CN112003322B - 一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法 - Google Patents

一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法，首先通过坐标变换得到旋转坐标系下典型系统的直流拓扑，接着建立了系统的非线性能量函数模型，最后推导得到并网变流器控制参数的稳定约束条件。所得不等式给出了并网变流器电压外环比例控制参数k vp、电流内环比例控制参数k ip、恒功率负载功率、储能单元充放电功率、滤波电容、滤波电感、等效内阻和母线电压之间的关系。本发明提出一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法以增强微电网系统的稳定性，为并网变流器控制参数设计提供了有力的理论依据。

Description

一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法
技术领域
本发明涉及一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法。属于电力系统领域。
背景技术
微电网系统与大电网兼容交互性强、经济性较好，可以充分利用分布式能源优势，是一种较为灵活的能源利用形式。微电网系统包含储能单元、分布式发电单元、交流和直流负载。储能单元、分布式发电单元和直流负载均直接与直流母线相连，减少了电力电子变换器的数量。当微电网发电功率无法满足负载需要时，大电网通过并网变流器输出功率补足缺额；当微电网发电功率大于负载所需时，剩余功率可通过储能单元存储，也可通过并网变流器回馈电网。并网变流器作为微电网和大电网之间的桥梁，维持了整个微电网系统的功率平衡和正常运行。
在微电网运行过程中，存在发电功率波动、负载功率变化、系统故障等情况，这些扰动会带来母线电压波动。而闭环控制电动机负载和变换器负载均可视为恒功率负载，在母线电压波动时呈现负阻抗特性，相当于系统引入了正反馈，会放大扰动影响，严重时甚至导致整个系统无法正常运行。
保障微电网系统的稳定运行是当前需要解决的重要问题之一，而大部分微电网方面的研究都集中在协调控制、并离网切换、电能质量、系统保护等方面，对整个系统进行稳定控制的研究比较少。
发明内容
本发明的目的在于克服上述不足，提供了一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法。
本发明的目的是这样实现的：
一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法，其特点是：它包括以下步骤：
S1、通过坐标变换得到旋转坐标系下典型系统的直流系统拓扑；
典型微电网系统包括储能单元、并网变流器、直流侧恒功率负载和LC滤波装置；
V abc表示交流母线电压幅值，I abc表示交流侧三相电流，θ代表电网电压相位，v dc代表直流母线电压，v s为交流母线电压，P 1为直流恒功率负载功率，P b1为电池充电功率，L s为交流侧滤波电感，R s为电感L s的等效电阻，C dc为直流侧稳压电容，i b代表电池充放电电流，v dcref代表直流母线电压参考值，u d、u q为交流三相电压经过Park坐标变换后得到的dq轴电压分量的实际值；i d、i q为交流侧滤波电感电流经过Park变换后得到dq轴电流分量实际值，i dref、i qref是电流给定值，k ip为并网变流器电流内环比例控制参数，k vp为电压外环比例控制参数；
首先对并网变流器在abc静止坐标系进行建模，定义开关函数s k为：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
应用基尔霍夫电压定律可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
由三相系统对称性可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
Figure DEST_PATH_IMAGE008
可得出：
Figure DEST_PATH_IMAGE010
其中，v No为N、O两参考点间电势差；
对直流侧电容及负载节点应用基尔霍夫电流定律可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE012
为了简化分析，将两相旋转dq坐标系的d轴方向与电网电动势E同轴，且初始条件下d轴与abc坐标系下的a轴同轴；
需进行等功率坐标变换，即变换前后功率相等；首先利用C32变换矩阵将abc三相静止坐标下的量转化到两相静止αβ坐标系下；再利用C2s2r变换矩阵将αβ坐标系下的量转化到两相旋转dq坐标系下；得到三相静止坐标系abc到同步旋转坐标系dq的变换矩阵为：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
应用上式对并网变流器模型式
