CN1168979A - 信号质量检测器及其方法 - Google Patents

Abstract

信号质量检测器206及其模拟方法，在具有至少一个预定频率的信号上工作，该检测器包括符号检测器209，它与信号连接，用于提供一个时间周期内的最大离散时间傅里叶变换值，该最大离散时间傅里叶变换值与至少一个预定频率之一相应，能量检测器217，用于提供与该时间周期内的信号能量值相应的能量估值，以及组合逻辑块219，用于将最大离散傅里叶变换值与能量估值组合起来以提供信号质量估值或信号功率或噪声功率。

Description

信号质量检测器及其方法

本发明涉及信号质量检测器，它包括但不限于能够按照逐个符号估算精确信号质量的检测器。

一般地，信号质量检测器是公知的。存在各种形式的信号功率估算器。信号噪声比(SNR)是信号质量的一种指示是公知的。

然而，迄今专业人员一般测量信号加噪声，因为常规上不能消除噪声，并且假定这种质量是信号功率的合理近似。当然，只有当信号相对于噪声非常强时这种假定才是精确的，并且当噪声和信号接近相同的幅度级时，这种假定逐渐变为较差的估值。

在任何情况下，专业人员为获得所需的噪声功率的估值，他们或者等待或者强制信号功率接近零的状态。这种方案的不便是显然的，通常造成最好相对少地进行噪声估算。除了这种不便之外，当专业人员需要最高的精确度，特别是当实际SNR最低时，与信号功率估值相关的不精确性趋于最大。

显然需要一种在同时存在信号和噪声时能够产生可靠结果的信号质量检测器或信号功率检测器和模拟方法。

为实现上述目的，本发明提供一种信号质量检测器，用于在具有至少一个预定频率的信号上工作，该检测器包括下列的组合：

符号检测器，与信号相连，用于提供一个时间周期内的最大离散时间傅里叶变换值，所述最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率中选择的一个预定频率相应；

能量检测器，用于提供与所述时间周期内所述信号的能量值相应的能量估值；以及

一个组合逻辑块，用于将所述最大离散傅里叶变换值与所述能量估算组合起来以提供信号质量估值。

本发明还提供一种对于具有至少一个预定频率的信号提供信号质量估值的方法，该包括步骤：

提供一个时间周期内的最大离散时间傅里叶变换值，所述最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率选择的一个预定频率相应；

提供与所述时间周期内所述信号的能量值相应的能量估值；以及

将所述最大离散时间傅里叶变换值与所述能量估值组合起来以提供信号质量估值。

通过参照附图，能够更好地理解本发明及其优点。

图1是适于采用本发明的一个实施方式的选择性消息传送系统的框图；

图2是包括适用于图1的消息传送系统的信号质量检测器的最佳实施方式的接收机的更详细的框图；

图3是图2的信号质量检测器的实施方式的更加详细的框图；

图4是便于理解图2和图3中某些功能的FSK基带信号的示例性信号图；

图5是提供信号质量估值的方法的最佳实施方式的流程图。

一般地，本发明涉及信号质量检测器及其模拟方法，将其设计为对一个信号进行操作，这个信号最好是具有至少一个预定频率的频移键控(FSK)信号，但是同样适用于相移键控(PSK)信号，该预定频率最好是与四个不同符号中的每一个相应的一个预定频率。这样的检测器和方法可以有利地用于比如无线消息传送系统这样的通信系统中的各种接收机中。该检测器的最佳形式实质上是在一个执行软件的数字信号处理器(DSP)中实现的，这种软件很容易由本领域内普通技术人员根据这里所公开的内容编写。另外，该信号质量检测器易于被修改并实现为一个或多个集成电路，比如半定制集成电路。

