 푸리에 변환부(35)는, N개의 시계열 데이터에 N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시하여 N개의 서브 캐리어 성분을 출력한다. 채널 추정부(36)는 정기적으로 보내져 오는 파일럿 심벌을 이용하여 주지의 방법에 의해, N개의 서브 캐리어의 채널 특성을 추정하고, 채널 보상부(37)는 푸리에 변환부로부터 출력되는 N개의 서브 캐리어 성분에 채널 보상 계수를 승산하여 채널 보상한다. N 포인트의 역 푸리에 변환부(IDFT 또는 IFFT 이하 마찬가지임)(38)는, 채널 보상된 N개의 서브 캐리어 데이터에 N 포인트 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 N개의 시계열 데이터를 출력하고, P/S 변환기(39)는 N개의 시계열 데이터를 순서대로 시리얼로 변환하여 출력한다. 복조부(40)는, 주파수 영역 이퀄라이제이션이 실시된 신호에 QPSK 복조 처리를 실시하고, 복호부(41)는 상기 복조된 데이터에 복호 처리를 실시하여, 수신 데이터를 복호하여 출력한다.

도 11은 싱글 캐리어 CDMA 송신 시스템의 구성도이다. 싱글 캐리어 CDMA 송 신기(50)에서, 각 유저의 채널 인코더(부호부)(51_l 내지 51_j)는 송신 데이터를 부호화하고, 예를 들면 컨볼루션 부호 혹은 터보 부호에 의해 부호화하고, 변조부(52_l 내지 52_j)는 부호화된 데이터를 예를 들면 QPSK에 의해 변조한다. 확산부(53_l내지53_j)는, 유저마다 상호 직교하는 확산 코드를 변조부로부터 출력하는 데이터 시퀀스에 승산하여 확산하고, 합성부(54)는 각 역 확산부로부터 출력하는 확산 데이터를 합성한다. 확산 코드는, 확산율(spreading factor)을 SF라고 하면, 1 데이터에 대해 SF개의 칩으로 이루어지는 코드 열이다.

도 12는 데이터 포맷 설명도이다. 1 프레임은 Nfi개의 데이터로 구성되어, Nd개의 유저 데이터의 전방에 Np개의 파일럿 데이터가 시간 다중되어 있고, Nfi=Nd+Np이다. 각 데이터에는, SF개의 확산 코드가 승산되기 때문에, 각 역 확산부로부터 1프레임당(Nd+Np)×SF개의 승산 결과가 출력되어, 합성부(54)에서 합성된다. 파일럿 데이터는 수신측에서 채널 추정하기 위해 사용된다. 제k번째의 유저의 베이스 밴드 송신 신호는,

(1)

로 표현할 수 있다. 여기에서, d_k(t), c_k(t), Ts, Tc는 각각, 변조 신호, 확산 코드열, 심벌 기간, 칩 기간이다.

ISI 프리의 송신 신호를 취득하기 위해, 가드 인터벌 삽입부(55)는, 도 12에 도시한 바와 같이 G개의 데이터로 이루어지는 가드 인터벌을 N개의 승산 결과마다 삽입하여 1개의 송신 심벌을 형성한다. 여기에서, N은 수신측의 주파수 영역 이퀄라이저(FDE)의 FFT 사이즈이다. 1 프레임마다의 송신 심벌수를 q라고 하면, 다음 수학식,

(Np+Nd)×SF/N=q

가 성립한다. 사이클릭 프레픽스 혹은 제로 삽입에 의한 가드 인터벌 구성에 의해, 지연 시간이 가드 인터벌 이하인 송신 심벌 간접파는 다른 송신 심벌을 왜곡시키지 않는다.

디지털 아날로그 변환기(D/A)(56)는, 가드 인터벌 삽입부(55)로부터 출력하는 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 무선 송신부(57)는 베이스 밴드 신호를 무선 주파수로 업 컨버트 한 후, 증폭하여 안테나 ATS로부터 송신한다. 안테나 ATS로부터 송신된 신호는 멀티패스 전파로(멀티패스 페이징 채널)(60)를 전파하여 싱글 캐리어 CDMA 수신기(70)에 수신된다.

제k 유저의 채널 임펄스 응답이 h_k(τ;t)인 것으로 하면, 그 수신 신호는,

(2)

로 된다. 단，τ_k는 제k 유저의 전파 지연, K는 유저수, n(t)는 AWGN,

ⓧ

는 컨볼루션 적분을 의미한다.

싱글 캐리어 CDMA 수신기(70)에서, 무선 수신부(71)는 안테나 ATR에 의해 수신된 신호에 필터링을 실시하여 불필요 주파수 성분을 제거함과 함께 무선 신호를 베이스 밴드 주파수로 주파수 변환하고, 아날로그 디지털 변환기(72)는 상기 베이스 밴드 신호를 아날로그 디지털 변환하고, 가드 인터벌 제거부(73)는 가드 인터벌을 제거하여 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)를 구성하는 S/P 변환부(74)에 입력한다. 또한，S/P 변환부(74), 푸리에 변환부(75), 채널 추정부(76), 채널 보상부(77), 역 푸리에 변환부(78), P/S 변환부(79)에 의해 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)가 형성된다.