Figure DEST_PATH_IMAGE004A
和
Figure DEST_PATH_IMAGE012A
进行变换，得到并网变流器在dq旋转坐标系下的数学模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
根据上式，并网变流器可以等效为一个两端口输入、单端口输出的三端口网络，且符合功率守恒原理；考虑直流侧储能单元充电、放电模式呈现不同特性，分别得到储能单元充电、放电时微电网直流等效模型；
受控电流源i 0与并网变流器输出端口电压V d有关，满足关系式：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
(9)
其中，i 1为电感电流，v dc为直流母线电压；
S2、建立系统的非线性能量函数模型；
S2-1、在储能单元充电模式下，建立系统非线性能量函数模型；
基于S1中，储能单元充电模式时微电网直流等效模型，选取状态变量电感电流i 1和直流母线电压v dc为状态变量，对网侧等效电压源V s、并网变流器交流侧输出端口电压V d、电阻R s+R 1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
其中，定义
Figure DEST_PATH_IMAGE022
Figure DEST_PATH_IMAGE023
为系统的电流能量函数，
Figure DEST_PATH_IMAGE025
Figure DEST_PATH_IMAGE026
为系统的电压能量函数，分别为
Figure DEST_PATH_IMAGE028
Figure DEST_PATH_IMAGE030
S2-2、在储能单元放电模式下，建立系统非线性能量函数模型；
基于S1中，储能单元放电模式时微电网直流等效模型，选取状态变量电感电流i 1和直流母线电压v dc为状态变量，对网侧等效电压源V s、并网变流器交流侧输出端口V d、电阻R s+R 1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE032
S3、推导并网变流器控制参数的稳定约束条件；
S3-1、储能单元充电模式的稳定约束条件
基于电流能量函数式
Figure DEST_PATH_IMAGE028A
和电压能量函数式
Figure DEST_PATH_IMAGE030A
，可以求得电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导和电压能量函数对电压变量v dc的二阶偏导，分别为：
Figure DEST_PATH_IMAGE034
Figure DEST_PATH_IMAGE036
由式
Figure DEST_PATH_IMAGE034A
可知，电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导与变量V d有关，而双闭环控制的并网变流器控制参数也有变量V d有关；并网变流器电流内环控制方程可表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE037
Figure DEST_PATH_IMAGE039
Figure DEST_PATH_IMAGE041
电压外环控制方程为：
Figure DEST_PATH_IMAGE043
由式
Figure 284291DEST_PATH_IMAGE037
和
式
Figure DEST_PATH_IMAGE041A
，可用并网变流器控制参数列出变量V d表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE045
基于上式对电流变量i 1求导，最终可以得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE047
基于上式，可将式
Figure DEST_PATH_IMAGE034AA
进行改写，得到电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导与变流器控制参数的关系式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE049
接着寻找
Figure DEST_PATH_IMAGE051
与控制参数的关系，基于端口等效关系式
Figure DEST_PATH_IMAGE018A
和式
Figure DEST_PATH_IMAGE049A
可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE053
根据上式，可将电压变量v dc的二阶偏导式
Figure DEST_PATH_IMAGE036A
转化为：
Figure DEST_PATH_IMAGE055
根据能量函数定理，基于式
Figure DEST_PATH_IMAGE049AA
和
式
Figure DEST_PATH_IMAGE055A