该信号质量检测器包括一种装置，最好是一个符号检测器，它与信号连接，用于提供一个时间周期(最好是符号时间周期)内一个最好是最大离散时间傅里叶变换(DTFT)值，该最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率中选择的一个预定频率相应。如果在实用中实际相应频率是已知的，则可以用离散傅里叶变换(DFT)替换最佳的DTFT。另外包括一个能量检测器，用于提供在该时间周期内与信号能量值相应的能量估值，以及一个组合逻辑块，用于将最大离散时间傅里叶变换值与能量估值组合起来以提供信号质量估值。

为一个信号、最好是具有至少一个预定频率的频移键控(FSK)信号提供信号质量估值的模拟方法，包括步骤：提供一个时间周期内最大离散时间傅里叶变换值，该最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率中选择的预定频率相应，提供与该时间周期内信号的能量值相应的能量估值，并且将最大离散时间傅里叶变换值与能量估值组合起来以提供信号质量估值或信号功率或噪声功率估值。

总体上看，本发明讨论各种技术，从而可以利用公知的信号特性，以同时估算信号能量或功率和噪声能量或功率。在最佳实施方式中，信号能量聚集在确定数目个(最好为4个)频率之一处，噪声是不相关的或者大体上不相关的，可以按照逐个符号获得信号功率、噪声功率和SNR的估值。这种能力可以用于信道状况以相对频繁间隔大范围变化的无线消息传送系统中。

参照附图，以便更好地理解本发明最佳实施方式中的发明原理，首先看最佳配置，图1以总体框图形式给出一个选择性消息传送系统(100)。该系统包括一个与比如公用电话交换网这样的消息源(101)连接的交换机、终端或控制器(103)。控制器(103)与选择性消息发射机系统或基站发射机(105)连接，并且向该发射机系统提供比如寻呼消息这样的消息以及控制/调度信息。

每个基站发射机(绘出了一个)利用控制/调度信息以及消息，根据选定的调制技术，比如最好是频移键控(FSK)调制但同样适用相移键控(PSK)调制或正交幅度调制(QAM)，对无线频率载波进行调制，并且在最好是无线信道(106)上，作为调制无线频率载波，从天线将消息发射到比如经过相应天线的寻呼消息单元(PMU)这样的选择性消息传送单元(107)。尽管示出了两个PMU，但是应理解到在实际系统中可以存在多个这样的单元，并且每个基站发射机能够向许多个这样的PMU传送消息。

以上所述适用于所谓的单向选择性消息传送系统，其中消息是从基站发射机传送到PMU的。在双向系统中，其中，或者是自发地或者是响应于来自基站发射机的消息，可以在PMU中产生消息，该消息传送系统将另外具有一个或多个基站接收机(109)。在这样的系统中，PMU(107)在各自的上行无线信道(110)上从其各自天线将比如确认(ACK)或状态消息这样的消息经过天线(108)发射到一个或多个基站接收机(109)。如所示，接收机与控制器(103)连接，并且允许控制器(103)在这里未提及的适当情况下向适当基站发射机提供非确认(NACK)信号等。

注意，所示的选择性消息传送系统(100)仅是用于本公开的示例性配置，是为了便于公开，无论如何不能用于限定本发明的实质和范围。实际系统可以包括另外有效的基站发射机、PMU、基站接收机，并且可以包括一种覆盖，比如说是用于在每个基站发射机上保持一个公用时间基准以便于象从多个基站发射机同播消息这样的功能的基于卫星的系统。无线信道(106)或者上行无线信道(110)可以是相同的或不同的无线频率，取决于系统设计或直接用途。在任何情况下，本公开主要讨论适用于例如在PMU中的接收机并且最好是基站接收机(109)的发明原理，虽然这些原理可以应用在包括几乎所有通信系统的许多领域。

因此，重点放在接收机(109)的更详细的框图图2上，图中相同的标号指相同的实体。图2示出天线(108)，与无线频率前端(201)连接，在此，对来自上行无线信道(110)的消息进行放大、滤波、与低频基带信号混合，然后解调，在输出端(202)形成基带信号，比如图4中所示的示例形式，所有的操作都是根据本领域内熟练的技术人员所明白的方案进行的。

