CN117353578B - 一种三电平Buck直流变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平Buck直流变换器及控制方法，包括直流电源、飞跨电容、与直流电源并联的开关变换电路、DSP控制电路，开关变换电路包括依次同向串联的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4以及电感L1；DSP控制电路与开关变换电路连接，用于根据电感L1前端电压在第一开关管Q1和第二开关管Q2分别导通时的电压值之差和调节系数的乘积来调节第二开关管Q2的占空比，以使得飞跨电容的电压值稳定为输入直流电源电压的一半，本发明通过DSP控制电路，采用数字化控制方法，从而降低三电平Buck直流变换器中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

Description

一种三电平Buck直流变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平Buck直流变换器及控制方法。

背景技术

电力电子变换器的设计趋势是小型化、模块化，变换器的功率密度要求越来越高。虽然大多数变换场合需要隔离，但非隔离变换器同样得到广泛应用。与传统Buck拓扑相比，飞跨电容型三电平Buck拓扑的电压应力更低、输出滤波器更小，更容易实现高功率密度。近年来，飞跨电容型三电平Buck拓扑得到了广泛的关注。随着功率不断的提升，会出现稳态工作时飞跨电容的充电和放电斜率不一致，从而导致飞跨电容电压不停的偏离输入电压的一半，如果不对其进行实施控制会导致器件过压，否则器件将面临过压问题。

虽然国内外对三电平直流变换器中如何实现分压电容均压有所研究，主要采用的是模拟电路控制，但模拟控制存在控制精度低，控制自由度小，硬件成本高等局限性。

因此，有必要采用新的方法来满足飞跨电容电压维持在输入电压一半的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种三电平Buck直流变换器及控制方法，通过DSP控制电路，采用数字化控制方法，从而降低三电平Buck直流变换器中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种三电平Buck直流变换器，包括直流电源、飞跨电容、与所述直流电源并联的开关变换电路以及DSP控制电路，所述开关变换电路包括依次同向串联的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4以及电感L1；所述第一开关管Q1的漏极连接到直流电源输入正极，第四开关管Q4的源极连接到电源公共地GND；所述飞跨电容的一端连接在第一开关管Q1源极与第二开关管Q2漏极之间，另一端连接在第三开关管Q3源极与第四开关管Q4漏极之间；所述第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连后与电感L1的一端相连，电感L1的另一端作为三电平直流变换器的输出端正极Vout，电源公共地GND作为三电平直流变换器的输出端负极;所述DSP控制电路与所述开关变换电路连接，用于根据电感L1前端电压在第一开关管Q1和第二开关管Q2分别导通时的电压值之差和调节系数的乘积来调节第二开关管Q2的占空比，以使得所述飞跨电容的电压值稳定为所述输入直流电源电压的一半。

进一步，所述DSP控制电路包括比较器、乘法器和加法器；

所述比较器，用于比较所述第一开关管Q1导通时电感L1的前端电压V1和第二开关管Q2导通时电感L1的前端电压V2大小，并将V2-V1的差值输出到乘法器；

所述乘法器，用于将调节系数K和V2-V1的差值相乘得到的调节值输出到加法器；

所述加法器，用于将所述调节值叠加到所述第二开关管Q2的占空比，以使得所述飞跨电容的电压值稳定为所述输入直流电源电压的一半。

进一步，所述DSP控制电路还包括比较电路和传统的PI控制电路；

所述比较电路，用于将直流变换器的输出电压/电流和基准电压/电流进行比较得到误差信号，并将得到的误差信号输出到PI控制电路；

所述PI控制电路，用于根据误差信号的大小控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。

进一步，所述第一开关管Q1和第四开关管Q4互补导通；第所述二开关管Q2和第三开关管Q3互补导通，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制信号相位相差180°;所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的控制信号相位相差180°。

进一步，还包括在输出端设置的滤波电容C1，滤波电容C1一端接输出端正极Vout，另一端接输出端负极GND，以及在直流电源两端并接的滤波电容C2。

进一步，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的结构相同。

基于上述三电平Buck直流变换器，本发明还提供了一种控制方法，包括以下步骤：

当第一开关管Q1导通时，对飞跨电容充电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V1，即飞跨电容的充电电压V1；

