CN116746053A

CN116746053A - 电动机控制装置、电动机驱动装置以及使用该电动机驱动装置的设备

Info

Publication number: CN116746053A
Application number: CN202180091726.9A
Authority: CN
Inventors: 能登原保夫; 阿格尼丝·哈迪纳塔; 李东升; 铃木尚礼
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2021-02-17
Filing date: 2021-12-28
Publication date: 2023-09-12
Also published as: WO2022176407A1; JP2022125702A

Abstract

公开了即使在电角频率高的情况下，也能够高精度地检测电动机电流基波成分，稳定地对电动机进行驱动控制的电动机控制装置、电动机驱动装置以及使用电动机驱动装置的设备。该电动机控制装置根据速度指令(ω*)和电动机电流的检测值(Iuvw)，制作用于控制电动机(4)的控制信号(PWM)，该电动机控制装置具有：相电流检测单元，其检测电动机的相电流；基波成分提取单元(5)，其提取由相电流检测单元检测出的电动机的相电流的基波成分，将由基波成分单元提取出的基波成分作为电动机电流的检测值，制作控制信号。

Description

电动机控制装置、电动机驱动装置以及使用该电动机驱动装置的设备

技术领域

本发明涉及控制交流电动机的电动机控制装置、可变速驱动交流电动机的电动机驱动装置以及使用该电动机驱动装置的设备。

背景技术

在一般产业、家电、汽车等各种领域中，以小型高输出化为目的，电动机的进一步的高速旋转化正在发展。

为了电动机的高速旋转控制，使用按电角频率变更PWM载波频率和脉冲数的同步PWM控制(例如，参照专利文献1)。

另外，在电动机电流的检测中，使用直流母线电流检测法(例如，参照专利文献2、3)，该直流母线电流检测法不使用相电流传感器检测三相交流电流。

另外，在永久磁铁同步电动机的高速旋转控制中，使用省略了电流控制器的简易矢量控制(例如，参照专利文献4)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-237194号公报

专利文献2：日本特开平8-19263号公报

专利文献3：日本专利6129972号公报

专利文献4：日本特开2004-48868号公报

发明内容

发明要解决的课题

专利文献1中记载的同步PWM控制以使PWM载波频率与电角旋转频率同步地变化，并使PWM脉冲数成为3的倍数(奇数)以及1脉冲的方式进行控制。换言之，高速旋转时PWM脉冲数减少，最大成为1脉冲。

当PWM脉冲数减少时，电动机电流的变动宽度增加，后述的直流母线电流检测法中的电流检测变得困难。

另外，直流母线电流检测法是将根据PWM脉冲的组合大致同时检测出的直流母线电流分发给各相而再现电动机电流的基波成分的方式，但依赖于作为控制器的微型计算机(以下，称为微机)的AD转换器的检测能力，直流母线电流的检测的同时性变化。换言之，在高速旋转时无法确保直流母线电流的同时性，电动机电流的再现误差增加。

因此，本发明提供一种电动机控制装置、电动机驱动装置以及使用该电动机驱动装置的设备，即使在如高速驱动时那样电角频率高的情况下，也能够高精度地检测电动机电流基波成分，并稳定地对电动机进行驱动控制。

用于解决课题的手段

为了解决上述课题，本发明的电动机控制装置根据速度指令和电动机电流的检测值，制作用于控制电动机的控制信号，该电动机控制装置具有：相电流检测单元，其检测电动机的相电流；基波成分提取单元，其提取由相电流检测单元检测出的电动机的相电流的基波成分，将由基波成分提取单元提取出的基波成分作为电动机电流的检测值，制作控制信号。

