CN116868496A - 电力变换装置的控制装置以及控制方法 - Google Patents

电力变换装置的控制装置以及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN116868496A
CN116868496A CN202280012968.9A CN202280012968A CN116868496A CN 116868496 A CN116868496 A CN 116868496A CN 202280012968 A CN202280012968 A CN 202280012968A CN 116868496 A CN116868496 A CN 116868496A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
fet
turned
charging
gate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202280012968.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN116868496B (zh
Inventor
铃木哲治
熊本佳人
若松降仁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Meidensha Corp
Original Assignee
Meidensha Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Meidensha Corp filed Critical Meidensha Corp
Publication of CN116868496A publication Critical patent/CN116868496A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN116868496B publication Critical patent/CN116868496B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters

Abstract

提供能够防止由于施加于上相侧FET的高电压而误动作、产生上下相的支路短路的电力变换装置的控制装置。在电池50的正、负极端P、N之间串联连接保险丝51、主接触器52及电解电容器C21，在电解电容器C21的正、负极端之间连接将上相侧FET(54U、54V、54W)及下相侧FET(54X、54Y、54Z)桥接而成的逆变器54，将电解电容器C21的预备充电用的电阻R1并联连接于主接触器52，设定所述电阻R1的电阻值，以使得在从连接了电池50起到接通键开关为止的预备充电期间，当上相侧FET被控制为断开、下相侧FET被控制为接通时，得到能够抑制为上相侧FET不会接通的栅极‑源极间电压的电解电容器C21的充电电压值。

Description

电力变换装置的控制装置以及控制方法
技术领域
本发明涉及被应用于对例如电池叉车等电动车辆的驱动、且将功率MOSFET等用于主控制电路的逆变器/转换器等电力变换装置的控制装置。
尤其涉及具有FET支路栅极驱动电路的控制装置、控制方法，该FET支路栅极驱动电路构成为在上下相支路配备FET并在自举电路的电容器中积蓄上相侧FET支路的栅极驱动用能量以驱动FET栅极。
背景技术
在图1～图5中示出以往的应用于对电池叉车等电动车辆的驱动的电力变换装置的结构例。图1示出以电池作为电源的电动车辆的马达驱动用逆变器的整体结构，50为电源用电池。在电池50的正极端P与负极端N之间串联连接有保护保险丝51、用于在异常时切断电源的主接触器(MC)52以及电源平滑用的电解电容器C21。
在保险丝51及主接触器52的共用连接点(P2)与主接触器52及电解电容器C21的共用连接点(P3)之间，连接有用于以长时间常数向电解电容器C21充入电荷的充电用电阻(第1充电用电阻)R1。
对充电用电阻R1并联连接有P沟道型充电用FET 53和用于以短于充电用电阻R1的充电时间常数向电解电容器C21充入电荷的充电用电阻(第2的充电用电阻)的串联电路。
在充电用电阻R1和R3的共用连接点(电解电容器C21的正极端P3)与电解电容器C21的负极端(N)之间，连接有在电池50断开时(将电池50的连接切断时)使电解电容器C21的电荷放电的放电用电阻R2。
在电解电容器C21的正极端(P3)与负极端(N)之间，连接有将上相侧FET 54U、54V、54W及下相侧FET 54X、54Y、54Z进行三相桥接而成的逆变器54(电力变换部)。上述各FET54U、54V、54W、54X、54Y、54Z例如由n沟道型MOSFET构成。
对U相FET 54U及X相FET 54X的串联电路并联连接有电阻55U及电阻55X的串联电路，电阻55U及55X的共用连接点连接于上述FET 54U及54X的共用连接点。
对V相FET 54V及Y相FET 54Y的串联电路并联连接有电阻55V及电阻55Y的串联电路，电阻55V及55Y的共用连接点连接于上述FET 54V及54Y的共用连接点。
对W相FET 54W及Z相FET 54Z的串联电路并联连接有电阻55W及电阻55Z的串联电路，电阻55W及55Z的共用连接点连接于上述FET 54W及54Z的共用连接点。逆变器54的交流侧u、v、w连接于马达56。
图中的Vp4表示电阻55U、55X的分压点电压，Vp5表示电阻55V、55Y的分压点电压，Vp6表示电阻55W、55Z的分压点电压，Vp4、Vp5、Vp6被输入至省略图示的构成控制部的CPU。
图2中示出图1的装置中的上相侧FET支路栅极驱动电路和下相侧支路栅极驱动电路的例子。图2示出U相、X相的FET支路栅极驱动电路的结构作为例子。
在图2中，60为驱动U相FET 54U、X相FET 54X的栅极的高耐压IC(High VoltageIntegrated Circuit(高压集成电路)：以下称为HVIC)。
62是使从高侧输入端子61H输入的高侧电路侧的栅极控制信号(HIN)的电平提高的电平移位器。在电平移位器62的输出侧连接有高侧的内部电路63H，在内部电路63H的输出侧连接有将2个n沟道型FET 64Ha、64Hb级联连接而成的图腾柱电路。
63L是被输入从低侧输入端子61L输入的低侧电路侧的栅极控制信号(LIN)的低侧的内部电路，在内部电路63L的输出侧连接有将2个n沟道型FET 64La、64Lb级联连接而成的图腾柱电路。
在高侧输入端子61H与接地之间连接有电阻65H，在低侧输入端子61L与接地之间连接有电阻65L。
70是输出例如14V的栅极电源的栅极用电源，在栅极用电源70的输出侧，经由二极管D1的阳极、阴极而连接有电容器C31(上相侧栅极驱动用电源电容器(自举电容器))，并且经由二极管D2的阳极、阴极而连接有电容器C32(下相侧栅极驱动用电源电容器)。
电容器C31的一端(二极管D1侧端)连接于由FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱电路的接地侧端。
电容器C32的一端(二极管D2侧端)连接于由FET 64La、64Lb构成的图腾柱电路的接地侧端以及省略图示的电池50的负极端(N)。
由FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱电路的输出端(FET 64Ha、64Hb的共用连接点)经由电阻R11连接于U相FET 54U的栅极，由FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱电路的接地侧端经由电阻R12连接于U相FET 54U的源极。在U相FET 54U的栅极-源极之间连接有电阻R14。
由FET 64La、64Lb构成的图腾柱电路的输出端(FET 64La、64Lb的共用连接点)经由电阻R13连接于X相FET 54X的栅极，在X相FET 54X的栅极-源极之间连接有电阻R15。
在由上述FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱电路的接地端及电阻R12的共用连接点连接有二极管D3的阴极，二极管D3的阳极连接于电池50的负极端(N)(X相FET 54X的源极)。
上述电池50被构成为自如地进行连接、切断。
此外，V相、Y相的FET支路栅极驱动电路、W相、Z相的FET支路栅极驱动电路也与图2同样地构成。
在如上述那样构成的装置中，在连接上电池50、接通省略图示的键开关以对电解电容器C21充电、将主接触器52合闸之后开始逆变器54的驱动，以下说明到逆变器54的驱动开始为止的流程。
(1)当电池50被连接上、接着键开关被接通时，将主接触器(MC)52合闸。在合闸的情况下必要的条件是，当将主接触器52的机械触点闭合时，充电涌流从电池50流到电解电容器C21。为了将其抑制到接触器触点可允许的峰值电流值，需要使主接触器52的1次-2次电位差变小而将触点闭合。
此外，电池50→电缆→主接触器52→电解电容器C21的路径为如图3所示由电缆的电感器、电缆电阻、电池内部等效电阻以LRC方式构成的电路。
在图3中，E表示电池50的电压，L表示电缆的电感器，R表示电缆电阻、电池电阻，C1表示电解电容器C21的电容。
电路方程式为
[数学式1]
在此，当因为L小而在计算上忽略时，主接触器52闭合时的电流i为
[数学式2]
，电压差越低则峰值电流值越低。据此，使主接触器52的1次-2次电位差变小有利于抑制接触器的浪涌电流。
从连接上电池50的时间点开始，通过电阻R1对电解电容器C21充电，当在键开关接通时主接触器1次-2次电位差未达到既定电压差以下的情况下，为了进一步对电解电容器C21充电，使充电用FET 53接通，通过电阻R3进行充电动作，当接触器的电极间电位差变为既定值以下时，将主接触器52闭合。
(2)在主接触器52闭合完成后，逆变器54能够开始工作。
但是，在逆变器54的上相侧FET支路栅极驱动电路(例如图2的U相FET支路栅极驱动电路)中没有蓄积栅极驱动用电源能量。即，在示出在U相FET 54U的各端子寄生的静电电容与FET支路栅极驱动电路的关系的图5中，电荷泵动作(电容器C31的充电动作)一次都未实施，因此在该时间点，关于由HVIC 60的高侧支路驱动用的FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱输出，在供电(source，源/拉)侧和用电(sink，灌入)侧均为断开。
在图5中对与图2相同的部分用相同附图标记来表示，而对图2的二极管D3、电阻R13、R15和HVIC 60中的电平移位器62及电阻65H、65L省略图示。
U相FET 54U的Crss表示漏极-栅极间静电电容(反馈电容)，Cgs表示栅极-源极间静电电容(输入电容)。
在U相FET 54U中，因为HVIC 60的高侧支路驱动用FET即FET 64Ha、64Hb为断开状态，所以假设在该状态下从外部由于噪声等而对栅极-源极间电压Vgs充入电荷那样的状况时，除了栅极-源极之间的电阻R14的放电能力以外，没有能够防止误动作的手段。
(3)上相侧(U相)FET支路栅极驱动电路及下相侧(X相)FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源能量的充电流程
(3-1)X相FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源能量的充电流程(参照与图2同样地图示了栅极驱动电路的结构的图4)
关于X相FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源能量的充电，在确立了栅极用电源70的时间点，利用栅极用电源70→二极管D2→电容器C32→0V的电路对栅极驱动用的电源电容器C32进行充电。关于该充电，由于与主电路FET的通/断无关而构成常时充电电路，所以持续充电。
(3-2)U相FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源能量的充电流程
(3-2-1)电解电容器C21的正极端P3的电压为电池电压，达到标称电压72V以上。通过从栅极用电源70向电容器C31接通电流，C31被充电，关于其充电电路，通过下相侧FET(X相)导通(接通)而形成以下的充电电路，对电容器C31进行充电。
栅极用电源70→二极管D1→电容器C31→电阻R12→X相FET 54X→0V
(3-2-2)在使X相FET 54X进行接通动作的时机，是使逆变器54工作的时候。在逆变器工作中，通常以上相侧支路驱动接通时下相侧支路驱动断开、上相侧支路驱动断开时下相侧支路驱动接通的方式进行互补PWM动作，但在电容器C31未被充电的情况下，上相侧FET无法进行接通动作。在下一次下相侧FET(X相)被接通驱动时，电容器C31被充电。
当电容器C31被充电时，上相侧FET支路驱动电路的图腾柱输出FET(64Ha、64Hb)的上下任意者依照动作而进行接通或断开的动作。
(3-2-3)在逆变器54持续地以上下支路FET按照互补PWM方式持续驱动的情况下，在下相侧FET(X相)接通时电容器C31被持续充入电荷，因此上相侧FET(U相)的驱动电路能够稳定地持续进行接通/断开。
此外，关于以往的电力变换装置中的FET的栅极驱动电路，提出了例如专利文献1、2中记载的方案。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2019-33621号公报
专利文献2：日本特开2010-200554号公报
发明内容
在上述“背景技术”栏的(3-2-2)项中，在逆变器工作时下相侧FET(X相FET 54X)接通时，下相侧FET的漏极-源极间电压从被图1的分压电阻55U、55X施加的电压值(Vp4)骤变为零伏。
此时，在上相侧FET(U相FET 54U)的漏极-源极之间被施加非常大的+dv/dt。
在该情况下，在FET的内部形成的图5所示的Crss(漏极-栅极间静电电容)、Cgs(栅极-源极间静电电容)相对于在U相FET 54U的漏极-源极施加的Vds电压成为串联连接的状态，对Crss、Cgs充入电荷。
如果为通常的栅极驱动状态，则有前述的U相FET 54U的栅极驱动电路用电源能量(电容器C31的充电电压)，关于由HVIC 60的U相侧支路驱动用FET 64Ha、64Hb构成的图腾柱输出，由于栅极驱动电路在断开方向进行输出动作(灌入(sink)动作)，所以充入到Cgs的电荷被电阻R11+电阻R12放电，Cgs不被充入电荷，因此栅极-源极间电压Vgs不上升，U相FET54U不转移到接通动作。
