CN117130268B - 基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，PCS采用改进的电压外环和电流内环控制，首先，电压外环在传统ADRC的基础上，通过更改观测器为降阶扩张状态观测器RESO；通过互补滑模CSMC来设计状态误差反馈律，并在CSMC的指数趋近律中添加滑模面函数，将符号函数更改为双曲正切函数，使得系统状态在远离滑模面时，趋近速度接近无穷，而靠近滑模面时，趋近速度接近零；其次，DFBC应用于电流内环，将交流侧电流和电压的数学关系式变为符合平坦理论的范式，设计前馈控制器保证控制的快速性，设计反馈补偿器矫正系统输出误差。本发明提高负荷随机切投时储能变流器(PCS)的输出功率响应速度，抑制暂态时直流母线电压的波动。
Description
技术领域
本发明属于变流器技术领域，具体涉及基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法。
背景技术
由于全球能源消耗的迅速增长，传统能源面临巨大危机，为了解决这一问题，世界各国都在积极发展清洁能源代替传统能源。但是由于分布式电源由于受到天气等因素的影响具有一定的间歇性，输出的功率不稳定，直接接入电网会影响配电网的稳定运行，严重时还会降低配电网的安全性，建立储能系统是解决这一问题的有效方法。
以光伏微电网为例，常见的源光储能源供电系统如图1所示，由三相交流电网、用户侧交流负载、变流器、分布式光伏电源、储能电池构成。该拓扑的工作方式为：当光照充足时，负荷所需功率由光伏电源提供，光伏产生多余能量由储能电池吸收；当光照强度较弱时，在高峰用电期间光伏电源发出功率不足以匹配负荷所需功率，差额部分由储能电池供给，仍不足再由电网补充，在低谷用电期间再由电网整流给储能模块充电恢复电池能量，以达到最大化匹配负载，减少电网电能使用的目的。在并网运行时受到光照、温度和负荷投切等影响时，功率流动方向会随机变化，直流电网电压发生波动从而影响系统的稳定性，储能变流器(Power Conversion System,PCS)作为该系统的重要组成部分，其控制策略的优劣直接决定了储能系统是否能稳定运行。
在储能变流器(PCS)的控制算法中，传统的PI控制是线性算法，易于实现但难以达到理想的控制效果，因此国内外学者提出了许多非线性的控制。有文献提出了一种LCL型变流器的滑模控制策略，提高了风电变流器电网电压不平衡故障下的运行稳定性，但是滑模控制会引起抖振问题，使得系统能耗增加；还有文献在变流器上提出了一种基于干扰观测器的无偏置模型预测控制算法，该控制算法克服了传统电压定向控制策略的缺点，但是由于计算量较大且参数众多，实际应用受限；另有文献在T型三电平变流器上提出了一种能量成型控制策略抑制了谐波畸变并实现了较好的功率跟踪性能，但由于能量成型控制器是基于数学模型来设计的，因此对数学模型精度要求较高，在现实中难以获得；有文献提出了一种自适应算法和模糊控制相结合的控制策略提高了储能变流器的动态和稳态性能，但模糊控制规则中的模糊子集和隶属度函数选择缺少响应的理论根据和数学推导，需要凭经验设计。
在众多非线性控制中，自抗扰控制(Active Disturbance Rejection Control,ADRC)不需要知道系统的精确模型，是一种以扩张状态观测器(Extended State Observer,ESO)为核心的非线性控制策略，通过估计系统的内外部总扰动并加以补偿，提升了系统的控制精度，在电力电子领域中广泛使用。微分平坦控制(Differential Flatness BasedControl,DFBC)是针对非线性系统提出的一种新型控制理论，具有能精准跟随参考轨迹的优点，该理论加入了误差反馈故也无需知道系统精确模型，目前DFBC在各个领域均有相关的应用。在系统实际运行过程中，受各种环境因素影响，电容和电感的实际值并不为标称值。因此，将以上两种控制策略应用于PCS中可以在系统参数估计不准确情况下依旧获得良好的控制效果以满足实际需求。