，可推得并网变流器控制参数稳定约束条件为：
Figure DEST_PATH_IMAGE056
Figure DEST_PATH_IMAGE058
上式定量给出了储能单元充电模式下，并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的最大取值范围；
S3-2、储能单元放电模式的稳定约束条件
与S3-1同理，可得到储能单元放电模式的并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的稳定约束条件：
Figure DEST_PATH_IMAGE060
上式定量给出了储能单元放电模式下，并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的最大取值范围。
进一步的，并网变流器是双向AC-DC变流器，可以运行在整流和逆变两种模式，应用直流母线电压外环、交流侧滤波电感电流内环的双闭环控制；该控制策略可维持直流母线电压恒定，为直流侧储能单元、恒功率负载正常接入提供直流电压支撑；直流母线电压v dc与母线电压给定值v dcref进行比较，经过PI调节得到有功电流给定值i dref；由于系统工作在单位功率因数下，因此无功电流给定值i qref=0；可将三相电流实际值通过abc-dq变换，得到有功电流、无功电流实际值i d、i q，将电流给定值i dref、i qref分别与实际值i d、i q进行比较，经过PI调节，即可得到DC-AC变换器交流输出电压参考分量，再与电网电压dq轴分量u d、u q和电感的耦合分量ω Lid和ω Liq叠加计算后，进行abc-dq反变换，输入到PWM模块，最终产生DC-AC并网变流器的驱动信号。
进一步的，S1中在进行等功率坐标变换时，可以直接应用C32变换矩阵和C2s2r变换矩阵得到三相静止坐标系abc到同步旋转坐标系dq的变换矩阵。
进一步的，当储能单元由充电模式变为放电模式，并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的最大取值范围会显著变大，并网变流器速度会变快。
一种用于验证并网变流器控制参数稳定取值范围正确性的方法，包括以下步骤：
S1、应用Simulink软件搭建微电网系统仿真平台；
S2、取两组微电网系统仿真参数，包括交流母线电压V s、直流母线电压v dc、交流侧滤波电感L s、直流侧稳压电容C dc、电压环比例控制参数k vp、电压环积分控制参数k vi、电流环比例控制参数k ip、电流环积分控制参数k ii、蓄电池充电功率P b1、恒功率负载初始功率P 0、恒功率负载初始功率P 1；
稳态工作点表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE062
，根据上式和仿真参数可以计算出此时微电网系统的稳态工作点；将V dc 和i 1,ref 代入稳定控制参数取值范围：
Figure DEST_PATH_IMAGE064
Figure DEST_PATH_IMAGE065
可以求得在储能单元充电模式下，并网变流器电压、电流双闭环控制参数满足的具体值；从而得出两组微电网系统控制参数是否满足稳定要求；
S3、将不满足条件的一组微电网系统参数进行仿真应用，得出恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形，此步骤验证了，当微电网系统并网变流器控制参数不满足式
Figure 495435DEST_PATH_IMAGE064
Figure 607747DEST_PATH_IMAGE065
时，微电网系统在大扰动条件下不能稳定运行；
S4、将满足条件的一组微电网系统参数进行仿真应用，得出恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形，此步骤验证了，当微电网系统并网变流器控制参数满足式
Figure 677334DEST_PATH_IMAGE064
Figure 750464DEST_PATH_IMAGE065
时，微电网系统在大扰动条件下能够稳定运行。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
为增强微电网系统稳定性，本发明提出一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法。首先通过坐标变换得到旋转坐标系下典型微电网系统的直流拓扑结构，接着建立了系统的非线性能量函数模型，最后推导得到并网变流器控制参数的稳定约束条件。所得不等式给出了并网变流器电压外环比例控制参数k vp、电流内环比例控制参数k ip、恒功率负载功率、储能单元充放电功率、滤波电容、滤波电感、等效内阻和母线电压之间的关系，为并网变流器控制参数设计提供了有力的理论依据。
附图说明
图1为典型微电网系统拓扑结构图。
图2为将abc坐标系下的三相交流量转化为以电网基波频率旋转的dq坐标下的直流量示意图。