S/P 변환기(74)는, 가드 인터벌이 제거된 N개의 시계열 데이터를 병렬 데이터로 변환하여 N 포인트의 푸리에 변환부(75)에 입력한다. N 포인트의 푸리에 변환부(75)는, N개의 시계열 데이터에 N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시하여 N개의 서브 캐리어 성분을 출력한다. 채널 추정부(76)는 정기적으로 보내져 오는 파일럿의 송신 심벌을 이용하여 주지의 방법에 의해, N개의 서브 캐리어의 채널 특성을 추정하고, 채널 보상부(77)는 푸리에 변환부로부터 출력하는 N개의 서브 캐리어 성분에 채널 보상 계수를 승산하여 채널 보상한다. N 포인트의 역 푸리에 변환부(78)는, 채널 보상된 N개의 서브 캐리어 데이터에 N 포인트 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 N개의 시계열 데이터를 출력하고, P/S 변환기(79)는 N개의 시계열 데이터를 순서대로 시리얼로 변환하여 출력한다. 역 확산부(80)는 시리얼로 입력하는 데이터에 역 확산 코드(확산 코드와 동일한 코드)를 승산하여 역 확산하고, 복 조부(81)는 주파수 영역 이퀄라이제이션 처리, 역 확산 처리가 실시된 신호에 QPSK 복조 처리를 실시하고, 복호부(82)는 복조된 데이터에 복호 처리를 실시하여, 수신 데이터를 복호 하여 출력한다.

이상과 같이 싱글 캐리어 CDMA 수신기에서는, 가드 인터벌 제거 후, N 포인트 푸리에 변환이 적용되고, 채널 왜곡이 주파수 영역에서 ZF법 혹은 MMSE법과 같은 종래기술을 사용하여 보상된다. 진폭, 위상의 양방에서 채널 열화를 보상한 후, N 포인트 역 푸리에 변환이 적용된다. 이어서, 역 확산 코드가 데이터에 승산되어, 최종적으로 심벌이 복조 및 복호 된다.

SC-FDE 송신 방식은 멀티패스나 채널 왜곡에 대한 로버스트 기술이다. 그러나, 가드 인터벌은 전송 효율을 저하시키기 때문에 길게 할 수 없다. 이 때문에 몇개의 케이스에서, 가드 인터벌 길이가 최대 전파 지연보다 짧아지고, 이러한 경우, 가드 인터벌은 심벌간 간섭(ISI)에 대하여 무능해진다.

이동 수신 환경과 같은 멀티 페이징 방해가 있는 환경 하에서 양호한 수신 특성을 얻을 목적으로 주파수 영역 등화기(FDE)와 시간 영역 등화기(TDE)를 겸용하는 수신 방식이 제안되어 있다(특허 문헌 1 참조).

또한, 본원 출원인은 OFDM 수신기, OFDM-CDMA 수신기에서, 가드 인터벌 이상의 전파 지연에 유효한 수신 방법 및 수신기를 제안하고 있다(특허 문헌 2 참조).

특허 문헌 1에 기술되어 있는 수신 방식은, 수신 신호를 주파수 영역 등화 한 후에 시간 영역 등화하고, 그 후 푸리에 변환 처리를 행하여 복조하는 것이다. 그러나, 이 수신 방식은 가드 인터벌 이상의 전파 지연에 대하여 무력하다.

특허 문헌 2의 수신 방식은 가드 인터벌 이상의 전파 지연에 유효하지만, OFDM 통신이나 OFDM-CDMA 통신에 적용할 수 있는 것으로, 싱글 캐리어 통신에 적용할 수 없다.

이상으로부터 본 발명의 목적은, 싱글 캐리어 통신에서 가드 인터벌 이상의 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 가드 인터벌을 삽입하지 않는 경우에 큰 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 하는 것이다.

[비특허문헌 1] H.Sari, G.Karam and I.Jeanclaude, "Frequency-Domain equalization of Mobile Radio and Terrestrial Broadcast Channels", Proc. Globecom. 1994, San Francisco, Nov-Dec. 1994, pp.1-5.

[특허 문헌 1] 일본 특개 2003-51802호 공보

[특허 문헌 2] 일본 특원평15―998924호

[발명의 개시]

상기 과제는 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법에 의해 달성된다. 이 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법은, 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 스텝, 상기 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 제2 스텝, 이어서 주파수 영역에서 채널 보상 처리를 실시하는 제3 스텝, 채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 상기 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하여 출력하는 제4 스텝을 갖고 있다.

상기 제1 스텝은, 1 블록을 구성하는 신호 부분의 길이 N의 P배의 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하여 P·N 포인트 푸리에 변환부에 입력하고, 제2 스텝은, 상기 P·N개의 신호 부분에 P·N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시하고, 상기 제4 스텝은, 주파수 영역의 P·N차원의 신호로부터 시간 영역의 N차원의 신호로 역변환하는 연산에 의해, 상기 역 푸리에 변환 처리와 그 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하는 처리를 실행한다.

또한, 상기 과제는 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치에 의해 달성된다. 제1 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치는, 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 선택부, 상기 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 푸리에 변환부, 주파수 영역에서 채널 추정하여 채널 보상을 행하는 채널 보상부, 채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하는 역 푸리에 변환부, 상기 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하는 제2 선택부를 구비하고 있다.