图4中的信号绘出一个示例性基带信号(400)，包括同相分量(I)和正交分量(Q)，它们是利用代表四个可能符号的变化频率信号得以FSK调制的，具体地在最佳系统中，这四个可能符号是+/-2400Hz和+/-800Hz。四个符号时间周期(401，402，403，404)被示为时间周期(401)由具有最好为+2400Hz的第一频率(405)的第一信号占据，该信号代表第一符号。类似地，时间周期(402)由具有最好为+800Hz的第二频率(407)的第二信号占据，该信号代表第二符号。在符号时间周期(403)中，重复第一频率，但是对于产生负频率信号的正交分量具有相反的符号或相位，即最好为-2400Hz，并且在符号时间周期(404)中，类似地重复第二频率，具有相反的相位，或者最好为-800Hz。图4中所示的每个符号时间周期如在最佳实施方式中一样持续时间为2.5毫秒(ms)。在可替代的最佳实施方式中，持续时间为1.25毫秒。这些符号持续时间分别与每秒400或800符号速率相应，并且当最佳系统每个符号编码2比特时，分别与每秒800和1600比特(bps)速率相应。

具有基带信号(400)的输出端(202)连接到采样器(203)，在此，以每秒20000次的采样速率，对基带信号，既包括同相(I)(413)或实分量又包括正交(Q)(415)或虚分量，进行采样或者转换为数字信号。I和Q分量的每个采样由模拟至数字转换器(未具体示出)转换为16位数字字。在图4所示的每个符号时间周期内，以这样的采样速率取得50个采样，从而产生50个数字字，或者在替换的1600bps实施方式中每个周期产生25个采样。在任一情况下，在输出端(208)将数字字作为采样数字数据X_i(n)，X_q(n)送到频率获取块(205)和符号质量检测器(206)，具体地是符号检测器(209)和能量估算器(217)。

频率获取块(205)工作，以获取实际基带载波频率或频率误差，如图4中0Hz所示。在实际系统中，由于各种原因，发射信号的实际载波频率与发射机的正常载波频率或者接收机所期望的发射机的载波频率不同，这种差别称为频率误差。在实际接收机中这种频率误差相当于符号频率的频率变换，如图4中所示。假设，如果频率误差是500Hz，则图4中所示的符号在相应的符号时间(401，402，403，404)中将被解调或恢复为+2900Hz，+1300Hz，-1900Hz和-300Hz信号。

频率获取块(205)，相应于一个频率误差，从多点(最好是67点)选择一个最大幅度离散时间傅里叶变换(DTFT)，在频率上计算的DTFT均匀地分布在可以观察的可能频率范围之内，对于15Hz的分辨率最好每30Hz地分布。在最佳系统中，将这种获取阶段设定为在信号的静载波部分内工作，并且这种范围是+/-1000Hz或者1000Hz可能频率误差。在检测到最大幅度DTFT之后，获得频率误差Δf，作为与最大幅度DTFT相应的频率，更具体地是归一化频率误差Δω＝2πΔf/f_s，其中f_s是采样频率，最好是20000Hz。

该频率误差在输出端(207)送到信号质量检测器(206)，具体地是符号检测器(209)，并且在符号选择过程中被采用。这种使用以及符号选择过程在共同未决申请PF01181NA中进一步说明，该申请的名称是“具有改进效率的信号处理器”，申请人为陈(Chen)，申请日与本申请相同，被转换给相同的受让人。该申请在此引用为对比文献。

这里所讨论的信号质量检测器(206)最好在如图4所示的频移键控(FSK)信号上工作，这种信号具有多个预定频率，每个频率最好与一个可能符号相应。该信号质量检测器在PSK信号上同样好地发挥作用，并且实际上能够略做某些简化，因为通常PSK信号只有一个所用频率，而不是每个符号一个频率。在任何情况下，该信号质量检测器包括一个符号检测器(209)，它在输出端(208)与采样数字数据连接，最好是采样数据形式的FSK信号，并且在一个时间周期(最好是符号时间周期)内工作以提供最大离散时间傅里叶变换值，该最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率或多个预定频率中选择的一个预定频率相应。