但是，在最初的驱动时，由于没有U相FET 54U的栅极驱动电路用电源能量，因此关于由HVIC 60的U相支路驱动用FET构成的图腾柱输出，在用电(sink，灌入)和供电(source，源/拉)侧都不进行动作(断开状态)，因此由于被施加的Vds而充入到Cgs的电荷只能进行通过电阻R14(高电阻)的放电，因此取决于Vds值和Crss、Cgs、Vgs(th)(为FET的特性值，在某个漏极-源极电压下FET的导通状态被切换(在漏极-源极之间开始流过阈值以上的电流)的栅极-源极间电压Vgs的阈值)，当对U相FET 54U施加了Vds(＝下相侧(X相)FET开启(turnon))时，上相侧(U相)FET 54U进行接通动作(并非完全接通状态，而有作为活性状态的一定以下的接通电阻值)，由此会产生从端子P3电源向上相侧(U相)FET 54U→下相侧(X相)FET54X流过支路短路电流的情况。
通过如下方式求出Cgs的电压。当设在漏极-栅极-源极间静电电容的串联合成值为C时，
[数学式3]
当在漏极-源极间施加了电压V时，在漏极-源极间积蓄的电荷Q为
[数学式4]
C·V＝Q＝Crss·Vdg＝Ggs·gs
...(4)
由此，
[数学式5]
另外，在搭载该电子部件等的电路基板中，在使用了背侧为金属板的金属基底基板的情况下，除了这些FET端子之间的静电电容以外，基底金属与各端子之间的静电电容对该特性造成影响。
在此，根据图9说明将图1、图2的U相FET(54U)和X相FET(54X)安装于上述金属基底基板时各种寄生电容的状况。
在图9中Batt表示图1的电池50，C4表示图1的电解电容器C21。
U相FET(54U)和X相FET(54X)被并列焊接在金属基底基板上。
C1、C5为栅极-源极间静电电容，C2、C6为漏极-栅极间静电电容，C3、C7为输出电容。
C8～C12为由基底金属(铝)与图案之间的绝缘层的介电常数构成的静电电容，这些静电电容对特性造成影响。
设上相侧FET(U相FET 54U)、下相侧FET(X相FET 54X)各自的静电电容特性为Crss＝105pF、Cgs＝5270pF，当计算两者的串联合成值C时，
串联合成值C＝105×5270/(105+5270)＝102.9pF
Q＝CV＝102.9pF×24v＝2469.6[pC]
Vgs＝Q/Cgs＝2469.6p/5270p＝0.46[V]。
对根据Crss、Cgs的数值求出的栅极-源极间电压Vgs的影响如上所述，但这些是基于仅有FET的计算而得出的。
然而，测定实际的逆变器状态(将FET安装于金属基底基板的状态)下的Vgs，结果是上升至约5V。
由此，上相侧(U相)FET变为进行接通动作，短路电流在短时间内通过上下FET。
作为其预防措施，在以往技术中存在以下对策。
(1)将图2、图5所示的Vgs间的并联电阻R14设为更低的电阻。
→问题点：关于电阻R14，在对FET进行接通驱动时驱动用电路消耗电流变大，因此需要使上相侧FET驱动电源用电容器(C31)的静电电容变大。然后因为消耗电流变大、进而用于充入电荷的时间变长，所以变得需要使下相侧FET的最低接通导通率变大，因此逆变器的最低工作电压恶化。
(2)在FET的栅极-源极之间并联地插入电容器，使Cgs变大，使Cgs的电压下降。
→问题点：产生与上述(1)相同的问题点。此外，在对栅极驱动电路有电流限制的情况下，当对FET进行栅极驱动时，Vgs的充电时间常数增加，因此开启(turn on)和关断(turn off)时的过渡期间变长，此期间的FET开关损耗变大，发热变高。
接下来，根据图6、图7说明图1～图5的装置中从键开关接通起到逆变器工作开始为止的以往处理的一例。在示出以往处理的流程图的图6中，在步骤S1之前图1的电池50连接于电路。然后在步骤S1中接通键开关。
接下来在步骤S2中，判定图1的电解电容器C21的正极端P3的电压是否变为63V以下，在该判定结果为是的情况下，在步骤S3中进行快速充电处理(将充电用FET 53接通)。
接下来在步骤S4中，判定上述正极端P3的电压是否为5V以下并且该状态是否连续了0.6秒。在步骤S4的判定结果为是的情况下，在步骤S5进行既定的快速充电错误处理(判定为逆变器的主电路FET和电解电容器C21短路，将该异常状态传达至省略图示的上级控制器等处理)。
在步骤S4的判定结果为否的情况下、或是在步骤S5的处理之后，在步骤S6中判定上述正极端P3的电压是否为63V以下并且该状态是否连续了3.6秒。
如果步骤S6的判定结果为是，则在步骤S7中进行既定的快速充电错误处理(将错误状态传达至省略图示的上级控制器等处理)。
在步骤S6的判定结果为否的情况下、或是在步骤S7的处理之后，在步骤S8中判定上述正极端P3的电压是否为3V以下并且该状态是否连续了15秒。
在步骤S8的判定结果为是的情况下，在步骤S9中判断为上下相FET为短路(short)。
在上述步骤S2的判定结果为否的情况下、或是在步骤S8的判定结果为否的情况下，在步骤S10中将图1的主接触器52合闸，之后在步骤S11中开始逆变器54的工作。
此外，根据图6的以往的处理流程，在步骤S11的逆变器工作中上下相支路初次被驱动，下相侧支路的FET(54X)接通，从而上相侧FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源电容器(C31)被充入电荷，所以能够进行上相支路的工作。
接下来，根据图7、图8对进行按照图6的流程图的处理时装置各部分的工作波形和FET的静电电容进行说明。图7为示出仅U相、X相这1个上下支路的工作波形的时序图，而在图8中示出该U相FET、X相FET的各静电电容的状况。
在图8中，Batt表示图1的电池50，C4表示图1的电解电容器C21。C1表示U相FET(54U)的栅极-源极间静电电容，C5表示X相FET(54X)的栅极-源极间静电电容，C2表示U相FET的漏极-栅极间静电电容，C6表示X相FET的漏极-栅极间静电电容，C3表示U相FET的漏极-源极间静电电容，C7表示X相FET的漏极-源极间静电电容。
Vds为U相FET的漏极-源极间电压(Vp3-Vp4之间的电压)。此外，在图8中将X相FET的工作表达为继电器S1(SW)。
在图7中，(a)示出电解电容器C21的正极端P3的电压Vp3，相当于图8的Vp3的电压。
(b)为上相侧的U相FET的漏极-源极间电压Vds(图8的Vp3-Vp4之间的电压)。
(c)为下相侧的X相FET的漏极侧电压Vp4(X相FET的漏极-源极间电压Vds：图8、图1的电压Vp4)。
(d)为U相FET的栅极电压。
(e)为U相栅极驱动电路的电源电压(上相侧FET支路栅极驱动电路(HVIC 60的高侧图腾柱电路的电源电压)。
(f)为U相栅极信号(U相FET 54U的PWM信号)。
(g)为X相FET的栅极电压。
(h)为X相侧栅极驱动电路的电源电压(下相侧FET支路栅极驱动电路(HVIC 60的低侧图腾柱电路的电源电压)。
(i)为X相栅极信号(X相FET 54X的PWM信号)。
(j)为流过U相FET→X相FET的短路电流。
首先在时刻t1，当连接了电池50时，充电电流从电池50经由保险丝51、充电用电阻R1流到电解电容器C21，C21的预备充电开始，Vp3如图7的(a)所示地上升。
接下来，当在时刻t2(图6的步骤S1的处理的执行时刻)接通键开关时，从图2的栅极用电源70经由二极管D2对电容器C32充电，X相侧栅极驱动电路的电源电压(HVIC 60的低侧图腾柱电路的电源)如图7的(h)所示地上升。
当在时刻t2接通了键开关之后的既定时间之后的时刻t3充电用FET 53被接通时，电流经由充电用FET 53及电阻R3流到电解电容器C21，快速充电开始。该时刻t3为图6的步骤S3的处理的执行时刻。
在电解电容器C21的电压Vp3上升、主接触器52的电极间电位差达到既定值以下的时刻t4，主接触器52被闭合。该时刻t4为图6的步骤S10的处理的执行时刻。