图3为储能单元充电模式微电网系统直流等效模型图。
图4为储能单元放电模式微电网系统直流等效图。
图5为微电网系统主电路仿真模型。
图6为直流侧恒功率负载主电路模型。
图7为储能单元主电路模型。
图8为储能单元电流闭环控制模型。
图9为恒功率负载控制模型。
图10为并网变流器控制电路模型。
图11为稳定控制参数的恒功率负载功率阶跃示意图。。
图12为稳定控制参数的直流母线电压示意图。
图13为稳定控制参数的交流侧三相电流示意图。
图14为不稳定控制参数的恒功率负载功率阶跃示意图。
图15为不稳定控制参数的直流母线电压示意图。
图16为不稳定控制参数的交流侧三相电流示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
第一步、通过坐标变换得到旋转坐标系下典型系统的直流系统拓扑。
参见图1，典型微电网系统包括储能单元、并网变流器、直流侧恒功率负载和LC滤波装置。
其中，V abc表示交流母线电压幅值，I abc表示交流侧三相电流，θ代表电网电压相位，v dc代表直流母线电压，v s为交流母线电压，P 1为直流恒功率负载功率，P b1为电池充电功率，L s为交流侧滤波电感，R s为电感L s的等效电阻，C dc为直流侧稳压电容，i b代表电池充放电电流，v dcref代表直流母线电压参考值，u d、u q为交流三相电压经过Park坐标变换后得到的dq轴电压分量的实际值；i d、i q为交流侧滤波电感电流经过Park变换后得到dq轴电流分量实际值，i dref、i qref是电流给定值，k ip为并网变流器电流内环比例控制参数，k vp为电压外环比例控制参数。并网微电网系统的控制策略主要在储能单元、并网变流器、恒功率负载三个部分进行协调设计。
并网变流器是双向AC-DC变流器，可以运行在整流和逆变两种模式，应用直流母线电压外环、交流侧滤波电感电流内环的双闭环控制。该控制策略可维持直流母线电压恒定，为直流侧储能单元、恒功率负载正常接入提供直流电压支撑。直流母线电压v dc与母线电压给定值v dcref进行比较，经过PI调节得到有功电流给定值i dref。由于系统工作在单位功率因数下，因此无功电流给定值i qref=0。可将三相电流实际值通过abc-dq变换，得到有功电流、无功电流实际值i d、i q，将电流给定值i dref、i qref分别与实际值i d、i q进行比较，经过PI调节，即可得到DC-AC变换器交流输出电压参考分量，再与电网电压dq轴分量u d、u q和电感的耦合分量ω Lid和ω Liq叠加计算后，进行abc-dq反变换，输入到PWM模块，最终产生DC-AC并网变流器的驱动信号。
首先对并网变流器在abc静止坐标系进行建模，定义开关函数s k为：
Figure DEST_PATH_IMAGE002A
(1)
应用基尔霍夫电压定律可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE004AA
(2)
由三相系统对称性可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE006A
(3)
Figure DEST_PATH_IMAGE008A
(4)
由（2）至（4）可知：
Figure DEST_PATH_IMAGE010A
(5)
其中，v No为N、O两参考点间电势差
对直流侧电容及负载节点应用基尔霍夫电流定律可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE012AA
(6)
并网变流器数学模型是基于abc静止坐标系建立的，包含三相时变交流量，比较复杂，不利于分析，需通过坐标变换，将abc坐标系下的三相交流量转化为以电网基波频率旋转的dq坐标下的直流量。为了简化分析，将两相旋转dq坐标系的d轴方向与电网电动势E同轴，且初始条件下d轴与abc坐标系下的a轴同轴，如图2所示。
需进行等功率坐标变换，即变换前后功率相等。首先利用C32变换矩阵将abc三相静止坐标下的量转化到两相静止αβ坐标系下；再利用C2s2r变换矩阵将αβ坐标系下的量转化到两相旋转dq坐标系下。也可直接应用C32变换矩阵和C2s2r变换矩阵得到三相静止坐标系abc到同步旋转坐标系dq的变换矩阵为：
Figure DEST_PATH_IMAGE014A
(7)
应用式（7）对式并网变流器模型式（2）和（6）进行变换，得到并网变流器在dq旋转坐标系下的数学模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE016A
(8)
根据式（8），并网变流器可以等效为一个两端口输入、单端口输出的三端口网络，且符合功率守恒原理。考虑直流侧储能单元充电、放电模式呈现不同特性，分别得到储能单元充电、放电时微电网直流等效模型。图3是储能单元在充电模式下的系统直流等效拓扑，其中R 1、L 1分别为线路等效电阻和电感，L s为滤波电感，R s为其等效电阻，i 1为电感电流，v dc为直流母线电压。储能单元从系统中吸收功率，由于实现闭环控制可以等效为恒功率负载，用功率P b1表示，同样闭环控制的直流侧负载也等效为恒功率负载，用功率P 1表示。V s为网侧等效电压源。