发明内容
本发明的目的是提供基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，提高负荷随机切投时储能变流器(PCS)的输出功率响应速度，抑制暂态时直流母线电压的波动。
本发明所采用的技术方案是，基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，PCS采用改进的电压外环和电流内环控制，首先，电压外环在传统ADRC的基础上，通过更改观测器为降阶扩张状态观测器RESO；通过互补滑模CSMC来设计状态误差反馈律，并在CSMC的指数趋近律中添加滑模面函数，将符号函数更改为双曲正切函数，使得系统状态在远离滑模面时，趋近速度接近无穷，而靠近滑模面时，趋近速度接近零；其次，DFBC应用于电流内环，将交流侧电流和电压的数学关系式变为符合平坦理论的范式，设计前馈控制器保证控制的快速性，设计反馈补偿器矫正系统输出误差。
本发明的特点还在于，
具体按照以下步骤实施：
步骤1、建立PCS数学模型；
步骤2、电压外环控制器设计；
步骤2.1、观测器设计；
步骤2.2、状态误差反馈律设计；
步骤3、电流内环控制器设计。
步骤1具体为：
储能系统电路包括LC滤波器、PCS和DC/DC变换器，当电网电压三相波形对称时，根据基尔霍夫定律可得PCS在abc三相静止坐标系下的电压和电流方程为：
式(1)中，L和C分别为滤波器的电感和电容，R为电感的寄生电阻，ia、ib、ic为交流侧电流，ea、eb、ec为电网侧电压，ua、ub、uc为交流侧PCS各相的电压，开关管T1-T6构成了PCS的主体结构，Cdc为直流侧稳压电容，iout是PCS输入到双向DC/DC变换器的电流，iload为交流负载的相电流，ibat为储能电池输出电流，Sk为晶闸管工作状态的开关函数，定义为：
通过Park变换可得在两相旋转坐标系下的电压和电流方程为：
式(3)中，ω为电网电压的角频率，vd、id、Sd分别为交流侧在d轴上的电压、电流、开关函数；vq、iq、Sq分别为交流侧在q轴上的电压、电流、开关函数。
步骤2.1具体为：
根据状态观测器的思想，将影响被控对象的总扰动扩张成新的状态变量加以补偿，对Udc求二阶导，由式(3)可得：
式(4)中，F为系统的总扰动，b为系统的输入增益；
定义直流母线电压跟踪误差θ为：
θ＝Uref-Udc (5)
联立式(4)和式(5)得：
式(6)中，b0为系统输入增益的估计值，将剩余部分定义为扰动Fd，
将Fd扩张为新的状态变量，令x1＝θ，x3＝Fd，进而系统的状态方程表示为：
针对式(7)所示状态方程设计观测器ESO为：
式(8)中，β1、β2、β3为观测器增益，分别为x1、x2、x3的估计值；
将观测器进行降阶处理，基于式(8)，RESO设计为：
式(9)中，l1、l2为RESO的增益，ψ2、ψ3分别为x2、x3的估计值，中间变量z2、z3满足：
定义ω0为RESO的观测器带宽，则l1、l2满足：
步骤2.2具体为：
定义广义滑模面sg(t)为：
式(12)中，η是滑模面常数，满足η>0；
设计与广义滑模面正交的互补滑模面sc(t)为：
令滑模面s(t)＝sc(t)+sg(t)，由式(12)和式(13)求得：
基于等效控制方法，令由式(14)得:
联立式(6)和式(15)，设计等效控制律ueq为：
设计改进指数趋近律为：
式(18)中ε、q为常数，满足ε>0，q>0；
由式(17)，切换鲁棒控制律设计为：
联立式(16)和式(19)得：
式(20)中，u＝η[2ψ2+ηθ+sg(t)]+εf(s)tanh(s)+qs。
步骤3具体为：