接下来，逆变器的工作开始，如图7的(f)所示在被输入U相栅极信号(PWM信号)的时刻t5(图6的步骤S11的处理的执行时刻)，X相FET 54X尚未被进行接通控制，因此在图4的(记载了与图2相同结构的图)的虚线箭头的路径中不流过电流，图7的(e)的U相侧栅极驱动电路的电源电压(U相侧FET支路栅极驱动电路的栅极驱动用电源电容器C31的电压)尚未上升。因此如图7的(d)所示在时刻t5，U相FET 54U的栅极未接通。
接下来在时刻t6，如图7的(i)所示输入了X相栅极信号(PWM信号)，如图7的(g)所示，X相FET 54X的栅极接通，据此上述U相侧的栅极驱动用电源电容器C31被充电，如图7的(e)所示U相侧栅极驱动电路的电源电压上升。
在该时刻t6，如图7的(f)所示U相栅极信号为断开，因此U相FET的漏极-源极间电压Vds如图7的(b)所示地上升，根据该Vds的dv/dt，经由图8的C2所示的U相FET的漏极-栅极间静电电容Crss，在U相FET的栅极-源极之间如图7的(d)所示产生电压Vgs。该Vgs略微超过U相FET的栅极-源极间电压的阈值Vgs(th)，因此漏极-源极间接通电阻略微下降，如图7的(j)所示在U相FET 54U的漏极→源极→X相FET 54X的漏极→源极的路径中流过短路电流。
此外，图7的时序图记载了仅U相、X相这1个上下支路，逆变器的情况下有U相和X相、V相和Y相、W相和Z相这3个上下支路，全都如图7那样工作。
像这样根据如图6、图7所示的以往的控制方法，存在如下缺点：由于施加于上相侧FET的高电压而产生误动作，导致上下相的支路短路。
另外，在专利文献1中记载了如下技术：另行设置驱动用晶体管，根据另外设置的电容器电压的变动来预测在长时间间歇运行工作时自举电路的电容器电压降低，利用上述驱动用晶体管将处于高阻抗状态的输出端子设为低。在专利文献1的技术中，需要根据大量电路结构来使用元件。
另外在专利文献2中记载有在起动时使自举电路的电容器进行充电的结构，但这是适用于开始时电压高的情况的结构，存在有可能因高电压而产生误动作的问题。
本发明是为了解决上述技术课题而做出的，其目的在于提供能够防止因施加于上相侧FET的高电压而误动作以产生上下相的支路短路的电力变换装置的控制装置以及控制方法。
用于解决上述技术课题的权利要求1所述的电力变换装置的控制装置的特征在于，所述电力变换装置具备：
电力变换部，其中上相侧FET及下相侧FET被桥接于直流电源的正、负极端之间；
电解电容器，并联连接于所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET的串联电路；
主接触器，被插入于将所述直流电源的正极端与电解电容器的正极端连结的电路；
第1充电用电阻，并联连接于所述主接触器，用于以设定的充电时间常数对所述电解电容器进行充电；
充电用FET与被设定为短于第1充电用电阻的充电时间常数的第2充电用电阻的串联电路，该串联电路并联连接于所述第1充电用电阻，其中该充电用FET在从接通键开关起设定时间之后被进行接通控制；
上相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的上相侧FET的栅极；
下相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的下相侧FET的栅极；
上相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动、并且所述下相侧FET被进行接通控制时被充电，而被作为所述上相侧FET支路栅极驱动电路的电源；以及
下相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动时被充电，而被作为所述下相侧FET支路栅极驱动电路的电源，
其中所述电力变换装置构成为自如地进行所述直流电源的连接或切断，
在电力变换装置的控制装置中设置有控制部，该控制部进行如下工作：
设定所述第1充电用电阻的电阻值，以使得在从使所述直流电源为连接状态起到接通键开关为止的预备充电期间，当所述上相侧FET被控制为断开、下相侧FET被控制为接通时，得到能够抑制为上相侧FET不会接通的栅极-源极间电压的所述电解电容器的充电电压值，
在使所述电力变换部工作之前且所述键开关接通之后，当电解电容器的电压变为被设定的所述充电电压值时，对所述下相侧FET进行接通控制以对所述上相侧栅极驱动用电源电容器充电，在所述下相侧FET的接通控制之后对所述充电用FET进行接通控制，如果所述主接触器的两端的电位差变为设定值以下，则在将主接触器合闸之后开始电力变换部的工作。
权利要求2所述的电力变换装置的控制装置的特征在于，在权利要求1中，
关于所述预备充电期间电解电容器的充电电压值，考虑将所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET安装于金属基底基板时在金属基底基板与上相侧FET及下相侧FET的各端子之间产生的各种寄生电容，测量在漏极-源极之间施加瞬时电压时在栅极-源极之间产生的电压，在经由所述各种寄生电容而暂时性施加于栅极-源极间电压Vgs的电压值与由于漏极-源极间的低电压持续一定时间导致的故障检测工作的电压值相比足够大的范围内将所述预备充电期间电解电容器的充电电压值设定为变低。
权利要求3所述的电力变换装置的控制方法的特征在于，
该电力变换装置具备：
电力变换部，其中上相侧FET及下相侧FET被桥接于直流电源的正、负极端之间；
电解电容器，并联连接于所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET的串联电路；
主接触器，被插入于将所述直流电源的正极端与电解电容器的正极端连结的电路；
第1充电用电阻，并联连接于所述主接触器，用于以设定的充电时间常数对所述电解电容器进行充电；
充电用FET与被设定为短于第1充电用电阻的充电时间常数的第2充电用电阻的串联电路，该串联电路并联连接于所述第1充电用电阻，其中该充电用FET在从接通键开关起设定时间之后被进行接通控制；
上相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的上相侧FET的栅极；
下相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的下相侧FET的栅极；
上相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动、并且所述下相侧FET被进行接通控制时被充电，而被作为所述上相侧FET支路栅极驱动电路的电源；以及
下相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动时被充电，而被作为所述下相侧FET支路栅极驱动电路的电源，
其中所述电力变换装置被构成为自如地进行所述直流电源的连接或切断，
在所述电力变换装置中，所述第1充电用电阻的电阻值被设定为使得在从使所述直流电源为连接状态起到接通键开关为止的预备充电期间，当所述上相侧FET被控制为断开、下相侧FET被控制为接通时，得到能够抑制为上相侧FET不会接通的栅极-源极间电压的所述电解电容器的充电电压值，
该电力变换装置的控制方法具备：
在使所述电力变换部工作之前且所述键开关接通之后，当电解电容器的电压变为被设定的所述充电电压值时，控制部对所述下相侧FET进行接通控制以对所述上相侧栅极驱动用电源电容器充电的步骤；以及