为了解决上述课题，本发明的电动机驱动装置具有：逆变器，其对电动机进行驱动控制；控制部，其生成对逆变器进行控制的控制信号，控制部是上述本发明的电动机控制装置。

为了解决上述课题，本发明的设备由电动机驱动，电动机由上述本发明的电动机驱动装置驱动。

发明效果

根据本发明，即使在电角频率高的情况下，也能够高精度地检测电动机电流基波成分。

附图说明

图1是表示实施例1的电动机驱动装置的结构的功能框图。

图2是表示逆变器3输出的线间电压及电动机相电流的各波形的波形图。

图3是表示在逆变器3的主电路部中流动的电流的电路图。

图4是表示电动机驱动装置(逆变器3和控制装置部)的动作波形的波形图。

图5是表示根据直流母线电流的检测值运算电动机电流的电动机电流运算器的一例的功能框图。

图6是表示电动机的高速旋转时的电动机驱动装置的动作波形的波形图。

图7表示将电动机设为4极的PMSM，将AD转换器的检测间隔设为10μs的情况下的旋转速度与相位差的关系。

图8是表示实施例1中的直流母线电动机电流检测器5的结构的功能框图。

图9是表示应用简易傅里叶变换的基波成分提取器5B的结构的功能框图。

图10是表示应用正弦波传递函数的基波成分提取器5B的结构的功能框图。

图11是表示通过直流母线电流检测出的电动机相电流和从电动机相电流提取出的电动机电流的基波成分的波形图。

图12是表示在实施例1中被旋转驱动的电动机4的电动机电流的波形和直流母线电流的波形的波形图。

图13是表示杆式吸尘器的概略结构的外观图。

图14是表示滚筒式洗衣机的概略结构的外观图。

图15是表示电动车的概略结构的外观图。

图16是表示混合动力涡轮增压器的概略结构的结构图。

图17是表示实施例2的电动机驱动装置的结构的功能框图。

图18是表示实施例3的电动机驱动装置的结构的功能框图。

具体实施方式

以下，通过下述的实施例1～3，使用附图对本发明的实施方式进行说明。

在各图中，参照编号相同的部件表示相同的结构要件或者具有类似的功能的结构要件。

实施例1

使用图1～16对实施例1进行说明。

图1是表示本发明的实施例1的电动机驱动装置的结构的功能框图。

如图1所示，本实施例1的电动机驱动装置具有对电动机4施加三相交流电压Vu、Vv、Vw的逆变器3。此外，在本实施例1中，作为电动机4，应用永久磁铁同步电动机(以下，记为“PMSM”)。

逆变器3具有由电力用的半导体开关元件(例如，IGBT、功率MOSFET)构成的三相桥电路那样的逆变器电路。逆变器电路通过接通、断开半导体开关元件，将来自直流电源的输入直流电压转换为三相交流电压，并将该三相交流电压向电动机4输出。

对构成逆变器电路的半导体开关元件的接通、断开进行控制的控制装置部由以下部分构成：同步PWM转换器2，其制作脉冲宽度调制(以下，记为“PWM”)控制信号；矢量控制器1，其根据速度指令ω*和三相电动机电流Iuvw制作三相电压指令Vuvw，将Vuvw提供给同步PWM转换器2；直流母线电动机电流检测器5，其检测逆变器3中的直流母线电流IDC，并根据IDC的检测值再现Iuvw。

在矢量控制器1中，应用未使用电流控制器的简易的矢量控制(参照专利文献4)。在简易的矢量控制中，将电动机电流的旋转坐标系中的q轴成分即q轴电流Iq的一阶滞后滤波值设为q轴电流指令Iq*(Iq*＝(1/(1+T·s))Iq：T为时间常数)。此外，电动机电流的旋转坐标系中的d轴成分的电流指令即d轴电流指令Id*为零。

矢量控制器1根据旋转速度指令ω_r*和上述的Iq*以及Id*，使用由数学式(1)表示的电压方程式，运算d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*。

[数学式1]