在PCS的内环设计过程中，为保证交流侧电流能跟踪外环输入参考电流，选取并网侧电流[id，iq]T＝[xd，xq]T＝[yd，yq]T为状态变量和平坦输出量，并网侧电压[vd，vq]T＝[ud，uq]T为输入控制变量，由式(3)可得：
式(23)和式(24)表明在该种情况下变换器具有微分平坦性，按照微分平坦理论设计控制器；
微分平坦理论的控制设计主要分为前馈参考控制和反馈误差消除，前馈控制是根据系统平坦输出参考值轨迹得到的输入量，定义d轴和q轴的并网侧参考电流分别为xdref、xqref，则系统的前馈控制量为：
由于系统建模往往是不精准的，加之系统内外部可能存在扰动，因此平坦输出会与参考轨迹产生误差，因此需要加入反馈误差消除这一部分的影响，校正平坦输出；
定义控制变量的误差为：
定义d轴和q轴的耦合项是系统干扰，引入PI控制器消除误差，得反馈误差消除关系式为：
式(27)中，[Δyd *，Δyq *]T＝0为状态变量误差的参考值，kd、kq为PI控制器的增益，Td、Tq为PI控制器的时间常数；
综上，系统电流内环的微分平坦输入控制量为：
本发明的有益效果是：
本发明基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，能更好的抑制直流母线电压波动并减小暂态时间；减小了储能电池功率突变和充放电状态切换时PCS交流侧输出功率的响应时间；降低了系统输出谐波含量，使得输出电流的THD有所减小，改善了PCS交流侧的输出电能质量。
附图说明
图1是源光储能源供电系统等效电路图；
图2是储能系统电路拓扑结构图；
图3是闭环控制系统框图；
图4是RESO控制策略框图；
图5是函数图像对比图；
图6是CSMC控制策略框图；
图7是DFBC控制策略框图；
图8是工况一情况下不同控制策略仿真对比图，其中，图8(a)为电网侧输出功率响应对比图，图8(b)为直流母线电压波动对比图；
图9是工况二情况下不同控制策略仿真对比图，其中，图9(a)为电网侧输出功率响应对比图，图9(b)为直流母线电压波动对比图；
图10是工况三情况下不同控制策略的电网侧电流波形图，其中，图10(a)为传统ADRC控制策略电网侧电流波形图，图10(b)为本发明的控制方法电网侧电流波形图；
图11是工况四情况下不同控制策略的电流THD对比图，其中，图11(a)为传统ADRC控制策略下的电流THD对比图，图11(b)为本发明的控制方法下的电流THD对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
实施例1
本实施例提供一种基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，PCS采用改进的电压外环和电流内环控制，首先，电压外环在传统ADRC的基础上，通过更改观测器为降阶扩张状态观测器RESO，提高了对误差微分和系统总扰动的估计速度，同时观测器的降阶减少了积分器的使用，使得控制器实际实现更为容易；通过互补滑模CSMC来设计状态误差反馈律提升系统的鲁棒性，并在CSMC的指数趋近律中添加滑模面函数，将符号函数更改为双曲正切函数，使得系统状态在远离滑模面时，趋近速度接近无穷，而靠近滑模面时，趋近速度接近零，以此抑制了抖振现象；其次，DFBC应用于电流内环，将交流侧电流和电压的数学关系式变为符合平坦理论的范式，设计前馈控制器保证控制的快速性，设计反馈补偿器矫正系统输出误差，两者共同作用提升系统的动态响应速度。
实施例2
本实施例提供一种基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，在实施例1的基础上，具体按照以下步骤实施：
步骤1、建立PCS数学模型；
步骤2、电压外环控制器设计；
步骤2.1、观测器设计；
步骤2.2、状态误差反馈律设计；
步骤3、电流内环控制器设计。
实施例3
本实施例提供一种基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，在实施例2的基础上，具体按照以下步骤实施：
步骤1、建立PCS数学模型；
储能系统的电路拓扑结构如图2所示，储能系统电路包括LC滤波器、PCS和DC/DC变换器，该电路交流侧的三相电压和电流通常含有较大的谐波分量，因此选用LC型滤波器既有较强的滤波能力又有相对简单的结构，当电网电压三相波形对称时，根据基尔霍夫定律可得PCS在abc三相静止坐标系下的电压和电流方程为：
式(1)中，L和C分别为滤波器的电感和电容，R为电感的寄生电阻，ia、ib、ic为交流侧电流，ea、eb、ec为电网侧电压，ua、ub、uc为交流侧PCS各相的电压，开关管T1-T6构成了PCS的主体结构，Cdc为直流侧稳压电容，iout是PCS输入到双向DC/DC变换器的电流，iload为交流负载的相电流，ibat为储能电池输出电流，Sk为晶闸管工作状态的开关函数，定义为：
通过Park变换可得在两相旋转坐标系下为电压和电流方程为：
式(3)中，ω为电网电压的角频率，vd、id、Sd分别为交流侧在d轴上的电压、电流、开关函数；vq、iq、Sq分别为交流侧在q轴上的电压、电流、开关函数。
步骤2、电压外环控制器设计
系统整体控制框图如图3所示，图中各参数含义与图2相同，PCS采用改进的电压外环和电流内环控制策略，通过PCS控制直流母线电压的稳定以及直流侧和交流侧之间的转换；双向DC/DC变换器采用PI控制策略，通过双向DC/DC变换器控制储能电池的输出功率匹配负载功率。
以图2所示的储能系统为例，将PCS以及前级储能电池分开进行控制，主要研究PCS的改进控制策略，当前级直流侧电路变化时不会改变PCS的控制方法，故当系统变为更为复杂的风电机组网侧变流器[20]和微电网群变流器[21]等系统时，所设计PCS控制策略仍然适用。
步骤2.1、观测器设计；
扩张状态观测器是ADRC的核心部分，根据状态观测器的思想，将影响被控对象的总扰动扩张成新的状态变量加以补偿，对Udc求二阶导，由式(3)可得：
式(4)中，F为系统的总扰动，b为系统的输入增益；
定义直流母线电压跟踪误差θ为：
θ＝Uref-Udc (5)
联立式(4)和式(5)得：
式(6)中，b0为系统输入增益的估计值，将剩余部分定义为扰动Fd，
将Fd扩张为新的状态变量，令x1＝θ，x3＝Fd，进而系统的状态方程表示为：
针对式(7)所示状态方程设计观测器ESO为：
式(8)中，β1、β2、β3为观测器增益，分别为x1、x2、x3的估计值；
增加ESO的阶数会增大其输出超调量，相位滞后变严重。由于状态变量x1可以直接测量而无需观测，因此将观测器进行降阶处理，通过降阶减少观测器的计算量，同时减小观测器的带宽，提高控制器跟踪系统干扰和动态不确定性的速度，基于式(8)，RESO设计为：
式(9)中，l1、l2为RESO的增益，ψ2、ψ3分别为x2、x3的估计值，中间变量z2、z3满足：
定义ω0为RESO的观测器带宽，则l1、l2满足：
步骤2.2、状态误差反馈律设计；
传统的二阶ADRC系统状态误差反馈律由PID控制来实现，当偏差过大时会使降低系统的鲁棒性，加之观测器很难做到将系统的扰动完全估计，因此利用滑模控制对数学模型要求不高的特点来代替PID控制器设计状态误差反馈律，本发明引入CSMC控制，互补滑模引入了一个互补滑模面，与传统滑模相比能够进一步减小滑模控制中产生的跟踪误差，满足系统高精度要求的同时保证系统的鲁棒性；
定义广义滑模面sg(t)为：
式(12)中，η是滑模面常数，满足η>0；
设计与广义滑模面正交的互补滑模面sc(t)为：
令滑模面s(t)＝sc(t)+sg(t)，由式(12)和式(13)求得：
基于等效控制方法，令由式(14)得:
联立式(6)和式(15)，设计等效控制律ueq为：