控制部在所述下相侧FET的接通控制之后对所述充电用FET进行接通控制，如果所述主接触器的两端的电位差变为设定值以下，则在将主接触器合闸之后开始电力变换部的工作的步骤。
(1)根据权利要求1～3所述的发明，通过将预备充电期间的电解电容器的充电电压值设定得低于以往，并且在电解电容器的电压变为设定得低的所述充电电压值时，对下相侧FET进行接通控制以对上相侧栅极驱动用电源电容器充电，从而能够使在最初对下相侧FET进行接通控制时产生的上相侧FET的漏极-源极间的施加电压dv/dt变小。
据此，能够使通过上相侧FET的漏极-栅极间电容(Crss)→栅极-源极间电容(Cgs)的路径充入的电荷降低而使栅极-源极间电压Vgs的值变低，结果是能够防止上下相的支路短路的误动作。
(2)根据权利要求2所述的发明，在将FET安装到金属基底基板的状态下，考虑各种寄生电容，测量在漏极-源极之间施加瞬时电压时的栅极-源极间电压来设定预备充电期间电解电容器的充电电压值，所以电解电容器的充电电压值的设定精度变得更高，还避免了错误地进行故障检测。
附图说明
图1为应用了本发明的逆变器的主电路结构图。
图2为图1的U相、X相的栅极驱动电路的电路图。
图3为示出图1中主接触器闭合时的浪涌电流的计算方法的说明图。
图4为示出图2的电容器C31的充电路径的电路图。
图5是为了说明在FET的各端子寄生的静电电容而将图2、图4简化图示出的FET栅极驱动电路图。
图6为以往的控制装置中的处理的流程图。
图7为示出以往处理而得到的各部分的工作波形的时序图。
图8为示出U相FET、X相FET的各种静电电容的状况的说明图。
图9为示出将U相FET、X相FET安装于金属基底基板时的各种寄生电容的状况的说明图。
图10为本发明的一个实施方式例中的处理的流程图。
图11为本发明的另一实施方式例中的处理的流程图。
图12为示出本实施方式例的处理而得到的各部分的工作波形的时序图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式，而本发明不限于下述实施方式例。在本实施方式例中，构成为在将功率MOSFET等用于主控制电路的逆变器/转换器等电力变换装置中，尤其是在电源电压高的情况下，防止产生主电路的上相侧FET的误动作(非意图的接通动作)。
另外，构成为在FET栅极驱动电路中，防止在逆变器/转换器(电力变换装置)的停止期间持续了长时间之后再次恢复逆变器/转换器的工作时的上述误动作。
以下说明将本发明应用于图1～图5的电力变换装置的实施方式例。设定图1的作为第1充电用电阻的电阻R1的电阻值，以使得在从使电池50为连接状态起到接通键开关为止的预备充电期间，当上相侧FET例如54U被控制为断开、下相侧FET例如54X被控制为接通时，得到能够抑制为U相FET 54U不会接通的栅极-源极间电压的电解电容器C21的充电电压值。
然后控制部在使逆变器54工作之前且上述键开关接通之后，当电解电容器C21的电压变为被设定的上述充电电压值时，对上述下相侧FET例如X相FET 54X进行接通控制以对上述上相侧栅极驱动用电源电容器(电容器C31)充电，在上述下相侧FET(X相FET 54X)的接通控制之后对上述充电用FET 53进行接通控制，如果上述主接触器52的两端的电位差变为设定值以下则在将主接触器52合闸之后开始逆变器54的工作。
在图1的电力变换装置的以往的结构中，关于从连接电池50起到接通键开关之前电解电容器C21的预备充电电压值，例如在应用72V电池时为50V左右，在本实施方式例中下降至约20V。
关于该电解电容器C21的预备充电电压值，考虑将上述逆变器54的上相侧FET(例如U相FET 54U)及下相侧FET(例如X相FET 54X)安装于金属基底基板时在金属基底基板与上相侧FET及下相侧FET的各端子之间产生的各种寄生电容，测量在漏极-源极之间施加瞬时电压时在栅极-源极之间产生的电压，在经由所述各种寄生电容而暂时性施加于栅极-源极间电压Vgs的电压值与由于漏极-源极间的低电压持续一定时间导致的故障检测工作的电压值相比足够大的范围内将该电解电容器C21的预备充电电压值设定为变低。
接下来，根据图10、图12说明从图1～图5的装置中的键开关接通起到逆变器工作开始为止的本实施方式例的处理的一例。在示出本实施方式例的处理的流程图的图10中，在步骤S21以前图1的电池50连接于电路。然后在步骤S21中接通键开关。
接下来在步骤S22中，判定图1的电解电容器C21的正极端P3的电压是否变为10V以下，在该判定结果为是的情况下，在步骤S23中进行快速充电处理(将充电用FET 53接通)。
接下来在步骤S24中，判定上述正极端P3的电压是否为5V以下并且该状态是否连续了0.6秒。在步骤S24的判定结果为是的情况下，在步骤S25进行既定的快速充电错误处理(判定为逆变器的主电路FET和电解电容器C21短路，将该异常状态传达到省略图示的上级控制器等处理)。
在步骤S24的判定结果为否的情况下、或是在步骤S25的处理之后，在步骤S26中判定上述正极端P3的电压是否为10V以下并且该状态是否连续了3.6秒。
如果步骤S26的判定结果为是，则在步骤S27中进行既定的快速充电错误处理(将错误状态传达到省略图示的上级控制器等处理)。
在步骤S26的判定结果为否的情况下、或是在步骤S27的处理之后，在步骤S28中，判定上述正极端P3的电压是否为3V以下并且该状态是否连续了15秒。
在步骤S28的判定结果为是的情况下，在步骤S29中判断为上下相的FET短路。
在上述步骤S22的判定结果为否的情况下、或是在步骤S28的判定结果为否的情况下，在步骤S30中对下相侧FET例如X相FET 54X的栅极进行Z毫秒时间的接通控制，之后在步骤S31中对X相FET 54X的栅极进行断开控制。
接下来在步骤S32中，判定上述电解电容器C21的正极端P3的电压Vp3是否为63V以下，在该判定结果为是的情况下，在步骤S33中再次对图1的充电用FET 53进行接通控制以进行电解电容器C21的快速充电。
接下来在步骤S34中，判定上述电压Vp3是否为63V以下且连续了3.6秒，在该判定结果为是的情况下，在步骤S35中进行将异常状态传达到省略图示的上级控制器等快速充电错误处理。
在步骤S34的判定结果为否的情况下、或是在步骤S35的处理之后，在步骤S36中接通图1的主接触器52，之后在步骤S37中使逆变器54工作。
在该步骤S37的时间点，上相(U相)侧FET支路栅极驱动用电源电容器(C31)被充入电荷，所以上相(U相)支路不会进行如支路短路工作那样的误动作。
图12示出进行按照图10的流程图的处理时仅U相、X相这1个上下支路的各部分的工作波形。
在图12中，(a)示出电解电容器C21的正极端P3的电压Vp3，相当于图8的Vp3的电压。
(b)为上相侧的U相FET的漏极-源极间电压Vds(图8的Vp3-Vp4间的电压)。
(c)为下相侧的X相FET的漏极侧电压Vp4(X相FET的漏极-源极间电压Vds：图8、图1的电压Vp4)。
(d)为U相FET的栅极电压。
(e)为U相栅极驱动电路的电源电压(上相侧FET支路栅极驱动电路(HVIC 60的高侧图腾柱电路的电源电压)。
(f)为U相栅极信号(U相FET 54U的PWM信号)。
(g)为X相FET的栅极电压。
(h)为X相侧栅极驱动电路的电源电压(下相侧FET支路栅极驱动电路(HVIC 60的低侧图腾柱电路的电源电压)。
(i)为X相栅极信号(X相FET 54X的PWM信号)。
(j)为流过U相FET→X相FET的短路电流。