图4是储能单元处于放电模式的系统直流等效拓扑，此时储能单元给系统中的负载提供功率，根据闭环控制特性，可等效为受控电流源，功率用P b2表示。
在等效直流拓扑图3和图4中，受控电流源i 0与并网变流器输出端口电压V d有关，满足关系式：
Figure DEST_PATH_IMAGE018AA
(9)
第二步、旋转坐标系的非线性能量函数模型。
在储能单元充、放电情况下分别建立微电网系统非线性能量模型。
S1、储能单元充电模式系统非线性能量函数模型的建立:
基于图3所示储能单元充电模式的系统直流等效拓扑，选取状态变量电感电流i 1和直流母线电压v dc为状态变量，对网侧等效电压源V s、并网变流器交流侧输出端口电压V d、电阻R s+R 1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE020A
(10)
其中，定义
Figure 65164DEST_PATH_IMAGE022
Figure 156617DEST_PATH_IMAGE023
为系统的电流能量函数，
Figure 397105DEST_PATH_IMAGE025
Figure 82164DEST_PATH_IMAGE026
为系统的电压能量函数，分别为
Figure DEST_PATH_IMAGE028AA
(11)
Figure DEST_PATH_IMAGE030AA
(12)
S2、储能单元放电模式系统非线性能量函数模型的建立
基于图4所示系统直流等效模型，同样选取状态变量电感电流i 1和直流母线电压v dc为状态变量，对网侧等效电压源V s、并网变流器交流侧输出端口V d、电阻R s+R 1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure DEST_PATH_IMAGE032A
(13)
第三步、并网变流器控制参数稳定约束条件
S1、储能单元充电模式的稳定约束条件
基于电流能量函数式（11）和电压能量函数式（12），可以求得电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导和电压能量函数对电压变量v dc的二阶偏导，分别为：
Figure DEST_PATH_IMAGE034AAA
(14)
Figure DEST_PATH_IMAGE036AA
(15)
由式（14）可知，电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导与变量V d有关，而双闭环控制的并网变流器控制参数也有变量V d有关。并网变流器电流内环控制方程可表示为：
Figure 325189DEST_PATH_IMAGE037
(16)
Figure DEST_PATH_IMAGE066
Figure DEST_PATH_IMAGE041AA
(17)
电压外环控制方程为：
Figure DEST_PATH_IMAGE043A
(18)
由式（16）和式（17），可用并网变流器控制参数列出变量V d表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE045A
(19)
基于式（19）对电流变量i 1求导，最终可以得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE047A
(20)
基于式(20)，可将式（14）进行改写，得到电流能量函数对电流变量i 1的二阶偏导与变流器控制参数的关系式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE049AAA
(21)
接着寻找
Figure DEST_PATH_IMAGE051A
与控制参数的关系，基于端口等效关系式（9）和式（21）可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE053A
(22)
根据式（22），可将电压变量v dc的二阶偏导式（15）转化为：
Figure DEST_PATH_IMAGE055AA
(23)
根据能量函数定理，基于式（21）和式（23），可推得并网变流器控制参数稳定约束条件为：
Figure 366089DEST_PATH_IMAGE056
(24)
Figure 777478DEST_PATH_IMAGE058
为了保障系统稳定运行，式（24）定量给出了储能单元充电模式下，并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的最大取值范围，该范围与恒功率负载功率、蓄电池充电功率、滤波电感参数L s及电容参数C dc有关。
S2、储能单元放电模式的稳定约束条件