接下来设计切换控制器，常见的滑模趋近律包括等速趋近律、指数趋近律和幂次趋近律，为使闭环系统状态变量在有限时间内到达滑模面，选用指数趋近律，传统的指数趋近律为：
式(17)中，ε、q为常数，满足ε>0，q>0。
由式(17)可以看出，在传统的指数趋近律中ε选取过大会使得到达切换面的速度过快导致系统产生较大的抖振，ε选取过小又会使收敛速度过慢增加调节过程时间，针对这一问题，本发明选用指数趋近律，趋近律为：
为方便比较，定义函数F1(s)＝sgn(s)，F2(s)＝f(s)tanh(s)，绘制函数F1(s)和F2(s)的图像如图5所示。由图5可以看出，当|s|→∞时，|F2(s)|→∞,有|F1(s)|＜|F2(s)|，在远离滑模面时，改进趋近律可以加快系统状态的趋近速度；当|s|→0时，|F2(s)|→0,有|F1(s)|＞|F2(s)|，在靠近滑模面时，改进趋近律可以降低系统状态的趋近速度，减小抖振现象。此外，与传统指数趋近律相比，改进趋近律并不会增加新的参数，即本文所提趋近律在减小抖振和加快调节过程时间的同时不会增加控制难度；
由式(18)，切换鲁棒控制律设计为：
联立式(16)和式(19)得：
式(20)中，u＝η[2ψ2+ηθ+sg(t)]+εf(s)tanh(s)+qs。
步骤3、电流内环控制器设计；
微分平坦理论：
定义一个非线性系统为：
式(21)中，x为系统状态变量，u为系统控制变量，y为系统输出变量。
如果式(21)中所有的状态变量和控制变量同时满足：
即系统的状态变量和控制变量同时可以由系统输出量及其有限阶微分表示，那么该非线性系统为微分平坦系统；
在PCS的内环设计过程中，为保证交流侧电流能跟踪外环输入参考电流，选取并网侧电流[id，iq]T＝[xd，xq]T＝[yd，yq]T为状态变量和平坦输出量，并网侧电压[vd，vq]T＝[ud，uq]T为输入控制变量，由式(3)可得：
式(23)和式(24)表明在该种情况下变换器具有微分平坦性，按照微分平坦理论设计控制器；
微分平坦理论的控制设计主要分为前馈参考控制和反馈误差消除，前馈控制是根据系统平坦输出参考值轨迹得到的输入量，定义d轴和q轴的并网侧参考电流分别为xdref、xqref，则系统的前馈控制量为：
由于系统建模往往是不精准的，加之系统内外部可能存在扰动，因此平坦输出会与参考轨迹产生误差，因此需要加入反馈误差消除这一部分的影响，校正平坦输出；
定义控制变量的误差为：
定义d轴和q轴的耦合项是系统干扰，引入PI控制器消除误差，得反馈误差消除关系式为：
式(27)中，[Δyd *，Δyq *]T＝0为状态变量误差的参考值，kd、kq为PI控制器的增益，Td、Tq为PI控制器的时间常数；
综上，系统电流内环的微分平坦输入控制量为：
/>
DFBC的控制策略框图如图7所示。
仿真分析
为了验证本发明所设计控制算法的有效性，在MATLAB/Simulink仿真软件中搭建仿真电路，并和传统ADRC控制策略进行对比分析。传统ADRC控制策略采用ADRC电压外环、PI电流内环控制，定义电压和电流方向一致时功率为正，两种控制策略的电路参数对比如表1所示，控制参数设置如表2所示。
表1电路拓扑参数
表2控制电路参数
表2中kp、kpd、kpq分别为传统ADRC控制策略下的电压外环状态误差反馈律、电流内环d轴、电流内环q轴的PI控制比例系数，ki、kid、kiq分别为传统ADRC控制策略下的电压外环状态误差反馈律、电流内环d轴、电流内环q轴的PI控制积分系数，其余参数含义与前文相同。
工况一：当处于用电高峰期时，为减小电网波动，提高电网的稳定性，此时储能电池发出功率用于填补负载功率缺额。模拟负载功率动态变化，初始负载所需功率为20kW，在0.1s时突增为50kW，在0.15s时突降为10kW，在0.2s时突增为40kW，当负载功率变化时引起的PCS交流侧输出功率动态变化如图8(a)所示，由此引起的直流母线电压波动如图8(b)所示。