在数学式(1)中，R、Lq、Ld、Ke分别是绕组电阻、q轴电感、d轴电感、感应电压常数。

矢量控制器1根据Vd*和Vq*，通过dq/三相转换，制作三相电压指令Vuvw。

因此，在本实施例1中，如果检测到电动机电流的基波成分，则没有电流反馈控制系统就能够进行矢量控制。

在同步PWM转换器2中，载波信号的周期和正弦波指令信号(调制波信号)的周期处于整数倍的关系，应用使两信号的相位同步的所谓的同步PWM控制(参照专利文献1)。

在同步PWM控制中，一般根据逆变器的输出频率的变化，使载波频率变化。另外，在同步PWM控制中，大多情况下，无论逆变器输出频率如何，PWM控制信号的一周期的脉冲数恒定，但有时也根据逆变器输出频率来切换脉冲数。在本实施例1中的同步PWM转换器2中，根据三相电压指令Vuvw和旋转速度指令ω_r*，按电角频率设定PWM脉冲数和载波频率，根据设定为Vuvw的载波频率制作PWM控制信号(上臂)。

如上所述，逆变器3是由半导体开关元件构成的直流/交流转换器，根据同步PWM转换器2输出的PWM控制信号(上臂)，以PWM脉冲输出三相交流电压(Vu、Vv、Vw)。通过该PWM脉冲来驱动电动机4。此外，PWM控制信号也可以经由驱动器电路提供给半导体开关元件。

另外，逆变器3具有检测直流母线电流的分流电阻。分流电阻的端子间电压作为直流母线电流的检测值IDC输入到直流母线电动机电流检测器5。

直流母线电动机电流检测器5根据直流母线电流的检测值IDC和PWM控制信号(上臂)，提取电动机电流的基波成分Iuvw，将提取出的Iuvw输出到矢量控制器1。

以下，对直流母线电动机电流检测器5的动作以及直流母线电动机电流检测器5的结构进行说明。

首先，使用图2～7对直流母线电动机电流检测器5的动作中的、与现有的直流母线电流检测法(参照专利文献2、3)共通的动作进行说明。

此外，如图2的上图所示，电动机4的旋转速度从0rpm加速至10万rpm。矢量控制器1在低速时通过非同步PWM控制制作PWM控制信号，但在切换为同步PWM控制后，随着旋转速度变高，使电压指令的每半周期的PWM控制信号的脉冲数从15脉冲阶段性地减少到1脉冲。

如图2所示，随着电动机4的旋转速度变高，线间电压的PWM脉冲数减少，当超过6万rpm时，每电角半周期成为1脉冲。此时，PWM脉冲数减少，因此，电动机相电流的脉动变大，在PWM脉冲数为3脉冲以下时，根据电动机电流的波形，基波成分的大小变得不明确。因此，仅通过现有的直流母线电流检测法，在电动机4的高速旋转时，难以以期望的精度检测电动机电流的基波成分，电动机4的控制可能变得不稳定。因此，期望从这样的电动机电流检测电动机电流的基波成分的电流检测方式。

图3是表示在逆变器3的主电路部中流动的电流的电路图。

在半导体开关元件(在图3中为IGBT)的各动作模式(Mode1～4)中，用粗线表示电流流动的电路部。

在如Mode1那样上臂的半导体开关元件Sup、Svp、Swp全部接通的情况下，以及如Mode4那样下臂的半导体开关元件Sun、Svn、Swn全部接通的情况下，电动机电流不在分流电阻中流动(IDC＝0)。

另外，在如Mode2那样上臂的半导体开关元件Sup、Svp和下臂的半导体开关元件Swn接通的情况下，以及在如Mode3那样上臂的半导体开关元件Sup和下臂的半导体开关元件Svn、Swn接通的情况下，电动机电流在分流电阻中流动(IDC＝-Iw(Mode2)，IDC＝Iu(Mode3))。