同理，可得到储能单元放电模式的并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的稳定约束条件：
Figure DEST_PATH_IMAGE060A
(25)
式（25）并网变流器控制参数最大取值范围也与恒功率负载功率、蓄电池充电功率、滤波电感参数L s及电容参数C dc有关。对比式 (24)和式(25)，当储能单元由充电模式变为放电模式，并网变流器电流内环比例控制参数k ip、电压内环比例控制参数k vp的最大取值范围会显著变大，并网变流器速度会变快。
实施例一：
应用Simulink软件搭建图1所示微电网系统仿真平台，以验证所提并网变流器稳定控制参数取值范围。仿真模型如图5至图10所示。图5为微电网系统主电路仿真模型；图6为直流侧恒功率负载主电路模型，由BUCK变换器连接电阻闭环控制实现，以恒功率负载功率从5kW跃升至42kW来模拟微电网系统的大扰动；图7为储能单元主电路模型，即双向DC-DC变换器连接电池组；图8为储能单元电流闭环控制模型；图9为恒功率负载控制模型；图11为并网变流器控制模型，采用电压外汇、电流内环双闭环控制算法。
两组微电网系统仿真参数如下表所示：
类别 第一组系统参数 第二组系统参数
交流母线电压<i>V</i><sub>s</sub> 311V 311V
直流母线电压<i>v</i><sub>dc</sub> 650V 650V
交流侧滤波电感<i>L</i><sub>s</sub> 0.002H 0.002H
直流侧稳压电容<i>C</i><sub>dc</sub> 0.008F 0.008F
电压环比例控制参数<i>k</i><sub>vp</sub> 4 3.5
电压环积分控制参数<i>k</i><sub>vi</sub> 100 100
电流环比例控制参数<i>k</i><sub>ip</sub> 2.5 2.5
电流环积分控制参数<i>k</i><sub>ii</sub> 80 80
蓄电池充电功率<i>P</i><sub>b1</sub> 2kW 2kW
恒功率负载初始功率<i>P</i><sub>0</sub> 5kW 5kW
恒功率负载初始功率<i>P</i><sub>1</sub> 42kW 42kW
Figure DEST_PATH_IMAGE067
 控制参数不满足稳定取值 控制参数满足稳定取值
当初始负载功率P 0=5kW时，系统处于稳定状态，其稳态工作点表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE062A
(26)
其中，电池充电功率为P b1=2kW，基于式(26)和表1所示参数可以计算此时微电网系统的稳态工作点为：
Figure DEST_PATH_IMAGE069
(27)
将式（27）代入式（24）所示稳定控制参数取值范围，可以求得在储能单元充电模式下，并网变流器电压、电流双闭环控制参数满足：
Figure DEST_PATH_IMAGE071
（28）
由式（28）所示，第一组微电网系统控制参数不满足稳定要求，而第二组微电网系统控制参数满足稳定要求，
首先把不满足条件的第一组微电网系统参数进行仿真应用，当恒功率负载功率P 0功率由5kW阶跃至42kW，恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形分别如图11~13所示。当恒功率负载在t=1s时由5kW阶跃至42kW，直流母线电压在t=1s后无法稳定在650V，如图12所示，同时图13所示的交流侧三相电流波形畸变。综上所述，当微电网系统控制参数不满足式（24）时，微电网系统在大扰动条件下不能稳定运行。
接着把满足条件的第二组微电网系统参数进行仿真应用，同样在恒功率负载功率P 0由5kW阶跃至42kW时，恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形分别如图14~16所示。当恒功率负载在t=1s时由5kW阶跃至42kW，直流母线电压在t=1s后稳定在650V，如图15所示，图16所示交流侧三相电流在大扰动后也会稳定。综上所述，当微电网系统控制参数满足式（24）时，微电网系统在大扰动条件下能够稳定运行。
图11~16仿真结果证明了本专利所提并网变流器控制参数稳定取值范围是正确的。
本发明提出了一种并网变流器控制参数设计方法以增强微电网系统稳定性。首先通过坐标变换得到旋转坐标系下典型微电网系统的直流拓扑，接着建立了系统的非线性能量函数模型，最后推导得到并网变流器控制参数的稳定约束条件。所得不等式给出了并网变流器电压外环比例控制参数k vp、电流内环比例控制参数k ip、恒功率负载功率、储能单元充放电功率、滤波电容、滤波电感、等效内阻和母线电压之间的关系，为并网变流器控制参数设计提供了有力的理论依据。
在上述实施例中，仅对本发明进行示范性描述，但是本领域技术人员在阅读本专利申请后可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对本发明进行各种修改。

Claims (4)