符号检测器(209)包括一个信号处理器(210)，该处理器与采样数字数据连接，并且该处理器又与一个幅度选择器(211)连接。该信号处理器工作如在上述共同未决申请中所说明的那样工作，形成DTFT，每个DTFT与每个预定或符号频率相应。幅度选择器最好如一个比较器那样工作，如所理解地，从信号处理器(210)所提供的最好为四个的所有DTFT中选择最大的幅度DTFT。幅度选择器(211)向组合逻辑块(219)提供最大离散时间傅里叶变换值，并且向解码器(213)提供一系列符号，每个符号时间周期一个，或者提供其数字表示。解码器然后根据如在现有技术中公知的并且采用的任何空中连通协议(over the air protocol)，在输出端(215)将这些符号解码为数据或二进制流。因为空中连通协议及解码的细节一般是广泛了理的，并且与本公开并非进一步相关，所以不再进一步描述。

信号质量检测器中另外包括一个能量检测器(217)，用于提供在时间周期或符号时间周期上与信号或采样数据信号(最好是FSK信号)的能量值相应的能量估值，以及一个组合逻辑块(219)，它工作为将最大离散时间傅里叶变换值和能量估值组合起来以在输出端(226)提供信号质量估值。组合逻辑块(219)包括一个信号功率检测器(223)，它在时间周期或符号时间周期内在输出端(224)上提供估算的信号功率(最好是FSK信号功率)，以及一个噪声功率检测器(221)，用于在时间周期内在输出端(222)上提供估算的噪声功率。两者都与能量估值和最大离散时间傅里叶变换连接，并且两者都将其各自的功率估值连接到除法器(225)，在此形成相应的信号噪声比(SNR)。

输出端(222，224)为系统控制器所用，例如用于定向消息传送路由。输出端(224)的信号功率估值例如对于接收机(109)是PMU的相对近似的良好指示，而输出端(222)的噪声功率估值是从PMU传输的本地干扰的良好指示。这两个同时发现或获得但是独立的功率可以有利地用于显著提高频率复用从而提高消息传送系统的容量或总处理能力。

将信号质量估值或SNR连接到符号质量发生器(227)，在此产生符号位置的优先排序列表并送到解码器(213)，这些都如在Chen和Sammartino所递交的名称为“自适应里德-索络蒙解码器及其方法”的共同未决申请PT02132U中说明，该申请具有相同的申请日，被转让给相同的受让人，在此引用为对比文献。

参照图3，与图2中相同的部件标以相同的标号，图中示出了信号质量检测器(206)的更详细的框图。输出端(208)的采样数字数据连接到符号检测器(209)，具体地是最佳形式的信号处理器即DTFT引擎(301)，后者又与幅度选择器(211)连接。如下所示，幅度选择器的输出端(302)可以是信号的峰值PV_X＝N²P_S+NP_N，其中P_S和P_N分别是信号功率和噪声功率。另外，采样数字数据连接到能量检测器(217)，后者以最佳加法器的形式(303)在符号时间周期内对采样数据FSK信号的每个采样求平方，以提供平方采样，并且形成平方采样和，以提供能量估值。如下所示，这等于E_T＝NP_N+NP_S或符号时间周期内的总能量。

在讨论组合逻辑块(219)细节之前，适当回顾一下信号质量检测器的数学基础。假设在一个符号隙内收到的M元FSK信道的数字信号是X(n)＝X_S(n)+X_N(n)，n＝0，1，…，N-1，    (1)其中X_N(n)是白高斯噪声，而X_S(n)是消息信号，它可以表示为 $X_S\left(n\right)=A_S{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{n\Δt}},n=\mathrm{0,1},...,N-1,----\left(2\right)$ 其中Δt是时间域采样间隔或1/f_s＝1/20000，NΔt是符号周期，最好等于2.5ms，而f_m是M个频率中的一个，比如用于M元FSK调制的±2400或±800Hz。于是，任务是从接收数字信号X(n)中估算或预测：

a)消息信号功率 $P_S=A_S^2=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_S\left(n\right)\right|}^2,----\left(2\right)$

b)平均噪声功率 $P_N=E\left[\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|x_N\left(n\right){|}^2],----\left(4\right)$