因此，在电动机电流在分流电阻中流动的动作模式下，通过检测在分流电阻中流动的直流母线电流，能够检测电动机电流。

在此，使用图4对根据直流母线电流检测值IDC检测电动机电流的单元进行说明。

在图4中，从上起依次是载波信号以及三相电压指令Vuvw(调制波信号)的各波形、根据载波信号以及三相电压指令Vuvw制作的PWM控制信号(上臂)的波形、三相的电动机电流Iu、Iv、Iw的波形、直流母线电流IDC的波形。

在图4中，电动机电流Iu、Iw以及直流母线电流IDC的各波形中记载的点表示逆变器3的控制装置部中的直流母线电动机电流检测器5检测直流母线电流的定时。该检测定时例如相当于构成控制装置部的微型计算机具有的A/D转换功能的启动定时。

直流母线电流的检测定时是三相施加电压指令Vuvw(调制波信号)内的中间相的PWM控制信号(脉冲)变化的定时的前后的定时。图4是V相的PWM控制信号变化的定时的前后的定时。

在中间相的PWM控制脉冲变化的前后的定时，如所述的图3中的Mode2、3那样，在上臂和下臂中的一方以及另一方中，三相中的一相的半导体开关元件以及其他二相的半导体开关元件分别接通。因此，在各定时，检测三相中的不同的一相的电动机电流。即，直流母线电动机电流检测器5虽然检测的定时不同，但检测2相的电动机电流。

如图4所示，通过IDC在相位A的前后的定时检测2相的电动机电流(-Iw、Iu)，根据-Iw、Iu，以相位A为基准计算3相的电动机电流(Iu、Iv、Iw)。并且，通过IDC在相位B的前后的定时检测2相的电动机电流(Iu，-Iw)，根据Iu，-Iw，以相位B为基准计算3相的电动机电流(Iu，Iv，Iw)。

此外，相位A的前后的定时的逆变器3的动作模式分别对应于图2中的Mode2(SupON、SvpON、SwnON(SwpOFF))、Mode3(SupON、SvnON(SvpOFF)、SwnON(SwpOFF))。

反复进行这样的PWM控制信号变化的定时的前后的定时的IDC的检测，将检测值接合，由此，检测三相电动机电流。并且，在电动机速度为中低速(脉冲数＞3：参照图2)的情况下，检测电动机电流的基波成分。

此外，如上所述，三相的电动机电流中的二相通过IDC来检测，剩余的一相如接下来说明的那样，根据检测出的2相进行运算。

图5是表示根据直流母线电流的检测值运算电动机电流的电动机电流运算器的一例的功能框图。此外，本运算器是基于现有技术的运算器，但一部分也适用于本实施例1。

电动机电流运算器根据通过IDC检测出的2相(在图5中为U相以及W相)的电动机电流，使用“Iu+Iv+Iw＝0”这样的关系，通过相电流运算器(在图5中为V相电流(Iv)运算器52)运算剩余的一相(在图5中为V相)。

这样的相电流运算器也适用于本实施例1。

此外，在图5中，还表示矢量控制器1具有的三相/dq转换器51。在现有技术中，基于IDC的三相电动机电流检测值被直接输入到三相/dq转换器51。本实施例1在后面进行叙述。

在此，若如电动机的高速旋转时那样电动机电流的变动成分大，则直流母线电流的检测值也大幅变动。因此，在现有技术(参照专利文献2)中，根据直流母线电流的检测定时的不同，检测电动机电流的变动成分，电动机电流的检测精度变低。

另外，作为现有技术，还有如下技术：通过操作PWM控制信号，使载波信号的连续的2期间(周期)中的直流母线电流的检测值平均化，由此，消除电动机电流的变动成分(参照专利文献3)。但是，在期间A和期间B，若电角相位的变化小，则检测值的平均化有效，但若变化变大，则在本技术中也难以消除电动机电流的变动成分。