当第二开关管Q2导通时，飞跨电容对外放电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V2，即飞跨电容的放电电压V2；

DSP控制电路比较电压V1、V2的大小，并计算其差值V1-V2；

将所述差值V2-V1乘以调节系数K得到调节值（V1-V2）×K；

以得到的调节值（V1- V2）×K调节第二开关管Q2的占空比大小，从而使飞跨电容的电压稳定在输入输入直流电源电压的一半。

进一步，所述以得到的调节值（V1- V2）×K调节第二开关管Q2的占空比大小，具体为：

如果第一开关管Q1导通期间电压V1高于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以增加第二开关管Q2占空比；

如果第一开关管Q1导通期间电压V1低于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以减小第二开关管Q2占空比，其中0＜K＜1，可根据实际情况调节。

进一步，在所述方法之前还包括由PI控制电路控制的第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。

进一步，所述PI控制电路根据输出电压/电流和基准电压/电流进行比较得到误差信号，再根据误差信号的大小控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。

本申请采用以上技术方案，至少具有如下有益效果：

本发明采样电感前端电压解决了大功率电源模块稳态工作不平衡时飞跨电容电压偏离输入直流电源电压一半的问题。DSP控制电路根据所述飞跨电容在第一开关管Q1、第二开关管Q2导通时的电压值之差和预设值之间的大小关系调节所述第二开关管Q2的占空比，以使得所述飞跨电容的电压值稳定为所述输入直流电源电压的一半，从而降低三电平Buck电路中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

附图说明

图1为本发明的三电平Buck直流变换器电路图；

图2为本发明的DSP控制原理图；

图3为本发明未对飞跨电容电压进行控制时的满载输出电压波形图；

图4为本发明未对飞跨电容电压进行控制时的满载输出电流波形图；

图5为本发明未对飞跨电容电压进行控制时的飞跨电容电压波形图；

图6为本发明未对飞跨电容电压进行控制时的单个周期内Q1、Q2导通时Vmos实际电压和Vc电压波形图；

图7 为本发明未对飞跨电容电压进行控制时的Q1、Q2分别导通时DSP采样Vmos电压波形图；

图8为本发明对飞跨电容电压进行控制时的满载输出电压波形图；

图9为本发明对飞跨电容电压进行控制时的满载输出电流波形图；

图10为本发明对飞跨电容电压进行控制时的飞跨电容电压波形图；

图11为本发明对飞跨电容电压进行控制时的单个周期内Q1、Q2导通时Vmos实际电压和Vc电压波形图；

图12为本发明对飞跨电容电压进行控制时的单个周期内Q1、Q2分别导通时DSP采样Vmos电压波形图。

具体实施方式

现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。

实施例1：

如图1所示，本实施例提供一种三电平Buck直流变换器，该变换器包括直流电源VDC1，其电压Win为540V、飞跨电容C8、与所述直流电源并联的开关变换电路、DSP控制电路，开关变换电路包括依次同向串联的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4以及电感L1；第一开关管Q1的漏极连接到直流电源输入正极，第四开关管Q4的源极连接到电源公共地GND；飞跨电容C8的一端连接在第一开关管Q1源极与第二开关管Q2漏极之间，另一端连接在第三开关管Q3源极与第四开关管Q4漏极之间；第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连后与电感L1一端相连，该节点电压为Vmos,电感L1另一端作为三电平直流变换器的输出端正极Vout，电源公共地GND也是输出端负极;DSP控制电路与所述开关变换电路连接，用于根据电感L1前端电压在第一开关管Q1和第二开关管Q2分别导通时的电压值之差和调节系数的乘积来调节第二开关管Q2的占空比，以使得飞跨电容C8的电压值稳定为输入直流电源电压的一半270V。