首先在时刻t1，当连接了电池50时，充电电流从电池50经由保险丝51、充电用电阻R1流到电解电容器C21，C21的预备充电开始，Vp3如图12的(a)所示地上升。
在本实施方式例中，以使图1的电解电容器C21的预备充电电压值变低的方式设定电阻R1，因此如图12的(a)、(b)、(c)所示，以比虚线所示的以往控制方法的电压波形低的电压Vp3、Vds、Vp4推移(上升)。
当在时刻t2a(根据图10的步骤S21的执行时刻)接通键开关时，从图2的栅极用电源70经由二极管D2对电容器C32充电，X相侧栅极驱动电路的电源电压(HVIC 60的低侧图腾柱电路的电源)如图12的(h)所示地上升。
在时刻t2a键开关被接通后电解电容器C21的预备充电未完成(图10的步骤S22的判定结果为是的)情况下，图1的充电用FET 55被接通而进行图10的步骤S23～S29的处理。
接下来在时刻t2b(图10的步骤S30的处理执行时刻)，如图12的(g)所示对X相FET54X的栅极进行接通控制。据此按图4的虚线箭头的路径流过电流，U相侧的栅极驱动用电源电容器C31被充电，如图12的(e)所示U相侧栅极驱动电路的电源电压上升。
接下来在时刻t3a(图10的步骤S31的处理执行时刻)，X相FET 54X的栅极如图12的(g)所示被进行断开控制。
接下来在时刻t3b(图10的步骤S33的处理执行时刻)，图1的充电用FET 53被接通，电流经由充电用FET 53、电阻R3流到电源电容器C21而进行快速充电。
接下来在电解电容器C21的电压Vp3上升、主接触器52的电极间电位差变为既定值以下的时刻t4，主接触器52被闭合。该时刻t4为图10的步骤S36的处理执行时刻。
接下来在逆变器54的工作开始时刻t5(图10的步骤S37的处理的执行时刻)，当如图12的(f)所示被输入了U相栅极信号(PWM信号)时，如图12的(e)所示在该时刻t5已经确立了U相侧栅极驱动电路的电源电压(上述电容器C31的电压)，因此如图12的(d)所示正常地产生U相FET 54U的栅极信号(栅极电压)。
据此U相FET 54U被进行接通控制，如图12的(b)所示U相FET的漏极-源极间电压Vds正确地变为零(为正常的接通动作)。
接下来在时刻t6，当如图12的(i)、(f)所示X相栅极信号(PWM信号)被接通、U相栅极信号(PWM信号)被断开时，如图12的(g)、(d)所示X相FET 54X的栅极接通，U相FET 54U的栅极断开。
在该U相FET 54U断开、X相FET 54X接通的期间，由于在上述电容器C31确立了电压，从而上相侧(U相)FET支路栅极驱动电路(图5的HVIC 60的高侧图腾柱电路)进行断开输出动作(灌入(sink)动作)，U相FET 54U的栅极-源极间电压(输入电容Cgs的电荷)经由图5的电阻R11、高侧的图腾柱电路的下侧FET、电阻R12而被放电，所以不会产生超过栅极-源极之间的阈值电压Vgs(th)的电压，不会流过U相和X相的FET的接通、断开被切换的时刻t7所示的上下支路短路电流。
此外，虽然图12的时序图记载了仅U相、X相这1个上下支路，但在逆变器的情况下有U相和X相、V相和Y相、W相和Z相这3个上下支路，全都进行图12那样的工作。
如以上那样根据本实施方式例，能够使在最初对下相侧FET进行接通控制时产生的上相侧FET的漏极-源极间的施加电压dv/dt变小。
据此，能够使通过上相侧FET的漏极-栅极间电容(Crss)→栅极-源极间电容(Cgs)的路径充入的电荷降低而使栅极-源极间电压Vgs的值变低，结果是能够防止上下相的支路短路的误动作。
另外，在将FET安装到金属基底基板的状态下，考虑各种寄生电容，测量在漏极-源极之间施加瞬时电压时的栅极-源极间电压，来设定预备充电期间电解电容器C21的充电电压值，所以电解电容器的充电电压值的设定精度变得更高，还避免了错误地进行故障检测。
接下来说明本发明的另一实施方式例中的处理。在如上述图10的步骤S36那样将主接触器52闭合之后(图12的时刻t4以后)，有时会有片刻不进行逆变器工作。在这样的情况下，上相侧FET持续进行断开动作。也就是说，上相侧FET栅极驱动电路会持续进行连续动作，所以为了在到某一定时间(被认为是上相侧FET栅极驱动电路电源能量(电容器C31的电压)消耗、放电而降低的时间)之前进行上相侧FET栅极驱动电路电源电容器C31的重新充电，使下相侧FET在短时间内接通。据此，由于向上相侧FET栅极驱动电源用电容器C31进行能量重新充电，因此防止了如逆变器工作的最初期发生的、栅极驱动电路不进行断开动作而导致FET的Vgs上升。
图11中示出该处理的流程图。图11为在主接触器52正处于合闸且逆变器工作正处于停止时所执行的处理，在步骤S41中，判定上相侧FET(54U)的栅极是否被接通，在该判定结果为否的情况下，在步骤S42中，判定经过时间是否为X秒以下。在步骤S42的判定结果为是的情况下，在步骤S43中进行递增计数，在为否的情况下在步骤S44中判断经过时间是否为Y秒以下。
在步骤S44的判定结果为是的情况下，在步骤S45中进行递增计数，在步骤S44的判定结果为否的情况下，在步骤S46中，对下相侧FET(X相FET 54X)的栅极进行Z毫秒时间的接通控制，之后在步骤S47中使下相侧FET(X相FET 54X)的栅极断开。
在上述步骤S41的判定结果为是的情况和步骤S43、S45、S47的处理结束时，返回至最初的步骤S41而重复执行图11的处理。
根据上述实施方式例，因为即使在将主接触器52闭合之后有片刻不进行逆变器工作的情况下，也每隔某一定时间使下相侧FET接通而对上相侧FET栅极驱动电路用电源能量(C31)重新充电，所以抑制由于栅极电路未进行断开动作而导致的Vgs上升，能够防止上下支路短路误动作。

Claims (3)

1.一种电力变换装置的控制装置，其特征在于，所述电力变换装置具备：
电力变换部，其中上相侧FET及下相侧FET被桥接于直流电源的正、负极端之间；
电解电容器，并联连接于所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET的串联电路；
主接触器，被插入于将所述直流电源的正极端与电解电容器的正极端连结的电路；
第1充电用电阻，并联连接于所述主接触器，用于以设定的充电时间常数对所述电解电容器进行充电；
充电用FET与被设定为短于第1充电用电阻的充电时间常数的第2充电用电阻的串联电路，该串联电路并联连接于所述第1充电用电阻，该充电用FET在从接通键开关起设定时间之后被进行接通控制；
上相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的上相侧FET的栅极；
下相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的下相侧FET的栅极；
上相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动、并且所述下相侧FET被进行接通控制时被充电，而被作为所述上相侧FET支路栅极驱动电路的电源；以及
下相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动时被充电，而被作为所述下相侧FET支路栅极驱动电路的电源，
其中所述电力变换装置构成为自如地进行所述直流电源的连接或切断，
在所述电力变换装置的控制装置中设置有控制部，该控制部进行如下工作：