1.一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法，其特征在于：它包括以下步骤：
S1、通过坐标变换得到旋转坐标系下典型系统的直流系统拓扑；
典型微电网系统包括储能单元、并网变流器、直流侧恒功率负载和LC滤波装置；
Vabc表示交流母线电压幅值，Iabc表示交流侧三相电流，θ代表电网电压相位，vdc代表直流母线电压，vs为交流母线电压，P1为直流恒功率负载功率，Pb1为电池充电功率，Ls为交流侧滤波电感，Rs为电感Ls的等效电阻，Cdc为直流侧稳压电容，ib代表电池充放电电流，vdcref代表直流母线电压参考值，ud、uq为交流三相电压经过Park坐标变换后得到的dq轴电压分量的实际值；id、iq为交流侧滤波电感电流经过Park变换后得到dq轴电流分量实际值，idref、iqref是电流给定值，kip为并网变流器电流内环比例控制参数，kvp为电压外环比例控制参数；
首先对并网变流器在abc静止坐标系进行建模，定义开关函数sk为：
Figure FDA0003475230750000011
应用基尔霍夫电压定律可得：
Figure FDA0003475230750000012
由三相系统对称性可得：
ea+eb+ec＝0
ia+ib+ic＝0
可得出：
Figure FDA0003475230750000013
其中，vNo为N、O两参考点间电势差；
对直流侧电容及负载节点应用基尔霍夫电流定律可得：
Figure FDA0003475230750000021
为了简化分析，将两相旋转dq坐标系的d轴方向与电网电动势E同轴，且初始条件下d轴与abc坐标系下的a轴同轴；
需进行等功率坐标变换，即变换前后功率相等；首先利用C32变换矩阵将abc三相静止坐标下的量转化到两相静止αβ坐标系下；再利用C2s2r变换矩阵将αβ坐标系下的量转化到两相旋转dq坐标系下；得到三相静止坐标系abc到同步旋转坐标系dq的变换矩阵为：
Figure FDA0003475230750000022
应用上式对并网变流器模型式
Figure FDA0003475230750000023
和
Figure FDA0003475230750000024
进行变换，得到并网变流器在dq旋转坐标系下的数学模型：
Figure FDA0003475230750000025
根据上式，并网变流器可以等效为一个两端口输入、单端口输出的三端口网络，且符合功率守恒原理；考虑直流侧储能单元充电、放电模式呈现不同特性，分别得到储能单元充电、放电时微电网直流等效模型；
受控电流源i0与并网变流器输出端口电压Vd有关，满足关系式：
Figure FDA0003475230750000031
其中，i1为电感电流，vdc为直流母线电压；
S2、建立系统的非线性能量函数模型；
S2-1、在储能单元充电模式下，建立系统非线性能量函数模型；
基于S1中，储能单元充电模式时微电网直流等效模型，选取状态变量电感电流i1和直流母线电压vdc为状态变量，对网侧等效电压源Vs、并网变流器交流侧输出端口电压Vd、电阻Rs+R1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure FDA0003475230750000032
其中，定义A(i)为系统的电流能量函数，B(v)为系统的电压能量函数，分别为
Figure FDA0003475230750000033
Figure FDA0003475230750000034
S2-2、在储能单元放电模式下，建立系统非线性能量函数模型；
基于S1中，储能单元放电模式时微电网直流等效模型，选取状态变量电感电流i1和直流母线电压vdc为状态变量，对网侧等效电压源Vs、并网变流器交流侧输出端口电压Vd、电阻Rs+R1、储能单元、恒功率负载和电容列出非线性能量函数模型：
Figure FDA0003475230750000035
S3、推导并网变流器控制参数的稳定约束条件；
S3-1、储能单元充电模式的稳定约束条件
基于电流能量函数
Figure FDA0003475230750000041
和电压能量函数
Figure FDA0003475230750000042
可以求得电流能量函数对电流变量i1的二阶偏导和电压能量函数对电压变量vdc的二阶偏导，分别为：
Figure FDA0003475230750000043
Figure FDA0003475230750000044
由式
Figure FDA0003475230750000045
可知，电流能量函数对电流变量i1的二阶偏导与变量Vd有关，而双闭环控制的并网变流器控制参数也有变量Vd有关；并网变流器电流内环控制方程可表示为：
Figure FDA0003475230750000046
Figure FDA0003475230750000047
电压外环控制方程为：
Figure FDA0003475230750000048
由式
Figure FDA0003475230750000049
和