以及信号质量级或信号噪声比 $\mathrm{SNR}=\frac{P_S}{P_N}----\left(5\right)$ 其中E[.]指平均或期望。

下面给出估值P_S和P_N的详细推导过程。合理地假设消息信号X_S(n)和噪声X_N(n)是非相关的，则符号隙内的X(n)总能量E_T是符号隙内噪声能量E_N与消息信号能量E_S的和。这可以表示为E_T＝E_S+E_N，                        (6)其中 $E_T=E\left[\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|x\left(n\right){|}^2],----\left(7\right)$ $E_S=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|x_S\left(n\right){|}^2,----\left(8\right)$ 以及 $E_N=E\left[\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|x_N\left(n\right){|}^2],----\left(9\right)$ 因此，E_T＝NP_N+NP_S，                                 (10)

现在，将M个分配的符号频率f_k(k＝1，2，…，M)上的X(n)的DTFT(离散时间傅里叶变换)定义为并且如此计算 $X\left(f_k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_k\mathrm{n\Δt}},k=1,...,M,----\left(11\right)$ 以及

X(f_k)＝X_S(f_k)+X_N(f_k)，k＝1，…，M，       (12)其中X_S(f_k)是在M个分配符号频率上X_S(n)的DTFT，X_N(f_k)是X_N(n)的DTFT。

假设符号隙中的消息频率是f_m，则|X_S(f_k)|²，k＝1，…，M的峰值PV_s是f_k＝f_m，以及 $P{V}_S={\left|X_S\left(k_m\right)\right|}^2=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|A_S\right|}^2=N^2{A}_S^2=N^2{P}_S.----\left(13\right)$ 因为X_N(n)是白高斯噪声，则易于证明：E[|X_N(f_m)|²]＝E_N＝NP_N                                (14)假设|X(f_k)|²，k＝1，…，M的峰值PV_X与|X_S(f_k)|²的峰值PV_s在f_k＝f_m处是并置的，并且因为X_N(f_k)和X_S(f_k)是非相关的，则由公式(12)，得E[PV_X]＝E[|X(f_m)|²]＝|X_S(f_m)|²+E[|X_N(f_m)|²]          (15)

  ＝N²P_S+NP_N公式(10)和(15)得到下式 $P_S=\frac{1}{N(N-1)}\left\{E\right[P{V}_X]-E_T\}----\left(16\right)$ 以及 $P_N=\frac{1}{N(N-1)}\{N{E}_T-E[P{V}_X\left]\right\}.----\left(17\right)$ 因此， $\mathrm{SNR}=\frac{E\left[P{V}_X\right]-E_T}{N{E}_T-E\left[P{V}_X\right]}----\left(18\right)$ 其中E[PV_X]是|X(f_k)|²，k＝1，…，M最大值的期望值，E_T由公式(7)给出。

由此，在运算中P_N和P_S以及SNR可以如此估算： ${\stackrel{\‾}{P}}_S=\frac{1}{N(N-1)}\{{\stackrel{\‾}{\mathrm{PV}}}_X-{\stackrel{\‾}{E}}_T\},----\left(19\right)$ ${\stackrel{\‾}{P}}_N=\frac{1}{N(N-1)}\{N{\stackrel{\‾}{E}}_T-{\stackrel{\‾}{\mathrm{PV}}}_X\},----\left(20\right)$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}=\frac{{\stackrel{\‾}{\mathrm{PV}}}_X-{\stackrel{\‾}{E}}_T}{N{\stackrel{\‾}{E}}_T-{\stackrel{\‾}{\mathrm{PV}}}_X}----\left(21\right)$ 其中，P_S、P_N和 SNR分别是P_S、P_N和SNR的估值， PV_X和 E_T分别是E[PV_X]和E_T的估值。根据公式(15)，E[PV_X]可以由|X(k)|²，k＝1，…，M的最大值估算。因为 PV_X是符号恢复的副产物，所以 P_S、 P_N和 SNR的估算非常有效。根据公式(7)，E_T可以由下式估算： ${\stackrel{\‾}{E}}_T=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x\left(n\right)\right|}^2----\left(22\right)$ 公式(19)、(20)和(21)按照逐个符号给出P_S、P_N和SNR的估算，并且如果需要，可以扩展为逐包地估算。