本实施例中，为了输入、输出更稳定的直流电压，还包括在输出端设置的滤波电容C1，滤波电容C1一端接输出端正极Vout，另一端接输出端负极GND，以及在直流电源两端并接的滤波电容C2在工作过程中，第一开关管Q1和第四开关管Q4互补导通，第二开关管Q2和第三开关管Q3互补导通，也即，在第一开关管Q1保持导通时，第四开关管Q4关断，反之，在第四开关管Q4保持导通时，第一开关管Q1关断。在第二开关管Q2保持导通时，第三开关管Q3关断，反之，在第三开关管Q3保持导通时，第二开关管Q2关断。所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制信号相位相差180°;所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的控制信号相位相差180°，但是第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号占空比相等。

下面说明其工作的几种状态：

状态1，第一开关管Q1和第三开关管Q3打开，第二开关管Q2和第四开关管Q4关断。在电源Win的作用下，向飞跨电容C8和电感L1充电，其电流线性增加,此时飞跨电容的电压为Win/2，电感前端电压降Vmos为Win/2，加在第二开关管Q2和第四开关管Q4的电压降也为Win/2。

状态2，第三开关管Q3和第四开关管Q4打开，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断。此时电感L1释放之前储存的能量，相应的电流线性减小。飞跨电容的电压保持不变，为Win/2。加在第二开关管Q2和第四开关管Q4的电压降也为0。加在第一开关管Q1和第二开关管Q2两端的电压为Win/2。

状态3，第一开关管Q1和第三开关管Q3关断，第二开关管Q2和第四开关管Q4打开。此时工作原理和状态1类似，只不过这时的电源由飞跨电容充当。飞跨电容放电，其电压下降，加在第二开关管Q2和第四开关管Q4的电压降也为Win/2。加在第一开关管Q1和第三开关管Q3两端的电压为Win/2。

状态4，第三开关管Q3和第四开关管Q4打开，第一开关管Q1和第二开关管Q2关断。它的工作模式和状态2是一样的，在此不再赘述。

需要说明的是：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4采用金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)，但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)等开关管也均可以作为本实施例的开关管。

上述4个开关管的结构相同，一般采用MOS管。

本发明根据飞跨电容在充电和放电过程的电压值之差和预设值之间的大小关系调节第二开关管Q2的占空比使得飞跨电容的电压值稳定在输入电压的1/2处，从而降低三电平Buck电路中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

而在实际电路中，由于充放电的时间也就是占空比做不到完全相等，会造成一定程度的充放电能量不平衡，使电容过度充电或过度放电。造成这一后果的原因有两点：一是在调制高频PWM的控制波形时所使用的两簇的三角载波信号不可能完全做到幅值相等，相位相差180°；二是开关管的开关瞬时特性不可能完全一致，导致在开通和关断时开关管有延时，并且延时有可能不同。因此，造成了开关管的占空比有差异，电容充放电不平衡。所以要对电容电压进行跟踪调节和控制，保证电容的充放电保持平衡，因此本发明采用DSP控制电路进行实时采集、运算和处理，以快速和精准的实现控制要求。

如图2所示，在传统的PI调节器控制基础上，增加了DSP控制，传统的PI控制主要是将输出电流Iout/输出电压Vout分别和输出电流基准值/输出电压基准值通过比较器比较后，经输出电压/输出电流PI调节后，作为第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比输出，通过单独的PI调节器控制后输出电压、电流波形如图3、图4所示，虽然理论上第一开关管Q1和第二开关管Q2占空比均来自PI调节器输出，其占空比大小相等，但实际工作中不可能实现两者百分之百一致，从而会导致飞跨电容C8充电时间和放电时间不一致，如果不对其进行控制，则飞跨电容C8电压会朝着一个方向持续变大/变小如图5、图6、图7所示。因此，在传统原理的基础上增加了DSP控制，其控制过程为分别采集第一开关管Q1和第二开关管Q2导通时采样Vmos点电压，即飞跨电容的充电电压和放电电压，其分别命名为Vmoscharge和Vmosdischarge，DSP控制电路通过计算Vmoscharge和Vmosdischarge的电压差乘以调节系数K，其中，0＜K＜1，例如取K=1/16时DSP可实现每1V压差可调节1.5/10000的占空比，将此占空比叠加到PI调节器输出到第二开关管Q2的占空比上从而来实飞跨电容C8电压动态平衡于输入电压的一半。

本发明实施例1提出的一种三电平Buck直流变换器，通过增加DSP控制电路和引进飞跨电容，构造了中间电平，可使开关管的电压应力降低一半，滤波器重量体积大大减小，可用于高压输出场合。

实施例2；

基于本发明实施例1提出的一种三电平Buck直流变换器，本发明实施例2还提出了一种三电平Buck直流变换器的控制方法，具体过程包括以下步骤：

当第一开关管Q1导通时，对飞跨电容充电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V1，即飞跨电容的充电电压V1；

当第二开关管Q2导通时，飞跨电容对外放电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V2，即飞跨电容的放电电压V2；

DSP控制电路比较电压V1、V2的大小，并计算其差值V1-V2；

将所述差值V2-V1乘以调节系数K得到调节值（V1-V2）×K；

以得到的调节值（V1- V2）×K调节第二开关管Q2的占空比大小，从而使飞跨电容的电压稳定在输入输入直流电源电压的一半。

调节第二开关管Q2的占空比大小，其具体为：

如果第一开关管Q1导通期间电压V1高于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以增加第二开关管Q2占空比；

如果第一开关管Q1导通期间电压V1低于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以减小第二开关管Q2占空比，其中0＜K＜1，K值决定了(V1-V2)压差调节多少占空比，k值越小对稳态文波影响越小,飞跨电容电压稳定速度会慢一点，K值越大稳定速度会快一点，相反纹波也会变大，因此可根据实际纹波情况去调节该系数。

本发明中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比采用传统的PI控制电路即可实现，在此不再赘述，PI控制电路根据输出电压/电流和基准电压/电流进行比较得到误差信号，再根据误差信号的大小控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。DSP控制方法正是在此基础上采用数字方法，根据第一开关管Q1电压V1和第二开关管Q2电压V2的电压大小，利用（V1-V2）×K调节值去调节第二开关管Q2的占空比，使飞跨电容电压稳定在输入电压的一半，从而降低三电平Buck直流变换器中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

由于该三电平拓扑的目的是降低开关管所承受的电压压力，即使有时候电压分配有微小的差别，也不影响最终的目的。因此飞跨电容电压无需完全跟随输入电压的一半。所以，在仿真时计算K的参数时，让飞跨电容电压的波形近似和输出电压波形的一半相同即可。

下面通过仿真实例来对比说明采用本方法和现有的方法区别：

图3至图7是没有对飞跨电容电压进行控制时的一系列输出波形图，其包括输出电压、输出电流、飞跨电容电压、电感前端电压、Vmoscharge和Vmosdischarge，其中，Vmoscharge和Vmosdischarge分别为DSP分别在第一开关管Q1（PWM1A）和第二开关管Q2（PWM2A）导通时采样电感前端电压；

当第一开关管Q1（PWM1A）开通和第二开关管Q2（PWM2A）关断时电容电压上升，第一开关管Q1（PWM1A）关断第二开关管Q2（PWM2A）导通时电容电压下降，第一开关管Q1（PWM1A）和第二开关管Q2（PWM2A）均不导通时续流。其中，Vmoscharge为DSP在PWM1A导通时的采样电压，相当于飞跨电容C8的充电电压，Vmosdischarge为DSP在PWM2A导通时的采样电压，相当于飞跨电容C8的放电电压。可以看出来飞跨电容C8电压在持续在下降、Vmoscharge和Vmosdischarge偏差也越来越大最终会导致功率器件过压。其主要原因就是电容放电多于电容充电。

图8至图12是对飞跨电容电压进行控制时的一系列输出波形图，其包括输出电压、输出电流、飞跨电容电压、Vmoscharge和Vmosdischarge为DSP分别在PWM1A和PWM2A导通时采样电感前端电压；可以看到控制后Vmoscharge和Vmosdischarge被稳定到了输入电压的一半。