式
Figure FDA00034752307500000410
可用并网变流器控制参数列出变量Vd表达式：
Vd＝-{kip[kvp(vdc-vdc,ref)-kvi∫(vdc-vdc,ref)dt-i1]+kii∫(idref-i1)dt}-ωliq+ed
基于上式对电流变量i1求导，最终可以得到：
Figure FDA0003475230750000051
基于上式，可将式
Figure FDA0003475230750000052
进行改写，得到电流能量函数对电流变量i1的二阶偏导与变流器控制参数的关系式为：
Aii(i)＝Rs+kip
接着寻找Bvv(v)与控制参数的关系，基于端口等效关系式
Figure FDA0003475230750000053
和式Aii(i)＝Rs+kip可得：
Figure FDA0003475230750000054
根据上式，可将电压变量vdc的二阶偏导式
Figure FDA0003475230750000055
转化为：
Figure FDA0003475230750000056
根据能量函数定理，基于式Aii(i)＝Rs+kip和
式
Figure FDA0003475230750000057
可推得并网变流器控制参数稳定约束条件为：
Figure FDA0003475230750000058
上式定量给出了储能单元充电模式下，并网变流器电流内环比例控制参数kip、电压内环比例控制参数kvp的最大取值范围；
S3-2、储能单元放电模式的稳定约束条件
与S3-1同理，可得到储能单元放电模式的并网变流器电流内环比例控制参数kip、电压内环比例控制参数kvp的稳定约束条件：
Figure FDA0003475230750000061
上式定量给出了储能单元放电模式下，并网变流器电流内环比例控制参数kip、电压内环比例控制参数kvp的最大取值范围。
2.根据权利要求1所述的一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法，其特征在于：并网变流器是双向AC-DC变流器，可以运行在整流和逆变两种模式，应用直流母线电压外环、交流侧滤波电感电流内环的双闭环控制，该双闭控制策略可维持直流母线电压恒定，为直流侧储能单元、恒功率负载正常接入提供直流电压支撑；直流母线电压vdc与母线电压给定值vdcref进行比较，经过PI调节得到有功电流给定值idref；由于系统工作在单位功率因数下，因此无功电流给定值iqref＝0；可将三相电流实际值通过abc-dq变换，得到有功电流、无功电流实际值id、iq，将电流给定值idref、iqref分别与实际值id、iq进行比较，经过PI调节，即可得到DC-AC变换器交流输出电压参考分量，再与电网电压dq轴分量ud、uq和电感的耦合分量ωLid和ωLiq叠加计算后，进行abc-dq反变换，输入到PWM模块，最终产生DC-AC并网变流器的驱动信号。
3.根据权利要求1所述的一种微电网系统并网变流器控制参数设计方法，其特征在于：当储能单元由充电模式变为放电模式，并网变流器电流内环比例控制参数kip、电压内环比例控制参数kvp的最大取值范围会变大，并网变流器速度会变快。
4.一种用于验证并网变流器控制参数稳定取值范围正确性的方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1、应用Simulink软件搭建微电网系统仿真平台；
S2、取两组微电网系统仿真参数，包括网侧等效电压源Vs、直流母线电压vdc、交流侧滤波电感Ls、直流侧稳压电容Cdc、电压环比例控制参数kvp、电压环积分控制参数kvi、电流环比例控制参数kip、电流环积分控制参数kii、蓄电池充电功率Pb1、恒功率负载初始功率P0、恒功率负载初始功率P1；
稳态工作点表达式为：
Figure FDA0003475230750000071
根据上式和仿真参数可以计算出此时微电网系统的稳态工作点；将vdc和i1,ref代入稳定控制参数取值范围：
Figure FDA0003475230750000072
可以求得在储能单元充电模式下，并网变流器电压、电流双闭环控制参数满足的具体值；从而得出两组微电网系统控制参数是否满足稳定要求；
S3、将不满足条件的一组微电网系统参数进行仿真应用，得出恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形，此步骤验证了，当微电网并网变流器控制参数不满足式
Figure FDA0003475230750000073
时，微电网系统在大扰动条件下不能稳定运行；
S4、将满足条件的一组微电网系统参数进行仿真应用，得出恒功率负载功率阶跃、直流母线电压和交流侧三相电流波形，此步骤验证了，当微电网系统并网变流器控制参数满足式
Figure FDA0003475230750000081
时，微电网系统在大扰动条件下能够稳定运行。
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