因此，在现有技术中，如电动机的高速旋转时那样，在载波频率1周期的期间电角相位大幅变化的情况下，难以高精度地检测电动机电流的基波成分。

在图4中，电动机的旋转速度为中低速，因此，三相电压指令Vuvw(调制波信号)的变化缓慢，在直流母线电流流动的期间Vuvw检测的大小为大致恒定值的情况下，即使在不同的定时检测出2相的电动机电流，与在相同的定时检测的情况的误差也小。与此相对，如接下来使用图6进行说明的那样，在电动机的高速旋转时，误差变大。

图6是表示电动机的高速旋转时(图2中的脉冲数为3的旋转速度)的电动机驱动装置的动作波形的波形图。

与图4同样地，在图6中，从上到下依次是表示载波信号以及三相电压指令Vuvw(调制波信号)的各波形、根据载波信号以及三相电压指令Vuvw制作的PWM控制信号(上臂)的波形、三相的电动机电流Iu、Iv、Iw以及直流母线电流IDC的各波形的波形图。

另外，与图4同样地，在图6中，电动机电流Iu、Iw以及直流母线电流IDC的各波形中记载的点表示逆变器3的控制装置部中的直流母线电动机电流检测器5检测直流母线电流的定时。该检测定时例如相当于构成控制装置部的微型计算机具有的A/D转换功能的启动定时。

如图6所示，即使在高速旋转时，也通过IDC检测出2相的电动机电流。但是，检测出的电动机电流的相的组合(例如，在相位A中为V相和U相)在相位A、B、C全部不同。另外，若为了使2相的电动机电流的检测定时接近来提高检测的同时性而缩短AD转换器的检测间隔，则检测各相的电动机电流的峰值、谷值，因此，难以检测电动机电流的基波成分。

另外，如图6所示，若以在各相的前后IDC流动的各期间的中心附近检测电动机电流的方式设定AD转换器的检测间隔，则2相的电动机电流的检测定时的同时性受损。因此，电动机电流的检测精度降低，电动机控制的稳定性降低。特别是，如本实施例1那样，在不具有电流控制器而根据电动机电流检测值运算电流指令的简易的矢量控制中，电动机的高速旋转控制变得困难。

在此，对基于本发明人的研究的电动机旋转速度与基于IDC的2相电动机电流的电流检测定时的相位差的关系进行说明。

图7表示将电动机设为4极的PMSM，将AD转换器的检测间隔设为10μs的情况下的旋转速度与相位差的关系。此外，表示与旋转速度对应的电压指令的电角频率，即逆变器输出电压的电角频率。

如图7所示，在10万转以上时，相位差以电角的方式成为10度以上。在该相位差中，2相的电动机电流的检测定时的同时性受损。因此，在10万转以上时，电动机电流的检测精度降低。

如上所述，在通过直流母线电流检测电动机电流的现有技术中，当电动机的旋转速度成为高速时，难以检测电动机电流的基波成分，难以进行电动机的稳定的控制。

与此相对，根据本实施例1，如以下说明的那样，即使在高速旋转时，也能够进行基于直流母线电流的电动机电流的检测。

图8是表示本实施例1中的直流母线电动机电流检测器5(图1)的结构的功能框图。

如图8所示，直流母线电动机电流检测器5(图1)具有：电流分配器5A，其输入分流电阻的端子间电压作为直流母线电流检测值IDC，根据PWM控制信号将IDC分配给三相的电动机相电流(IDCu、IDCv、IDCw)；基波成分提取器5B，其从所分配的三相的电动机相电流(IDCu、IDCv、IDCw)的每一个提取基波成分(Iuf、Ivf、Iwf)。

电流分配器5A通过上述现有技术执行电流的分配。即，电流分配器5A以将通过中间层的PWM控制信号变化的定时的前后的定时的IDC的检测值检测出的二相的电动机电流、和根据这些二相的电动机电流通过相电流运算器(图5中的“52”)运算出的剩余的一相的电动机电流作为三相的电动机相电流(IDCu、IDCv、IDCw)内的对应的相的电动机相电流的方式分配IDC。