本发明提出的一种三电平Buck直流变换器及控制方法，通过DSP控制电路对飞跨电容电压的调节和控制，进而使得飞跨电容的电压值稳定在输入电压的一半，从而降低三电平Buck电路中各个开关管所需承受的电压应力，降低电路的损耗和成本，提高电源效率。

以上仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种三电平Buck直流变换器，其特征在于，包括直流电源、飞跨电容、与所述直流电源并联的开关变换电路以及DSP控制电路，所述开关变换电路包括依次同向串联的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4以及电感L1；所述第一开关管Q1的漏极连接到直流电源输入正极，第四开关管Q4的源极连接到电源公共地GND；所述飞跨电容的一端连接在第一开关管Q1源极与第二开关管Q2漏极之间，另一端连接在第三开关管Q3源极与第四开关管Q4漏极之间；所述第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连后与电感L1的一端相连，电感L1的另一端作为三电平直流变换器的输出端正极Vout，电源公共地GND作为三电平直流变换器的输出端负极;所述DSP控制电路与所述开关变换电路连接，用于根据电感L1前端电压在第一开关管Q1和第二开关管Q2分别导通时的电压值之差和调节系数的乘积来调节第二开关管Q2的占空比，以使得所述飞跨电容的电压值稳定为所述输入直流电源电压的一半;

所述DSP控制电路包括比较器、乘法器和加法器；

所述比较器，用于比较所述第一开关管Q1导通时电感L1的前端电压V1和第二开关管Q2导通时电感L1的前端电压V2大小，并将V2-V1的差值输出到乘法器；

所述乘法器，用于将调节系数K和V2-V1的差值相乘得到的调节值输出到加法器；

所述加法器，用于将所述调节值叠加到所述第二开关管Q2的占空比，以使得所述飞跨电容的电压值稳定为所述输入直流电源电压的一半。

2.根据权利要求1所述的三电平Buck直流变换器，其特征在于，所述DSP控制电路还包括比较电路和传统的PI控制电路；

所述比较电路，用于将直流变换器的输出电压/电流和基准电压/电流进行比较得到误差信号，并将得到的误差信号输出到PI控制电路；

所述PI控制电路，用于根据误差信号的大小控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。

3.根据权利要求1所述的三电平Buck直流变换器，其特征在于，在供电过程中，所述第一开关管Q1和第四开关管Q4互补导通；第所述二开关管Q2和第三开关管Q3互补导通，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制信号相位相差180°;所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的控制信号相位相差180°。

4.根据权利要求1所述的三电平Buck直流变换器，其特征在于，还包括在输出端设置的滤波电容C1，滤波电容C1一端接输出端正极Vout，另一端接输出端负极GND，以及在直流电源两端并接的滤波电容C2。

5.根据权利要求1所述的三电平Buck直流变换器，其特征在于，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的结构相同。

6.一种基于权利要求1至5任意一项所述的三电平Buck直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

当第一开关管Q1导通时，对飞跨电容充电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V1，即飞跨电容的充电电压V1；

当第二开关管Q2导通时，飞跨电容对外放电，DSP控制电路采集电感L1的前端电压V2，即飞跨电容的放电电压V2；

DSP控制电路比较电压V1、V2的大小，并计算其差值V1-V2；

将所述差值V2-V1乘以调节系数K得到调节值（V1-V2）×K，其中0＜K＜1；

以得到的调节值（V1- V2）×K调节第二开关管Q2的占空比大小，从而使飞跨电容的电压稳定在输入输入直流电源电压的一半;

所述以得到的调节值（V1-V2）×K调节第二开关管Q2的占空比大小，具体为：

如果第一开关管Q1导通期间电压V1高于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以增加第二开关管Q2占空比；

如果第一开关管Q1导通期间电压V1低于第二开关管Q2导通期间的电压V2，则将（V1-V2）×K和第二开关管Q2占空比进行相加，以减小第二开关管Q2占空比，其中0＜K＜1。

7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，在所述方法之前还包括由PI控制电路控制的第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述PI控制电路根据输出电压/电流和基准电压/电流进行比较得到误差信号，再根据误差信号的大小控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的占空比。