分析图8(a)可知，虽然两种控制策略下的PCS交流侧实际功率响应超调量相似，但相比于传统ADRC控制策略，本发明所设计控制方法较大程度上减小了暂态时间，提高了系统的稳定性；分析图8(b)可知，当负载功率突变时，传统ADRC控制策略直流母线电压波动较大，长期处在此状态下会影响储能电池的使用寿命,损坏设备，而本发明所设计控制方法较好的抑制了直流母线电压的波动。
工况二：当处于用电低谷期时，负载消耗的功率较少，将电网发出多余功率转化为化学能存储在储能电池中。设定开始阶段电网发出功率刚好匹配负载功率消耗，在0.1s时储能电池突变为吸收15kW功率，在0.15s时突变为发出5kW功率，在0.2s时突变为吸收10kW功率，储能电池充放电状态变化时引起的PCS交流侧输出功率变化如图9(a)所示，由此引起的直流母线电压波动如图9(b)所示。
分析图9(a)可知，PCS在整流和逆变的切换过程中，与工况一相同，无论是从充电状态变为放电状态还是从放电状态变为充电状态，在两种控制策略下的PCS交流侧实际功率响应超调量相似，但本发明的控制方法暂态时间更短；分析图9(b)可知，而本发明的控制方法减小了暂态时直流母线电压的波动。
图8和图9表明了储能电池无论是处在充电状态还是放电状态下，本发明的控制方法相比于传统ADRC控制策略直流母线电压波动更小，交流侧功率响应速度更快。
工况三：由于交流侧与电网并联，故当功率变化时，交流侧的三相电压保持恒定，但三相电流波形会发生突变。为了对比交流侧三相电流的暂态过程，储能电池在0.1s时功率由发出45kW变为发出5kW，再在0.15s时变为吸收15kW，两种控制策略下交流侧经过滤波后的三相电流波形变化如图10所示。对比图10(a)和图10(b)可知,无论是在发出功率情况下还是吸收功率情况下，相较于传统ADRC控制策略，功率突变时本发明的控制方法的交流侧电流能更快到达稳定状态，验证了本发明的控制方法的优越性。
工况四：为验证本发明的控制方法在改善储能系统输出电能质量的有效性，选取PCS在输出功率为20kW情况下的交流侧电流波形进行快速傅里叶分析，不同控制策略下的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)如图11所示。对比图11(a)和图11(b)可知，本发明的控制方法的THD为1.83％，与传统ADRC控制策略相比有所下降，表明本发明的控制方法具有更强的抑制谐波能力。
通过上述内容可知，本发明基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，减小了负荷随机切投时PCS的直流侧母线电压波动，提高了交流侧功率响应速度，并改善了交流侧的输出电能质量，表明了本文控制的优越性，为PCS的设计开发提供了一定的参考价值。
Claims (2)
1.基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，其特征在于，储能变流器PCS采用改进的电压外环和电流内环控制，首先，电压外环在传统ADRC的基础上，通过更改观测器为降阶扩张状态观测器RESO；通过互补滑模CSMC来设计状态误差反馈律，并在CSMC的指数趋近律中添加滑模面函数，将符号函数更改为双曲正切函数，使得系统状态在远离滑模面时，趋近速度接近无穷，而靠近滑模面时，趋近速度接近零；其次，微分平坦控制DFBC应用于电流内环，将交流侧电流和电压的数学关系式变为符合平坦理论的范式，设计前馈控制器保证控制的快速性，设计反馈补偿器矫正系统输出误差；
具体按照以下步骤实施：
步骤1、建立PCS数学模型；
所述步骤1具体为：
储能系统电路包括LC滤波器、PCS和DC/DC变换器，当电网电压三相波形对称时，根据基尔霍夫定律可得PCS在abc三相静止坐标系下的电压和电流方程为：
(1)