제2 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치는, 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 선택부, 상기 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 푸리에 변환부, 주파수 영역에서 채널 추정하여 채널 보상을 행하는 채널 보상부, 채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 1 블록의 시계열 신호 부분을 출력하는 연산부를 구비하고 있다.

본 발명에 따르면, 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분, 예를 들면, 1 블록을 구성하는 신호 부분의 길이 N의 P배의 시계열 신호 부분을, N의 위상차를 갖게 하여 수신 신호로부터 순차적으로 선택하고, 상기 P·N의 신호 부분에 P·N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하고, 이어서 주파수 영역에서 채널 보상 처리를 실시하고, 채널 보상된 신호에 P·N 포인트의 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 상기 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하여 출력하도록 하였기 때문에, 싱글 캐리어 통신에서 가드 인터벌 이상의 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 할 수 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 가드 인터벌을 삽입하지 않는 경우 큰 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 할 수 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 1개의 연산 수단에서 채널 보상된 P·N개의 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 상기 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록(=N개)의 시계열 신호 부분을 선택하여 출력하도록 일괄 처리하였기 때문에, 처리 시간을 감소 시킬 수 있다.

도 1은 본 발명의 원리 설명도.

도 2는 P=3인 경우의 클러스터 선택 설명도.

도 3은 본 발명의 싱글 캐리어 수신기의 구성도.

도 4는 P=3의 경우에서의 처리 시퀀스.

도 5는 데이터 차원을 축소하는 싱글 캐리어 수신기의 다른 구성도.

도 6은 채널 추정부의 구성도.

도 7은 채널 추정부의 동작 설명도.

도 8은 싱글 캐리어 CDMA시스템의 구성도.

도 9는 종래 기술의 싱글 캐리어 송신 시스템의 구성도.

도 10은 가드 인터벌 삽입 설명도.

도 11은 종래 기술의 싱글 캐리어 CDMA 송신 시스템의 구성도.

도 12는 데이터 포맷 설명도.

(A) 제1 실시예

(a) 본 발명의 원리

도 1은 본 발명의 원리 설명도이다. 도 1의 (A)에 도시한 바와 같이 송신 심벌 A, B, C, …의 직접파와, 시간 지연 τ의 지연파의 2개의 패스를 고찰한다. 시간 지연 τ가 존재하면, 직접파의 송신 심벌 A의 전방부가 지연파의 송신 심벌 X의 후방부와 겹쳐서 심벌간 간섭을 받는다. 마찬가지로, 직접파의 송신 심벌 B의 전방부가 지연파의 송신 심벌 A의 후방부와 겹쳐서 심벌간 간섭을 받는다. 그러나, 직접파의 송신 심벌 A의 후방부는 지연파의 송신 심벌 A의 전방부와 겹치기 때문에, 심벌간 간섭을 받지 않는다. 또한, 직접파의 송신 심벌 B의 후방부는 지연파의 송신 심벌 B의 전방부와 겹치기 때문에, 심벌간 간섭을 받지 않는다. 즉, 직접파, 지연파 간에 시간 지연이 있으면, 간섭 기간, 비간섭 기간은 존재한다.

종래의 방법에서는, 간섭 기간을 없애기 위하여 도 1의 (B)에 도시되는 바와 같은 가드 인터벌 G가 형성된다. 가드 인터벌은 통상적으로, 최대 지연 시간보다 길게 설정되므로, 심벌 길이에 대하여 무시할 수 없는 길이의 가드 인터벌로 될 때, 전송 효율이 현저하게 열화한다고 하는 결점이 있었다. 따라서，가드 인터벌을 설치하는 대신에 송신 심벌 길이 W를 예를 들면 본래의 송신 심벌 길이 N의 3배로 하여 도 1의 (C)에 도시되도록 하면, 간섭 기간의 비율을 도 1의 (A)의 경우에 비하여 작게 할 수 있고, 즉 심벌간 간섭의 영향이 작아져서 전송 특성이 개선된다. 이상적으로는 송신 심벌 길이를 무한대로 크게 함으로써, 간섭 기간의 비율을 무시할 수 있을 정도로 작게 할 수 있다. 이 방법은, 실은 가드 인터벌의 유무에는 관계없이, 가드 인터벌이 형성되어 있는 신호에 대해서도 유효하다.

이상과 같이, 확대한 심벌 길이 W의 송신 심벌로부터 원래의 송신 심벌 길이 N(예를 들면 B)을 취출하면, 심벌간 간섭의 영향의 작은 주파수 영역 등화를 행할 수 있다.

따라서，도 1의 (D)에 도시한 바와 같이, 싱글 캐리어 수신기의 주파수 영역 등화기에서 위상차 N의 연속하는 3개의 송신 심벌(S1→S2→S3→S4→…)씩, 주파수 영역 등화 처리를 행하고, 처리 결과로부터 중앙 N개의 데이터를 추출하도록 제어한다. 이와 같이 하면, 심벌간 간섭의 영향이 적은 주파수 영역 이퀄라이제이션을 행하는 것이 가능하게 된다.