因此，所分配的三相的电动机相电流(IDCu、IDCv、IDCw)相当于通过上述现有技术检测出的三相的电动机电流。

基波成分提取器5B使用简易傅里叶转换、正弦波传递函数，从电动机相电流IDCu、IDCv、IDCw分别提取基波成分Iuf、Ivf、Iwf。

图9是表示应用简易傅里叶转换的基波成分提取器5B(图8)的结构的功能框图。此外，在图9中，为了方便，关于U相，仅表示用于从IDCu提取Iuf的结构，但关于V相及W相也是同样的结构。

如图9所示，基波成分提取器5B(图8)具有：根据电动机的旋转相位产生余弦波(Cos)的余弦波产生器5B9和产生正弦波(Sin)的正弦波产生器5B10、对输入信号(IDCu)乘以Cos的乘法器5B1和乘以Sin的乘法器5B2、使乘法器5B1的输出值平均化的滤波器5B3和使乘法器5B2的输出值平均化的滤波器5B4、对滤波器5B3的输出值乘以Cos的乘法器5B5和对滤波器5B4的输出值乘以Sin的乘法器5B6、将乘法器5B5的输出值与乘法器5B6的输出值相加的加法器5B7、以及将加法器5B7的输出值设为2倍而作为Iuf输出的运算器5B8。

根据图9所示的基波成分提取器，能够提取从直流母线电流检测出的电动机相电流的、与电动机的旋转相位同步的基波成分。通过将该基波成分设为电动机电流检测值，本实施例1的电动机驱动装置的控制装置部(矢量控制器1、同步PWM转换器2)在高速旋转时，能够以使电动机可以稳定地运转的方式进行控制。

图10是表示应用正弦波传递函数的基波成分提取器5B(图8)的结构的功能框图。此外，在图10中，为了方便，关于U相，仅表示用于从IDCu提取Iuf的结构，但关于V相及W相也是同样的结构。

数学式(2)及数学式(3)表示正弦波传递函数的一例。

[数学式2]

在数学式(2)中，K₁、K₂、K₃是控制增益常数。

[数学式3]

在数学式(3)中，K₄、K₅是控制增益常数。

数学式(2)和(3)所示的正弦波传递函数具有在角频率ω₀下增益最大的增益特性。因此，通过将ω₀设定为电动机的旋转电角频率，能够提取电动机电流的基波成分。此外，只要是具有这样的增益特性的传递函数，也可以是其他函数形式。

根据图10所示的基波成分提取器，与图9所示的基波成分提取器同样地，能够提取从直流母线电流检测出的电动机相电流的基波成分。通过将该基波成分设为电动机电流检测值，本实施例1的电动机驱动装置的控制装置部能够以在高速旋转时可以使电动机稳定地运转的方式进行控制。

图11是表示通过直流母线电流IDC检测出的电动机相电流IDCu、IDCv、IDCw(参照图8)和从IDCu、IDCv、IDCw提取出的电动机电流的基波成分Iu、Iv、Iw(分别与图8的Iuf、Ivf、Iwf对应)的波形图。

另外，图12是表示在本实施例1中被旋转驱动的电动机4的电动机电流的波形和直流母线电流(基于电流分配器5A(图8)的向各相的分配后)的波形的波形图。此外，关于电动机转速为86000rpm及150000rpm的情况，表示波形。

图11以及图12是基于模拟的本发明人的研究结果。在本研究中，将电动机的旋转速度规格设为90000rpm。因此，在150000rpm的情况下，通过所谓的弱励磁控制(Id*≠0)的效果，成为基波成分已知那样的波形。

根据上述的本发明人的研究，通过本实施例1，能够提取电动机相电流的基波成分，根据提取出的基波成分来控制电动机，由此，能够进行稳定的高速旋转直至1脉冲驱动(参照图2)。

接着，作为使用了本实施例1的电动机驱动装置的设备，对吸尘器、洗衣机、电动车、混合动力涡轮增压器进行说明。

图13是表示杆式吸尘器的概略结构的外观图。

吸尘器70具有：送风部71，其具有电动机以及通过电动机而旋转的风扇。送风部71中的电动机由基于本实施例1的电动机驱动装置驱动。因此，能够使电动机稳定地高速旋转，因此，能够增加吸尘器的输出。

图14是表示滚筒式洗衣机的概略结构的外观图。

洗衣机80的洗涤槽通过超多极电动机81而旋转。超多极电动机81由基于本实施例1的电动机驱动装置驱动。如超多极电动机81那样的多极电动机不会进行所述那样的高速旋转，但逆变器输出电压的电角频率高。因此，与高速旋转时同样地，直流母线电流的变动变大。因此，利用基于本实施例1的电动机驱动装置进行驱动，由此，能够稳定地对超多极电动机81进行旋转控制。因此，能够将超多极电动机应用于洗衣机，使洗衣机低振动化。

图15是表示电动车的概略结构的外观图。

电动车90具有超多极电动机91作为驱动车轮的轮内电动机。超多极电动机91由基于本实施例1的电动机驱动装置驱动。因此，与上述的洗衣机80(图14)同样地，能够实现电动车的低振动化。

图16是表示混合动力涡轮增压器的概略结构的结构图。

如图16所示，通过发动机101的排气而旋转的涡轮103和由涡轮103驱动的压缩机102经由电动机104连接。电动机104由基于本实施例1的电动机驱动装置驱动。因此，能够通过高速旋转规格的电动机进行辅助，因此，涡轮增压器的响应性提高。

此外，基于本实施例1的电动机驱动装置不限于上述设备，能够应用于机床、牙科用等医疗用切削器具、空气压缩机等以高速度或高电角频率驱动电动机的设备。

另外，在PWM转换器中也可以应用非同步PWM控制。例如，如多极电动机那样，即使以低速旋转，电角频率也高，因此，在电角频率的一周期中的PWM脉冲数能够变少的情况下，通过本实施例1，能够提取基波成分，并稳定地控制电动机。

如上所述，根据本实施例1，提取从直流母线电流检测出的电动机相电流的基波成分，根据该基波成分控制电动机，由此，即使逆变器输出电压的电角频率高，也能够稳定地控制电动机。由此，在如同步PWM控制那样减少电角频率的一周期中的PWM脉冲数来使电动机高速运转的情况下、如多极电动机那样提高电角频率来进行低速运转的情况下，能够稳定地控制电动机的旋转。由此，能够实现由电动机驱动的设备的高性能化、高功能化。

实施例2

图17是表示本发明的实施例2的电动机驱动装置的结构的功能框图。

以下，主要对与实施例1不同的点进行说明。

在本实施例2中，通过相电流传感器检测在电动机中流动的相电流。作为相电流传感器，例如应用设置于逆变器3的三相输出部或电动机4的三相输入部的CT(CurrentTransformer，变流器)。此外，可以通过相电流传感器检测三相的各相电流，也可以通过相电流传感器检测三相中的二相，运算剩余的1相。

如图2所示，电动机4的三相的电动机相电流的检测值Iuvw_m输入到基波成分提取器5C。基波成分提取器5C与所述实施例1中的基波成分提取器5B(图8)同样地提取各相电流的基波成分。基波成分提取器5C将提取出的三相的电动机电流的基波成分作为三相电动机电流检测值Iuvw输出到矢量控制器1。

基波成分提取器5C与实施例1中的基波成分提取器5B(图8)同样地，使用简易傅里叶转换(图9)、正弦波传递函数(图10、数学式(2)以及(3))，从电动机相电流的检测值Iuvw_m提取基波成分(Iuvw)。

根据本实施例2，提取由相电流传感器检测出的电动机相电流的基波成分，根据该基波成分来控制电动机，由此，与实施例1同样地，即使逆变器输出电压的电角频率高，也能够稳定地控制电动机。由此，与实施例1同样地，在使电动机高速运转的情况下、使多极电动机运转的情况下，能够稳定地控制电动机的旋转，因此，能够实现由电动机驱动的设备的高性能化、高功能化。

实施例3

图18是表示本发明的实施例3的电动机驱动装置的结构的功能框图。

以下，主要对与实施例2不同的点进行说明。

本实施例3的电动机驱动装置与实施例2同样地具有基波成分提取器5C，并且还具有切换提供给矢量控制器1的电动机电流的检测值的切换器6。

切换器6根据速度指令ω*，选择与实施例2同样地由相电流传感器检测出的电动机的相电流的检测值Iuvw_m和由基波成分提取器5C提取出的Iuvw_m的基波成分中的任一方，作为相电动机电流检测值Iuvw提供给矢量控制器1。

通过切换器6，在电角频率低的低中速旋转时，根据由相电流传感器检测出的电动机的相电流的检测值Iuvw_m，在电角频率高的高速旋转时，根据Iuvw_m的基波成分，执行矢量控制。

根据本实施例3，能够在从极低速时到超高速时的宽的速度范围内稳定地控制电动机。

此外，本发明并不限定于所述的实施方式，包含各种变形例。例如，所述的实施例是为了容易理解地说明本发明而详细地进行了说明的例子，并不一定限定于具有所说明的全部结构。另外，关于各实施例的结构的一部分，能够进行其他结构的追加、删除、置换。

附图标记说明

1矢量控制器、2同步PWM转换器、3逆变器、4电动机、5直流母线电动机电流检测器、5A 电流分配器、5B基波成分提取器、5C基波成分提取器、6切换器、51三相/dq转换器、52相电流运算器、70吸尘器、71送风部、80洗衣机、81超多极电动机、90电动车、101发动机、102压缩机、103涡轮、104电动机。

Claims

1.一种电动机控制装置，其根据速度指令和电动机电流的检测值，制作用于控制电动机的控制信号，其特征在于，

所述电动机控制装置具有：

相电流检测单元，其检测所述电动机的相电流；

基波成分提取单元，其提取由所述相电流检测单元检测出的所述电动机的所述相电流的基波成分，

将由所述基波成分提取单元提取出的所述基波成分作为所述电动机电流的所述检测值，制作所述控制信号。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相电流检测单元根据驱动所述电动机的逆变器中的直流母线电流的检测值来检测所述相电流。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述相电流检测单元是相电流传感器。

4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机控制装置具有：切换器，其根据所述速度指令，选择由所述相电流传感器检测出的所述相电流和所述基波成分中的一方，

将由所述切换器选择出的所述相电流或所述基波成分作为所述电动机电流的所述检测值，制作所述控制信号。

5.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述基波成分提取单元通过简易傅里叶转换来提取所述基波成分。

6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述基波成分提取单元通过正弦波传递函数来提取所述基波成分。

7.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制信号是PWM信号，

所述电动机控制装置具有：

PWM转换器，其根据成为调制波信号的电压指令和载波，制作所述PWM信号；

控制器，其根据所述速度指令和所述电动机电流的所述检测值，制作所述电压指令。

8.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述PWM转换器通过同步PWM制作所述PWM信号。

9.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器根据所述电动机的电压方程式，根据从所述电动机电流运算出的电流指令来制作所述电压指令。

10.根据权利要求9所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器通过简易矢量控制来制作所述电压指令。

11.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机是多极电动机。

12.一种电动机驱动装置，具有：

逆变器，其对电动机进行驱动控制；

控制部，其制作控制所述逆变器的控制信号，

其特征在于，

所述控制部根据速度指令和电动机电流的检测值制作所述控制信号，

所述电动机驱动装置具有：

相电流检测单元，其检测所述电动机的相电流；

13.一种由电动机驱动的设备，其特征在于，

所述电动机由权利要求12所述的电动机驱动装置驱动。