式（1）中，L和C分别为滤波器的电感和电容，R为电感的寄生电阻，i a、i b、i c为交流侧电流，e a、e b、e c为电网侧电压，u a、u b、u c为交流侧PCS各相的电压，开关管T 1-T 6构成了PCS的主体结构，C dc为直流侧稳压电容，i out是PCS输入到双向DC/DC变换器的电流，i load为交流负载的相电流，i bat为储能电池输出电流，S k为晶闸管工作状态的开关函数，定义为：
(2)
通过Park变换可得在两相旋转坐标系下为电压和电流方程为：
(3)
式（3）中，ω为电网电压的角频率，v d、i d、S d分别为交流侧在d轴上的电压、电流、开关函数；v q、i q、S q分别为交流侧在q轴上的电压、电流、开关函数；
步骤2、电压外环控制器设计；
步骤2.1、观测器设计；
所述步骤2.1具体为：
根据状态观测器的思想，将影响被控对象的总扰动扩张成新的状态变量加以补偿，对U dc求二阶导，由式(3)可得：
(4)
式（4）中，；/>；F为系统的总扰动，b为系统的输入增益；
定义直流母线电压跟踪误差θ为：
(5)
联立式(4)和式(5)得：
(6)
式（6）中，为系统输入增益的估计值，将剩余部分定义为扰动/>，/>；
将扩张为新的状态变量，令/>，/>，/>，进而系统的状态方程表示为：
(7)
针对式(7)所示状态方程设计观测器ESO为：
(8)
式（8）中，β 1、β 2、β 3为观测器增益，φ 1、φ 2、φ 3分别为x 1、x 2、x 3的估计值；
将观测器进行降阶处理，基于式(8)，RESO设计为：
(9)
式（9）中，l 1、l 2为RESO的增益，ψ 2、ψ 3分别为x 2、x 3的估计值，中间变量z 2、z 3满足：
(10)
定义ω 0为RESO的观测器带宽，则l 1、l 2满足：
(11)；
步骤2.2、状态误差反馈律设计；
所述步骤2.2具体为：
定义广义滑模面s g(t)为：
(12)
式（12）中，η是滑模面常数，满足η>0；
设计与广义滑模面正交的互补滑模面s c(t)为：
(13)
令滑模面，由式(12)和式(13)求得：
(14)
基于等效控制方法，令，由式(14)得:
(15)
联立式(6)和式(14)，设计等效控制律u eq为：
(16)；
设计指数趋近律为：
(18)；
由式(18)，切换鲁棒控制律设计为：
(19)
联立式(16)和式(19)得：
(20)
式（20）中，；
步骤3、电流内环控制器设计。
2.根据权利要求1所述的基于平坦理论的储能变流器改进自抗扰控制方法，其特征在于，所述步骤3具体为：
在PCS的内环设计过程中，为保证交流侧电流能跟踪外环输入参考电流，选取并网侧电流[i d，i q]T=[x d，x q]T=[y d，y q]T为状态变量和平坦输出量，并网侧电压[v d，v q]T=[u d，u q]T为输入控制变量，由式(3)可得：
(23)
(24)
式(23)和式(24)表明在该种情况下变换器具有微分平坦性，按照微分平坦理论设计控制器；
微分平坦理论的控制设计主要分为前馈参考控制和反馈误差消除，前馈控制是根据系统平坦输出参考值轨迹得到的输入量，定义d轴和q轴的并网侧参考电流分别为x dref、x qref，则系统的前馈控制量为：
(25)
平坦输出会与参考轨迹产生误差，因此需要加入反馈误差消除这一部分的影响，校正平坦输出；
定义控制变量的误差为：
(26)
定义d轴和q轴的耦合项是系统干扰，引入PI控制器消除误差，得反馈误差消除关系式为：
(27)
式（27）中，[Δy d *，Δy q *]T=0为状态变量误差的参考值，k d、k q为PI控制器的增益，T d、T q为PI控制器的时间常数；
综上，系统电流内环的微分平坦输入控制量为：
(28)。
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