또한，이상의 설명으로부터 분명히 알 수 있듯이 가드 인터벌은 반드시 삽입할 필요는 없다. 가드 인터벌이 삽입되어 있는 경우에는, 수신기에서 가드 인터벌 제거하지 않고 주파수 영역 등화 처리를 행한다.

본 방식은, 송신 심벌 길이가 본래의 송신 심벌 길이 N의 P배인 것으로 하면，P가 크면 클수록 좋지만, 신호 처리량이 증대하므로 현실적으로는 P를 크게 하는데도 한계가 있다.

도 2는 P=3인 경우의 클러스터 선택 설명도로서, 도 2의 (A), 도 2의 (B)는 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있는 경우, 도 2의 (C)는 포함되어 있지 않은 경우이다.

도 2의 (A)에서는，3개의 송신 심벌 중 3번째의 송신 심벌의 말미 부분으로부터 처음에 3×N 포인트 데이터를 선택하고, 도 2의 (B)에서는 양측의 송신 심벌의 a, b가 동등해지도록 3×N 포인트 데이터를 선택하고, 도 2의 (C)에서는 연속하는 3개의 송신 심벌로부터 각각 N 포인트 데이터씩 총계 3×N 포인트 데이터를 선택하는 경우이다. 또한，1 블록 길이는 N 포인트, 송신 심벌 길이는 블록 길이(=N심벌)+가드 인터벌 길이이며, 블록 길이 N은 채널 모델로부터 결정되는 최대 지연 스프레드 τmax보다 훨씬 길다.

(b) 싱글 캐리어 통신에서의 송신기

싱글 캐리어 송신기의 구성은 도 9의 종래 기술과 동일하다. 송신기는, 바이너리 데이터를 소정의 부호화 방식(컨볼루션 부호화, 터보 부호화 등)에 의해 부호화하고, 이어서, 소정의 변조 방식(예를 들면 QPSK 변조 방식)에 의해 변조한다. 또한, 송신기는 선두부에 가드 인터벌을 부가하여 N데이터로 이루어지는 블록(송신 심벌)을 형성하고, 무선 신호로 하여 안테나로부터 송신한다.

(c) 싱글 캐리어 통신에서의 수신기

도 3은 본 발명의 싱글 캐리어 수신기의 구성도이다. 본 발명의 수신기는, ISI의 영향을 감소시키기 위해 주파수 영역 등화기의 처리 심벌 사이즈를 P배로 확장한다. 이 때문에, 주파수 영역 등화기를 구성하는 푸리에 변환기의 푸리에 변환 사이즈(FFT 포인트수)를 P·N 포인트로 확장한다. 이에 의해，앞의 데이터 블록의 영향을 경감시킬 수 있다.

무선 수신부(101)는 안테나 ATR에 의해 수신된 신호에 필터링을 실시하여 불필요 주파수 성분을 제거함과 함께 무선 신호를 베이스 밴드 주파수로 주파수 변환하고, 아날로그 디지털 변환기(102)는 상기 베이스 밴드 신호를 아날로그 디지털 변환하고, 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-EDE:Single Carrier Frequency Domain Equalizer)를 구성하는 S/P 변환부(103)에 입력한다. 또한，S/P 변환부(103), 푸리에 변환부(104), 채널 추정부(105), 채널 보상부(106), 역 푸리에 변환부(107), P/S 변환부(108)에 의해 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)가 형성된다.

S/P 변환기(103)는, P·N개의 직렬의 시계열 데이터를 도 1의 (C)에 도시한 바와 같이 소정의 위상차, 예를 들면 1 블록 길이(=N)의 위상차를 갖게 하여 병렬 데이터로 변환하여, 병렬적으로 P·N 포인트의 푸리에 변환부(DFT 또는 FFT)(104)에 순차적으로 입력한다. P·N 포인트의 푸리에 변환부(104)는, P·N개의 시계열 데이터에 P·N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시하여 P·N개의 서브 캐리어 성분을 출력한다. 채널 추정부(105)는 정기적으로 보내져 오는 파일럿 심벌을 이용하여 후술하는 방법에 의해, P·N개의 서브 캐리어의 채널 특성을 추정하고, 채널 보상 부(106)는 푸리에 변환부로부터 출력되는 P·N개의 서브 캐리어 성분에 채널 보상 계수를 승산하여 채널 보상한다. P·N 포인트의 역 푸리에 변환부(107)는, 채널 보상된 P·N개의 서브 캐리어 데이터에 P·N 포인트 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 P·N개의 시계열 데이터를 발생시키고, P·N개 중 중앙의 가드 인터벌을 포함하지 않는 N개의 시계열 데이터를 출력하고, P/S 변환기(108)는 상기 N개의 시계열 데이터를 순서대로 시리얼로 변환하여 출력한다. 복조부(109)는, 주파수 영역 이퀄라이제이션이 실시된 신호에 QPSK 복조 처리를 실시하고, 복호부(110)는 해당 복조된 데이터에 복호 처리를 실시하여, 수신 데이터를 복호하여 출력한다.