再参照图3，具有各自信号的输出端(302，304)分别连接到信号和噪声功率检测器(223，221)。信号功率检测器包括一个加法器(305)，它提供与最好是FSK信号功率的估算信号功率成正比的输出。给定所指示的极性，这种估算FSK信号功率相应于最大离散时间傅里叶变换值PV_X与平方采样和E_T之间的差。加法器(305)的输出端连接到乘法器，由1/N(N-1)加权，产生信号功率P_S。

噪声功率检测器(221)提供在符号时间周期内的估算噪声功率。乘法器(331)首先对E_T加权N，向加法器(309)提供NE_T。加法器(309)提供与估算噪声功率成正比的输出，估算噪声功率相应于在符号时间周期内由采样数N加权的平方采样和E_T或NE_T与最大离散时间傅里叶变换值PV_X之间的差。这一输出连接到乘法器(313)，并由1/N(N-1)加权以产生噪声功率P_N。如上所述，信号功率检测器和噪声功率检测器输出P_S和P_N分别连接到除法器(225)，在(226)提供信号质量估值，具体地是SNR。如果只需要SNR，则可以直接除加法器(305，309)的输出，以形成SNR，从而省去了许多乘法运算。

如前所述，信号质量检测器可以实质上做在一个或多个集成电路中或者做成执行软件的数字信号处理器，该软件易于由本领域内普通技术人员之一编写以执行上述操作。在操作中，采用了如图5中流程图形式所示的用于对具有至少一个预定频率的信号提供噪声功率或信号功率或信号质量估值的方法。该方法在(501)开始，并且在步骤(503)接收一个信号，然后在步骤(505)对该信号采样以提供采样数据，最好是FSK信号。

在步骤(507)使用该采样信号，提供在一时间周期(最好是符号时间周期)内的最大DTFT值。该最大DTFT值与从至少一个预定频率中选择的一个预定频率相应。更具体地，步骤(507)包括在每个预定频率处获得或提供一个DTFT的步骤(513)和用于选择最大幅度DTFT以提供最大DTFT值的步骤(515)。

来自步骤(505)的采样信号又在步骤(509)采用，以提供在最好是符号时间周期内与信号能量值相应的能量估值。步骤(509)包括在产生平方采样的符号时间周期内提供最好是FSK信号的采样数据的每个采样的平方的步骤(517)，还包括形成平方采样和以提供在最好是符号时间周期的时间周期内的信号的能量估值的步骤(519)。

然后在步骤(511)将最大离散时间傅里叶变换值与能量估值组合起来以提供信号功率、噪声功率和信号质量估值。在步骤(511)中包括用于提供在时间周期内最好是FSK的估算信号功率的步骤(521)，用于提供在时间周期内的估算噪声功率的步骤(523)，以及用于提供与最好是FSK的估算信号功率和估算噪声功率相应的估算信号噪声比的步骤(525)。