设定所述第1充电用电阻的电阻值，以使得在从使所述直流电源为连接状态起到接通键开关为止的预备充电期间，当所述上相侧FET被控制为断开、下相侧FET被控制为接通时，得到能够抑制为上相侧FET不会接通的栅极-源极间电压的所述电解电容器的充电电压值，
在使所述电力变换部工作之前且所述键开关接通之后，当电解电容器的电压变为被设定的所述充电电压值时，对所述下相侧FET进行接通控制以对所述上相侧栅极驱动用电源电容器充电，在所述下相侧FET的接通控制之后对所述充电用FET进行接通控制，如果所述主接触器的两端的电位差变为设定值以下，则在将主接触器合闸之后开始电力变换部的工作。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置的控制装置，其特征在于，
关于所述预备充电期间电解电容器的充电电压值，考虑将所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET安装于金属基底基板时在金属基底基板与上相侧FET及下相侧FET的各端子之间产生的各种寄生电容，测量在漏极-源极之间施加瞬时电压时在栅极-源极之间产生的电压，在经由所述各种寄生电容而暂时性施加于栅极-源极间电压Vgs的电压值与由于漏极-源极间的低电压持续一定时间导致的故障检测工作的电压值相比足够大的范围内将所述预备充电期间电解电容器的充电电压值设定为变低。
3.一种电力变换装置的控制方法，其特征在于，
电力变换装置具备：
电力变换部，其中上相侧FET及下相侧FET被桥接于直流电源的正、负极端之间；
电解电容器，并联连接于所述电力变换部的上相侧FET及下相侧FET的串联电路；
主接触器，被插入于将所述直流电源的正极端与电解电容器的正极端连结的电路；
第1充电用电阻，并联连接于所述主接触器，用于以设定的充电时间常数对所述电解电容器进行充电；
充电用FET与被设定为短于第1充电用电阻的充电时间常数的第2充电用电阻的串联电路，该串联电路并联连接于所述第1充电用电阻，其中该充电用FET在从接通键开关起设定时间之后被进行接通控制；
上相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的上相侧FET的栅极；
下相侧FET支路栅极驱动电路，驱动所述电力变换部的下相侧FET的栅极；
上相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动、并且所述下相侧FET被进行接通控制时被充电，而被作为所述上相侧FET支路栅极驱动电路的电源；以及
下相侧栅极驱动用电源电容器，在由于所述键开关接通而栅极用电源开动时被充电，而被作为所述下相侧FET支路栅极驱动电路的电源，
其中所述电力变换装置被构成为自如地进行所述直流电源的连接或切断，
在所述电力变换装置中，所述第1充电用电阻的电阻值被设定为使得在从使所述直流电源为连接状态起到接通键开关为止的预备充电期间，当所述上相侧FET被控制为断开、下相侧FET被控制为接通时，得到能够抑制为上相侧FET不会接通的栅极-源极间电压的所述电解电容器的充电电压值，
该电力变换装置的控制方法具备：
在使所述电力变换部工作之前且所述键开关接通之后，当电解电容器的电压变为被设定的所述充电电压值时，控制部对所述下相侧FET进行接通控制以对所述上相侧栅极驱动用电源电容器充电的步骤；以及
控制部在所述下相侧FET的接通控制之后对所述充电用FET进行接通控制，如果所述主接触器的两端的电位差变为设定值以下，则在将主接触器合闸之后开始电力变换部的工作的步骤。
CN202280012968.9A 2021-02-04 2022-01-06 电力变换装置的控制装置以及控制方法 Active CN116868496B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021-016277 2021-02-04
JP2021016277A JP7060120B1 (ja) 2021-02-04 2021-02-04 電力変換装置の制御装置および制御方法
PCT/JP2022/000247 WO2022168524A1 (ja) 2021-02-04 2022-01-06 電力変換装置の制御装置および制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN116868496A true CN116868496A (zh) 2023-10-10
CN116868496B CN116868496B (zh) 2024-03-08

Family

ID=81387422

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202280012968.9A Active CN116868496B (zh) 2021-02-04 2022-01-06 电力变换装置的控制装置以及控制方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20240039425A1 (zh)
EP (1) EP4290751A4 (zh)
JP (1) JP7060120B1 (zh)
CN (1) CN116868496B (zh)
CA (1) CA3207445C (zh)
WO (1) WO2022168524A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2024016967A (ja) 2022-07-27 2024-02-08 セイコーエプソン株式会社 回路装置及び表示システム

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005006467A (ja) * 2003-06-13 2005-01-06 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置のゲート駆動回路
JP2006320176A (ja) * 2005-05-16 2006-11-24 Hitachi Ltd インバータの診断方法及び装置
JP2010158117A (ja) * 2008-12-27 2010-07-15 Calsonic Kansei Corp インバータ装置
US20120206169A1 (en) * 2011-02-15 2012-08-16 Denso Corporation Drive circuit for semiconductor switching element
CN103733500A (zh) * 2011-09-30 2014-04-16 株式会社日立制作所 半导体驱动电路及使用其的电力转换装置
CN105706366A (zh) * 2013-11-13 2016-06-22 松下知识产权经营株式会社 栅极驱动电路以及使用该栅极驱动电路的电力变换装置
JP2016181970A (ja) * 2015-03-24 2016-10-13 日産自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
CN109075720A (zh) * 2016-03-16 2018-12-21 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN109601022A (zh) * 2017-07-28 2019-04-09 三菱电机株式会社 逆变器装置及逆变器装置的异常检测方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2928056B1 (fr) * 2008-02-21 2010-02-19 Schneider Toshiba Inverter Dispositif de protection d'un variateur de vitesse contre les surintensites.