도 3의 본 발명의 수신기가 도 9의 종래 기술의 수신기와 서로 다른 제1 점은, 가드 인터벌을 제거하지 않는 것이다. 즉, 본 발명의 수신기에서는, 전체 수신 신호가 용장부(가드 인터벌)를 포함하여 주파수 영역 이퀄라이제이션 처리되어야만 한다. 제2 서로 다른 점은, 본 발명에서는 P·N 포인트 푸리에 변환 처리를 행하고, 그렇게 한 후에, 제로 포싱법(ZF:Zero Forcing)이나 최소 제곱 평균 오차법(MMSE) 등의 주지 채널 보상 기술에 의해 주파수 영역에서 채널 왜곡 보상하는 점이다. 제3 서로 다른 점은, 복조 및 복호 전에, P·N 포인트 역 푸리에 변환을 실행하고, 그 P·N 포인트 역 푸리에 변환 결과로부터 N개의 변환 결과를 선택함으로써 신호 차원을 N으로 되돌리는 것이다.

주파수 영역의 이퀄라이제이션에 필요한 연속성을 유지시키기 위해, 수신 신호로부터 P·N개의 포인트 데이터가 올바르게 선택되지 않으면 안 된다. 도 2의 (A), 도 2의 (B), 도 2의 (C)는 P=3인 경우에서의 3개의 가능한 선택법을 도시하고 있다. 도 2의 (A) , 도 2의 (B)는 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있는 경우, 도 2의 (C)는 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있지 않은 경우이다. 클러스터 셀렉신을 위해 요구되는 것은, 처리되는 신호에 적어도 전 데이터 블록 부분, 현 데이터 블록, 다음 데이터 블록 부분을 포함시키는 것이다.

이상 본 발명의 싱글 캐리어 확장형 주파수 영역 이퀄라이제이션 처리는 이하의 3개의 스텝으로 요약할 수 있다. 제1 스텝은, 최신의 P·N 포인트 데이터를 N 포인트의 위상차를 갖고 순차적으로 선택하여 푸리에 변환부에 공급하는 것이다. 제2 스텝은, P·N 서브 캐리어의 전체 서브 캐리어의 채널 왜곡을 보상하는 것이다. 제3 스텝은, P·N 포인트 역 푸리에 변환을 행하고, 역 푸리에 변환 결과로부터 N개의 연속하는 포인트를 올바르게 선택하여 수신 신호의 차원을 N 포인트로 감소시키는 것이다.

이하, 본 발명의 싱글 캐리어 수신 방식을 수식을 이용하여 설명한다.

(d) 본 발명의 싱글 캐리어 수신 방식의 해석

P·N 포인트 푸리에 변환을 행하기 위하여 P·N개의 연속하는 데이터를 선택해야만 한다(클러스터 셀렉션). 또한, 가드 인터벌이 수신 신호에 포함되어 있는 경우에는, 가드 인터벌을 제거하지 않고 클러스터 셀렉션할 필요가 있다. 처리 프레임에 연속성을 유지시키는데 있어서, 데이터의 "연속성"은 매우 중요해서, 도 2의 (A), 도 2의 (B)에, 가드 인터벌이 포함되어 있는 경우에서의 P=3의 클러스터 셀렉션이 나타내고 있다.

전파 채널이 서로 다른 진폭 및 지연 특성을 갖는 PATH개의 이산 패스로 구 성되어 있다고 가정하면, 그 베이스 밴드인 펄스 응답은 다음 수학식,

(3)

으로 표현할 수 있다. α_v 와 τ_v는 각각 제V 이산 패스의 채널 게인 및 지연 시간이다. 또한，시뮬레이션이기 때문에, 토탈의 채널 파워는 1과 동등하게 한다. 또한，τmax=maxτj<N으로 한다. 즉, 최대 지연은 1 송신 심벌 기간보다 작은 것으로 한다. 실제로, 코히어런트 검출이 행해지면, 1 송신 심벌 이상은 간섭하지 않는다.

주파수 영역에서, 채널 전달 함수 H(f, t)는 다음 수학식,

(4)

에 의해 나타내어진다.

가드 인터벌 제거 후의 수신 베이스 밴드 신호는 다음 수학식,

(5)

으로 표현된다. 단，

는 각각 제i 블록에서의, 제k 수신 데이터, 시간 영역의 제k 채널 임펄스 응답, 제k 송신 데이터, 현처리 데이터보다도 긴 지연 스프레드를 갖는 패스수, 제k 가법성 잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)이다.

여기서, P·N 포인트 FFT의 입력 신호를,

(6)

으로 기재한다. 단,

은 제i 블록의 N개의 수신 신호이다. 도 2의 예에서는 P=3이다.

데이터 수신 후, P·N개의 연속하는 포인트를 선택하여 P·N 포인트 FFT에 입력한다. 푸리에 변환 연산 후의 신호는 다음 수학식,

(7)

혹은 다음 수학식,

(8)

에 의해 나타내어진다. 여기에서,

은 P·N 포인트 FFT의 출력, β는 정규화 계수이다. 정의에 의해,

(9)

로 표현할 수 있다. 여기에서,

는 주파수 영역에서의 P·N×P·N차원 채널 응답이며,

이다.

다음의 스텝은, 주파수 영역에서 진폭, 위상의 양방의 열화를 보상함으로써 채널 왜곡의 영향을 경감시키는 것이다. 채널은 P·N개의 서브 캐리어마다 등화된다.

를 채널 등화 계수의 매트릭스 표현으로 하면, 채널 보정은 주파수 영역에서 다음 수학식으로 표시된다.

(10)

(11)

단，

이다.

주파수 영역에서의 채널 왜곡 보상 후, P·N으로부터 N으로의 데이터 차원의 축소가 필요하게 된다. 따라서, 제1 방법에서는，수학식 13의 (11)의,

에 P·N 포인트 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 시간 영역의 P·N개의 처리 결과로부터 중앙 N개의 가드 인터벌을 포함하지 않는 포인트 데이터를 추출하여 출력한 다.

데이터 차원 축소의 제2 방법은, 매트릭스 변환에 의해 P·N 포인트 신호를 N 포인트의 시리얼 스트림으로 직접 변환하는 것이다. 이 변환 매트릭스를

(12)

로 표현하면, 매트릭스 요소

는 다음 수학식,

(13)

으로 주어진다. 즉, 상기 식은 P·N개의 주파수 영역에서의 등화 이퀄라이제이션 결과를 IFFT에 의해 N개의 시간 영역의 시계열 데이터로 변환하는 변환 매트릭스의 행렬 요소이며, β는 정규화 계수이다.

이상으로부터, 본 발명의 주파수 영역 이퀄라이저(FDE)의 출력은 다음 수학식,

(14)

으로 주어진다. 단，

은 복조기에 입력하는 N개의 신호이다.

마지막으로, 복조가 행해지고, 그리고 복호 후에 비트 정보에 대하여 판정이 행해진다. 본 발명의 제2 방법의 특징은, 수학식 17의 (14)를 이용하여 P·N 포인트 역 푸리에 변환 처리에 의해 시간 영역으로 변환하고, 그렇게 한 후에, N 포인트를 올바르게 선택하는 것이다.

도 3은 제1 방법에 의해 데이터 차원을 축소하는 경우의 실시예이며, 도 4에 P=3의 경우에서의 처리 시퀀스를 나타내고 있다.

(e) 변형예

도 5는 제2 방법에 의해 데이터 차원을 축소하는 경우의 싱글 캐리어 수신기의 구성도로서, 도 3과 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 있다. 서로 다른 점은, 역 푸리에 변환기(107) 대신에 수학식 17의 (14)에 의해

를 연산하는 연산부(151)를 형성한 점이다. 수학식 17의 (14)의 연산을 함으로써, 도 3의 역 푸리에 변환부(107)에서 역 푸리에 변환할 경우에 비하여 연산량을 적게 할 수 있다.

(f) 채널 추정부의 구성

도 6은 채널 추정부(105)의 구성도이다. 주파수 영역에서의 채널 왜곡을 추 정하기 위해, 파일럿 심벌이 송신 프레임에서 데이터에 시간 다중된다. 수신측에서는 주파수 영역의 신호로 변환하기 위해, 파일럿 수신 신호에 대하여 N 포인트 푸리에 변환 처리를 실시한다. N개의 파일럿 심벌을 이용하고, 채널 왜곡은 다음 수학식,

(15)

을 계산함으로써 추정된다. 또한,

및

은 각각, 제i 유저, 제m 서브 캐리어에서의 추정 채널 응답, 수신 신호 및 기지의 파일럿 심벌이다.

이상으로부터, 채널 추정부(105)에서, 푸리에 변환부(105a)는, N개의 파일럿 심벌을 이용하여 N 포인트 FFT변환을 행하여 N개의 서브 캐리어 신호 성분을 발생시키고, 채널 추정부(105b)는 수학식 18의 연산을 행하여 각 서브 캐리어의 채널을 추정한다. 평균화부(105c)는, 다음 수학식,

(16)

의 연산을 행하여 시간 영역 및 주파수 영역의 양방에서 평균화함으로써 채널 추정값을 평균화하여 출력한다(비 특허문헌 2 참조). 또한, 1개의 송신 프레임은 Np개의 파일럿 송신 심벌과 Nd개의 데이터 송신 심벌에 의해 구성된다.

수학식 19의 (16)의 우변 제1번째의 Σ는 2 또는 3개의 서브 캐리어의 채널 추정값을 가산하는 것, 제2번째의 Σ는 시간 영역의 Np개의 채널 추정값을 가산하는 것을 의미하고 있다. 즉, 우변 제1번째의 식은 m=0인 경우, 제1, 제2 서브 캐리어의 각각 Np개의 채널 추정값을 가산하여 평균화하는 것을 의미한다. 제2번째의 식은 1≤m<N-1인 경우, 인접하는 3개의 서브 캐리어의 각각 Np개의 채널 추정값을 가산하여 평균화하는 것을 의미하고, 제3번째의 식은 m=N-1인 경우, 최후의 2개의 서브 캐리어의 각각 Np개의 채널 추정값을 가산하여 평균화하는 것을 의미한다.

이상에 의해, 도 7의 (A)에 도시한 바와 같이 N개의 서브 캐리어의 채널 추정값을 얻을 수 있다.

이어서, P·N개의 서브 캐리어의 주파수 영역 이퀄라이저를 실현하도록, 채널 추정값 보간부(105d)는 다음 수학식,

(17)

에 의해, 각 인접하는 채널 추정값 사이에 P개의 채널 추정값을 보간하여 P·N 포인트의 주파수 영역 채널 추정을 행한다. 또한, 상기 식은 인접하는 2개의

의 사이에 P개의

을 보간하는 보간식이며, 도 7의 (B)에 도시한 바와 같이 P·N 포인트 주파수 영역에서의 제m 서브 캐리어의 채널 추정값이다.

채널 보상값 발생부(105e)는, 수학식 20의 (17)의 채널 추정값을 이용하여 MMSE 방식 혹은 ZF 방식에 의해 채널 보상값(등화 계수)을 발생시키고, 채널 보상부(106)는 푸리에 변환부(104)로부터 출력하는 P·N개의 푸리에 변환 처리 결과에 상기 등화 계수를 승산하여 채널 보상한다. MMSE법에 따르면, 등화 계수는 다음 수학식,

(18)

로 주어진다. 여기에서, σ_n ²는 잡음의 분산이며, 상기 식의 계산을 위해 비특허문 헌 2에 나타내어진 방법을 사용할 수 있다. 또한，ZF 방식에 의해 등화 계수를 발생시키는 경우, 등화 계수는 다음 수학식,

로 주어진다.

(B) 제2 실시예

도 8은 싱글 캐리어 CDMA시스템의 구성도이며, 싱글 캐리어 CDMA 송신기의 구성은 도 11의 구성과 동일하여, 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 있다. 또한, 데이터 포맷은 도 12와 마찬가지의 구성을 구비하고 있다.

싱글 캐리어 CDMA 수신기(70)에서, 무선 수신부(201)는 안테나 ATR에 의해 수신한 신호에 필터링을 실시하여 불필요 주파수 성분을 제거함과 함께 무선 신호를 베이스 밴드 주파수로 주파수 변환하고, 아날로그 디지털 변환기(202)는 상기 베이스 밴드 신호를 아날로그 디지털 변환하고, 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)를 구성하는 S/P 변환부(203)에 입력한다. 또한，S/P 변환부(203), 푸리에 변환부(204), 채널 추정부(205), 채널 보상부(206), 역 푸리에 변환부(207), P/S 변환부(208)에 의해 싱글 캐리어 주파수 영역 등화기(SC-FDE)가 형성된다.

S/P 변환기(203)는, 가드 인터벌을 포함하는 P·N개의 시계열 데이터를 도 1의 (C)에 도시한 바와 같이 소정의 위상차, 예를 들면 N 포인트의 위상차를 갖게 하여 순차적으로 병렬 데이터로 변환하여 P·N 포인트의 푸리에 변환부(204)에 입 력한다. P·N 포인트의 푸리에 변환부(204)는, P·N개의 시계열 데이터에 P·N 포인트의 푸리에 변환 처리를 실시하여 P·N개의 서브 캐리어 성분을 출력한다. 채널 추정부(205)는 정기적으로 보내져 오는 파일럿 심벌을 이용하여 도 6에서 설명한 방법에 의해, P·N개의 서브 캐리어의 채널 특성을 추정하고, 채널 보상부(206)는 푸리에 변환부로부터 출력되는 P·N개의 서브 캐리어 성분에 채널 보상 계수를 승산하여 채널 보상한다. P·N 포인트의 역 푸리에 변환부(207)는, 채널 보상된 P·N개의 서브 캐리어 데이터에 P·N 포인트 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 P·N개의 시계열 데이터를 발생시키고, P·N개 중 가드 인터벌을 포함하지 않는 중앙의 N개의 시계열 데이터를 출력하고, P/S 변환기(208)는 N개의 시계열 데이터를 순서대로 시리얼로 변환하여 출력한다. 역 확산부(209)는 시리얼로 입력하는 데이터에 역 확산 코드(확산 코드와 동일한 코드)를 승산하여 역 확산하고, 복조부(210)는 주파수 영역 이퀄라이제이션 처리, 역 확산 처리가 실시된 신호에 QPSK 복조 처리를 실시하고, 복호부(211)는 복조된 데이터에 복호 처리를 실시하여, 수신 데이터를 복호 하여 출력한다.

도 8의 싱글 캐리어 CDMA 수신기가 도 9의 종래 기술의 수신기와 서로 다른 점은, (1) 가드 인터벌을 제거하지 않는 점, (2) P·N개의 시계열 데이터에 P·N 포인트 푸리에 변환을 실시하고 있는 점, (3) P·N개의 서브 캐리어 성분에 대하여 제로 포싱법(ZF:Zero Forcing)이나 최소 제곱 평균 오차법(MMSE) 등의 주지 기술에 의해 주파수 영역에서 채널 왜곡을 보상하는 점, (4) 복조 및 복호 전에, P·N 포인트 역 푸리에 변환을 실행하는 점, (5) P·N개의 역 푸리에 변환 결과로부터 N개 의 변환 결과를 선택하여 신호 차원을 N으로 복귀시키는 점이다.

주파수 영역의 이퀄라이제이션에 필요한 연속성을 유지시키기 위해, 수신 신호로부터 P·N 포인트 데이터가 올바르게 선택되지 않으면 안 된다. 이 때문에, S/P 변환부(203)는, P=3인 경우, 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있으면 도 2의 (A), 도 2의 (B)의 클러스터 셀렉션을 채용하고, 가드 인터벌이 포함되어 있지 않으면 도 2의 (C)의 클러스터 셀렉션을 채용하여 직렬/병렬 변환한다.

이상 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 통신에서 가드 인터벌 이상의 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 할 수 있다. 또한, 가드 인터벌을 삽입하지 않는 경우에 큰 전파 지연이 발생해도 심벌간 간섭의 영향을 받지 않도록 할 수 있다.

Claims

싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법으로서,

1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 스텝,

해당 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 제2 스텝,

이어서 주파수 영역에서 채널 보상 처리를 실시하는 제3 스텝,

채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하고, 그 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하여 출력하는 제4 스텝

을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1 스텝에서，1 블록을 구성하는 신호 부분의 길이 N의 P배(P는 2 이상의 정수)의 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하여 P·N 포인트 푸리에 변환부에 입력하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제2항에 있어서,

상기 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있는 경우에는, 제1 스텝에서 가드 인터벌을 제거하지 않고 연속하는 P·N개의 시계열 신호 부분을 선택하여 푸리에 변환부에 입력하고,

또한, 상기 제4 스텝에서 역 푸리에 변환 결과로부터 가드 인터벌을 포함하지 않는 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제2항에 있어서,

수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있지 않은 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제2항 또는 제3항에 있어서,

주파수 영역의 P·N차원의 신호로부터 시간 영역의 N차원의 신호로 변환하는 연산에 의해, 상기 제4 스텝의 처리를 행하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제2항에 있어서,

상기 제3 스텝은,

N개의 연속하는 시계열 데이터를 푸리에 변환하여 N개의 주파수 영역의 채널을 추정하고,

각 인접하는 채널 추정값 사이에 (P-1)개의 채널 추정값을 보간하여 P·N개의 주파수 영역의 채널 추정값을 취득하고,

해당 채널 추정값으로부터 채널 보상 계수를 산출하고,

해당 채널 보상 계수를 상기 P·N 포인트 푸리에 변환부의 푸리에 변환 결과에 각각 승산하여 주파수 영역의 채널 보상을 행하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제6항에 있어서,

상기 채널 보상 계수는, 채널 추정값을 이용하여 제로 포싱(ZF)법에 의해 발생하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제6항에 있어서,

상기 채널 보상 계수는, 채널 추정값을 이용하여 최소 제곱 평균 오차(MMSE)법에 의해 발생하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 수신 신호가 CDMA 변조되어 있는 경우에는, 상기 역 푸리에 변환 결과로부터 선택한 1 블록의 시계열 신호 부분에 역 확산 처리를 실시하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 방법.
싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치로서,

1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 선택부,

해당 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파 수 영역 신호로 변환하는 푸리에 변환부,

주파수 영역에서 채널 추정하여 채널 보상을 행하는 채널 보상부,

채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하는 역 푸리에 변환부,

해당 역 푸리에 변환 결과로부터 1 블록의 시계열 신호 부분을 선택하는 제2 선택부

를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치.
싱글 캐리어 통신에서의 수신기의 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치로서,

1 블록보다 긴 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하는 제1 선택부,

해당 1 블록보다 긴 시계열 신호 부분에 푸리에 변환 처리를 실시하여 주파수 영역 신호로 변환하는 푸리에 변환부,

주파수 영역에서 채널 추정하여 채널 보상을 행하는 채널 보상부,

채널 보상된 신호에 역 푸리에 변환 처리를 실시하여 1 블록의 시계열 신호 부분을 출력하는 연산부

를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치.
제10항 또는 제11항에 있어서,

상기 제1 선택부는, 1 블록을 구성하는 신호 부분의 길이 N의 P배(P는 2 이상의 정수)의 시계열 신호 부분을 수신 신호로부터 선택하여 병렬적으로 P·N 포인트의 상기 푸리에 변환부에 입력하는 S/P 변환부를 구비한 것을 특징으로 하는 주 파수 영역 이퀄라이제이션 장치.
제12항에 있어서,

상기 수신 신호에 가드 인터벌이 포함되어 있는 경우에는, 상기 S/P 변환부는 가드 인터벌을 제거하지 않고 연속하는 P·N개의 시계열 신호 부분을 선택하여 병렬적으로 상기 푸리에 변환부에 입력하는 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치.
제11항에 있어서,

상기 연산부는, 주파수 영역의 P·N차원으로부터 시간 영역의 N차원으로 변환하는 연산식의 연산을 실행함으로써, 상기 역 푸리에 변환 처리가 실시된 1 블록의 시계열 신호 부분을 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치.
제10항 또는 제11항에 있어서,

상기 채널 보상부는,

N개의 연속하는 시계열 데이터를 푸리에 변환하여 N개의 주파수 영역의 채널을 추정하는 채널 추정부,

각 인접하는 채널 추정값 사이에 (P-1)개의 채널 추정값을 보간하여 P·N개의 주파수 영역의 채널 추정값을 취득하는 추정값 보간부,

해당 채널 추정값으로부터 채널 보상 계수를 산출하는 채널 보상 계수 산출부,

해당 채널 보상 계수를 상기 P·N 포인트 푸리에 변환부의 푸리에 변환 결과에 각각 승산하여 주파수 영역의 채널 보상을 행하는 승산부

를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 영역 이퀄라이제이션 장치.