步骤(521)包括将最大DTFT值加到能量估值的负值上、以提供在符号时间周期内与最好是FSK的估算信号功率成正比的信号的步骤(527)，该信号相应于最大DTFT值与平方采样和之间的差。步骤(529)将该结果乘以1/N(N-1)，以提供信号功率估值。步骤(523)包括对能量估值加权或乘以N的步骤(531)以及与最大DTFT的负值相加以提供与符号时间周期内的估算的噪声功率成正比的信号的步骤(533)，其中估算的噪声功率相应于在符号时间周期内由采样数N加权的平方采样和与最大离散时间傅里叶变换值之间的差。在步骤(535)对该结果加权或乘以1/N(N-1)，以提供估算的噪声功率。可选择地，如虚线(538)所示，当只需要信号质量估值或SNR时，步骤(525)可以响应于步骤(527，533)工作，从而略去步骤(529，535)。在任何情况下，对每个符号重复图5的过程，如(537)所示。

本领域内普通技术人员应理解到，所公开的装置和方法提供各种方案，用于按照逐符号或逐包同时确定信号功率、噪声功率或信号质量估值，而不兼顾任何信号或系统特性，或者不必要地增加处理资源负担。这些发明结构和方法可以容易地和有利地用在无线选择性消息传送系统、基站接收机或其他通信接收机或系统中，以提供信号质量预测器或信号功率估值，以及相应的检测信号质量的方法。因此，本发明能够满足通信无线通信系统长期所需，方便了需要精确和同时信号或噪声功率信息的系统、接收机、解码器等。这种信息例如通过便于精确定向消息传送，可以有利地用于提供解码器的更大的纠错精度或者更大的系统容量。

对于本领域内熟练的技术人员而言，显然可以对所公开的发明进行各种方式的修改，可以采用除了如上所具体给出的最佳形式之外的许多实施方式。例如，在FSK系统中以最佳形式所述的发明过程和装置将同样很好地应用于PSK系统。因此，所附权利要求希望覆盖落在本发明的实质和范围之内的所有修改。

Claims (10)

1.信号质量检测器，用于在具有至少一个预定频率的信号上工作，该检测器包括下列的组合：

符号检测器，与信号相连，用于提供一个时间周期内的最大离散时间傅里叶变换值，所述最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率中选择的一个预定频率相应；

能量检测器，用于提供与所述时间周期内所述信号的能量值相应的能量估值；以及

一个组合逻辑块，用于将所述最大离散傅里叶变换值与所述能量估算组合起来以提供信号质量估值。

2.权利要求1的信号质量检测器，其中所述组合逻辑块还包括信号功率检测器，用于提供所述时间周期内的估算信号功率。

3.权利要求1的信号质量检测器，还被设计和构造为在采样数据FSK信号上工作，其中所述时间周期与一符号时间周期相应。

4.权利要求3的信号质量检测器，其中所述能量检测器对所述符号时间周期内的所述采样数据FSK信号的每个采样求平方，以提供平方采样，并且形成所述平方采样的和，以提供所述能量估值。

5.权利要求4的信号质量检测器，其中所述组合逻辑块还包括信号功率检测器，用于提供所述符号时间周期内的估算FSK信号功率，所述估算FSK信号功率相应于所述最大离散时间傅里叶变换值与所述平方采样的所述和之间的差。

6.对于具有至少一个预定频率的信号提供信号质量估值的方法，该包括步骤：

提供一个时间周期内的最大离散时间傅里叶变换值，所述最大离散时间傅里叶变换值与从至少一个预定频率选择的一个预定频率相应；

提供与所述时间周期内所述信号的能量值相应的能量估值；以及

将所述最大离散时间傅里叶变换值与所述能量估值组合起来以提供信号质量估值。

7.权利要求6的方法，其中所述组合步骤还包括提供所述时间周期内的估算信号功率的步骤。

8.权利要求7的信号质量检测器，其中所述组合步骤还包括提供所述时间周期内的估算噪声功率的步骤。

9.权利要求6的方法，还被设计为在采样数据FSK信号上工作，其中所述时间周期与符号时间周期相应。

10.权利要求9的方法，其中所述提供所述能量估值的步骤还对所述符号时间周期内的所述采样数据FSK信号的每个采样求平方以提供平方采样，并且还包括形成所述平方采样的和以提供所述能量估值的步骤。

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