JP2010200554A (ja) 2009-02-26 2010-09-09 Fuji Electric Systems Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN104410264A (zh) * 2014-11-25 2015-03-11 四川长虹欣锐科技有限公司 变频器逆变桥启动控制方法
JP2019033621A (ja) 2017-08-09 2019-02-28 三菱電機株式会社 電源装置
EP3895300A4 (en) * 2019-01-28 2022-08-31 Murata Manufacturing Co., Ltd. BOOT PRECHARGE CIRCUIT IN A TOTEM-POLE POWER FACTOR CORRECTION CONVERTER

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005006467A (ja) * 2003-06-13 2005-01-06 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置のゲート駆動回路
JP2006320176A (ja) * 2005-05-16 2006-11-24 Hitachi Ltd インバータの診断方法及び装置
JP2010158117A (ja) * 2008-12-27 2010-07-15 Calsonic Kansei Corp インバータ装置
US20120206169A1 (en) * 2011-02-15 2012-08-16 Denso Corporation Drive circuit for semiconductor switching element
CN103733500A (zh) * 2011-09-30 2014-04-16 株式会社日立制作所 半导体驱动电路及使用其的电力转换装置
CN105706366A (zh) * 2013-11-13 2016-06-22 松下知识产权经营株式会社 栅极驱动电路以及使用该栅极驱动电路的电力变换装置
JP2016181970A (ja) * 2015-03-24 2016-10-13 日産自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
CN109075720A (zh) * 2016-03-16 2018-12-21 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN109601022A (zh) * 2017-07-28 2019-04-09 三菱电机株式会社 逆变器装置及逆变器装置的异常检测方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP4290751A4 (en) 2024-04-10
JP7060120B1 (ja) 2022-04-26
EP4290751A1 (en) 2023-12-13
CA3207445A1 (en) 2022-08-11
CN116868496B (zh) 2024-03-08
WO2022168524A1 (ja) 2022-08-11
CA3207445C (en) 2024-01-16
JP2022119285A (ja) 2022-08-17
US20240039425A1 (en) 2024-02-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7405609B2 (en) Circuit arrangement for driving an electrical circuit breaker at high voltage potential
US5963066A (en) Semiconductor device which drives low-voltage driven switching device, using low-voltage direct current power source, a diode and a capacitor
CN107612292B (zh) 减少lc谐振的用于开关的开关驱动电路
CN109314509B (zh) 驱动装置
CN110460226B (zh) 开关电源装置
US20080197904A1 (en) Circuit Arrangement for Switching a Load
CN116868496B (zh) 电力变换装置的控制装置以及控制方法
US6756623B2 (en) Semiconductor device and method of driving transistors
US20150008973A1 (en) Switching control circuit for target switching element
US10505440B1 (en) Active snubber for switching power converter
EP2504910B1 (en) Switching mode power supply comprising asynchronous limiter circuit
JP4658770B2 (ja) 半導体装置
US7319359B2 (en) High current charge pump for intelligent power switch drive
JP6939087B2 (ja) 集積回路装置
CN112952762A (zh) 短路确定设备
US8638129B2 (en) Power circuit
US11777497B1 (en) Efficiency concept for driving a PMOS and NMOS full-bridge power stage
CN220210238U (zh) 高边驱动电路及电子设备
JP6370524B1 (ja) ゲート駆動回路
EP4037186B1 (en) Gate drive circuit
CN113472330B (zh) 抑制噪声的电路
CN115021537B (zh) 一种预驱动电路
TW201916559A (zh) 用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路
EP3723288A1 (en) Driver circuit for driving a semiconductor switching element, voltage converter, arrangement with an electric machine and a voltage converter and vehicle
WO2018216251A1 (ja) ゲート駆動回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant