CN116722762A - 一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，属于电力电子变换器模型预测控制领域，通过无差拍控制，计算参考电压矢量；通过建立三矢量电流预测模型，计算矢量计算时间，降低并网电流THD；同时通过优化开关序列，实现飞跨电容电压在控制周期内充放电自平衡；另外，针对三相参数不平衡和控制延时等因素引发的飞跨电容电压低频振荡问题，提出了一种基于预测控制的调节因子计算方法，通过动态调整飞跨电容充放电时间，提高了飞跨电容电压控制的动态性；在开关序列确定的前提下，生成调制信号，通过调制的方法生成脉冲控制电路工作，实现定频控制。本发明可以抑制三相参数不平衡和控制延时带来的飞跨电容电压低频振荡。

Description

一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器模型预测控制领域，尤其是一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法。

背景技术

模型预测控制(MPC)是一种基于优化的控制策略，MPC具有快速动态响应和对扰动的鲁棒性、控制目标定义灵活等优点，已经被广泛用于电机驱动有源电力滤波和电力电子变换器。在同一个控制回路中，MPC通过修改成本函数可以同时实现多个控制目标，但是需要一个合适的权重因子，这是一个设计的难点。相比之下，基于无差拍思想的电压矢量预选方法，具有更低的计算负担，更适用于多电平电路的调制算法。三矢量MPC相比于传统模型预测控制，具有更好的并网电流质量，更低的THD。

非隔离光伏并网系统成为研究热点，但是无变压器结构造成了漏电流问题，引发电流畸变和额外的系统损耗。X.Guo等人在IEEE Journal of Emerging and SelectedTopics in Power Electronics发表论文《Three-Phase CH7 Inverter With aNew SpaceVector Modulation to Reduce Leakage Current for Transformerless PhotovoltaicSystems》通过增加开关提供额外的电路通路来抑制漏电流，但是增加了硬件成本和控制的复杂程度。相比于硬件方法，通过调制的方式更加经济方便。

近年来，出现了很多通过改进矢量序列来改善共模电压的方案。在传统两电平电压源电路中，零矢量产生的共模电压很大，L.Guo等人在IEEE Transactions onIndustrial Electronics发表论文《A Model Predictive Control-Based Common-ModeVoltage Suppression Strategy for Voltage-Source Inverter》提出了一种基于无差拍控制的预测控制，仅使用了非零矢量。在三电平电路中，基于6个零共模电压的中矢量和零矢量的理论，出现了很多改进的调制方案。Haoran Zhang在IEEE Transactions onIndustry Applications发表了论文《Multilevel inverter modulation schemes toeliminate common-mode voltages》，只采用零矢量和中矢量来抑制共模电压。T.Jin在IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics上发表了论文《Model Predictive Current Control Based on Virtual Voltage Vector Method forParallel Three-Level Inverters》中，使用零矢量和中矢量合成虚拟矢量，实现零共模电压和环流抑制。但尚未见基于模型预测控制的用于飞跨电容三电平逆变器的控制方法。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，可以实现漏电流抑制，飞跨电容电压平衡，且并网电流波形较好；针对三相参数不平衡和控制延时造成的飞跨电容电压低频振荡问题，基于飞跨电容离散预测模型，提出了一种调节因子计算方法，有良好的控制效果，原理简单，易于实现。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，利用无差拍控制计算出参考电压矢量，直接定位合成矢量的位置；在分析三电平空间矢量图的基础上，采用共模电压相同的中矢量和零矢量来合成参考矢量；通过调整O状态的时间，使开关的冗余状态O₁和O₂的时间占比相等；推导三矢量电流预测控制时间计算公式，降低并网电流THD，优化开关序列；针对参数不平衡和控制延迟带来的飞跨电容电压低频振荡，基于预测控制设计一种能够动态调整冗余O₁和O₂的占比的调节因子D，实现飞跨电容电压的平衡。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述控制方法具体包括如下步骤：

步骤1：对三相电网电压V_a、V_b、V_c采样锁相，并按照电流控制要求，生成三相电流参考I_{a_ref}、I_{b_ref}、I_{c_ref}，同时对三相电网电流I_a、I_b、I_c采样，并将三相电压、三相电流、三相参考电流进行坐标变换，得到αβ坐标系下的电网电压V_α、V_β，电网电流I_α、I_β，参考电流I_{α_ref}、I_{β_ref}，用于三矢量预测控制时间计算；

步骤2：对飞跨电容三电平逆变器，建立交流侧离散数学模型，并导出其无差拍参考电压数学模型；

步骤3：利用无差拍计算的参考电压矢量，进行扇区定位，选取合成矢量；

步骤4：三矢量电流预测控制时间计算；建立网侧电流预测模型，定义两个有源矢量的作用时间为t₁和t₂，零矢量作用时间为t₀，利用拉格朗日导数法，计算矢量作用时间；

步骤5：开关序列采用7段式，开关序列优化，分为两个部分；

首先是调整冗余O₁和O₂的矢量时间要相等，实现飞跨电容电压充放电自平衡；其次是调整矢量的位置，降低开关开断切换次数，降低开关损耗，提高系统效率；根据优化后的开关序列生成调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆；

步骤6：针对三相参数不平衡和计算延迟带来的飞跨电容电压低频振荡的问题，建立电容电压预测模型，计算调节因子D，动态调整O状态中O₁和O₂的相对时间，并加入三矢量预测控制时间内，生成新的调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆；

步骤7：用生成的调制信号与锯齿波进行比较生成开关出发脉冲，驱动飞跨电容三电平逆变器工作；

步骤8：用Matlab/Simulink搭建仿真模型，进行验证。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤2的具体过程如下：

根据基尔霍夫电压定律，交流侧离散数学模型如下：

推导出网侧电流预测模型为：

推导出无差拍参考电压数学模型：

其中，L为网侧电感，R为等下电阻，T_S为控制周期。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤4的具体步骤如下：

三矢量网侧电流预测模型为：

I(k+1)＝I(k)+S₁t₁+S₂t₂+S₀t₀ (4)

其中，S₁、S₂、S₀定义为电流斜率：

定义电流预测代价函数：

G＝(I_ref-I(k+1))² (6)

利用拉格朗日倒数法，计算出矢量作用时间：

其中定义：

本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤5的具体步骤如下：

首先分析各种开关状态对飞跨电容的影响，以第一扇区为例：选取零矢量OOO，有源矢量PON和PNO，开关序列选择7段式；矢量优选后能够实现理想状态下的共模电压恒定，抑制漏电流，但是O₁和O₂的作用时间不同，飞跨电容在控制周期内无法实现充放电自平衡；所以要人为调制O状态的分布，调整后的开关序列：A相中O₁作用时间为(t₀/2)，O₂的作用时间为(t₀/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₂/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₂/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₁/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₁/2)，从而实现飞跨电容电压自平衡；

优化后的调制信号为：

本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤6的具体步骤如下：

所述调节因子D计算公式如下：

首先建立电容电压预测模型：

V_Cx(k+1)＝V_Cx(k)+(0.5+D)t₀s₊-(0.5-D)t₀s_- (11)

同时定义电容电压变化率S₊和S_-，数值上相等：

其中，I_x(x＝a,b,c)为相电流，C为飞跨电容容值；为控制飞跨电容电压在一个开关周期内稳定为V_dc/2，定义飞跨电容电压代价函数为：

利用拉格朗日倒数法求解调节因子D：

得调节因子D的表达式为：

以Ⅰ扇区为例说明调节因子引入后对开关序列的调整：调节因子D调节的是零矢量引入的O状态的相对占空比，对于A相来说，需要在S_a1中引入D/2的占空比调整量，在S_a2中同样引入D/2的占空比调整量；针对A相引入调节因子的时候，不应该引起B相和C相的矢量时间变化；对于B相和C相引入调节因子时，也是同样考虑；

采用调制波与锯齿波比较的方式产生门级触发脉冲，为简化发波形式，采取12路同时触发的形式，三相使用相同的调制信号；开关对称引入调节因子D，前后两端各引入D/4，对于B相和C相，通过左移或右移D/4，就能够保持相同的触发顺序，且保持充放电自平衡；

将调节因子D引入调制信号，以A相为例，如下所示：

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

本发明使用三矢量预测控制，并网电流THD低，经过开关序列优化后，有效抑制漏电流，降低开关损耗，同时实现了飞跨电容电压自平衡，提出的调节因子引入后，可以抑制三相参数不平衡和控制延时带来的飞跨电容电压低频振荡，提高飞跨电容的使用寿命，飞跨电容电压稳定的同时，提高了变换器工作稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做以简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；

图1是本发明采用的飞跨电容三电平逆变器电路图；

图2是本发明的矢量图；

图3是本发明的Ⅰ扇区传统7段式开关序列；

图4是本发明的Ⅰ扇区充放电自平衡优化后的7段式开关序列示意图；

图5是本发明的Ⅰ扇区开关损耗优化后的7段式开关序列示意图；

图6是本发明的所有扇区优化后的7段式开关序列示意图；

图7是本发明的Ⅰ扇区引入调节因子后的7段式开关序列示意图；

图8是本发明的整体控制框图；

图9是本发明稳态工作时的漏电流、并网电流、飞跨电容电压和共模电压的波形对比图；

图10是本发明的动态工作时的并网电流波形和飞跨电容电压波形图；

图11是本发明的调节因子效果图。

具体实施方式

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

本发明实施例通过提供一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，解决了现有技术中存在的“尚未见基于模型预测控制的用于飞跨电容三电平逆变器的控制方法”问题，大致思路：利用无差拍控制计算出参考电压矢量，直接定位合成矢量的位置，避免了传统预测控制的比较寻优过程，大大降低了程序运行时间。为了抑制漏电流，需要保持共模电压恒定，在分析三电平空间矢量图的基础上，只采用共模电压相同的中矢量和零矢量来合成参考矢量，解决了非隔离光伏系统的对地漏电流问题。飞跨电容三电平逆变器中飞跨电容电压的平衡，取决于开关的冗余状态O₁和O₂的时间占比，通过调整O状态的时间，使其相等，可以实现飞跨电容充放电自平衡。推导了三矢量电流预测控制时间计算公式，并网电流THD较低，同时优化了开关序列，降低了开关的开断次数，降低了系统的损耗，提高效率。另外，针对实验中参数不平衡和控制延迟带来的飞跨电容电压低频振荡，基于预测控制提出了一种调节因子的计算方法，可以动态调整冗余O₁和O₂的占比，实现飞跨电容电压的平衡，提高电容的寿命，增强系统稳定性。

下面结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明：

一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，具体步骤如下：

步骤1：对三相电网电压V_a、V_b、V_c采样锁相，并按照电流控制要求，生成三相电流参考I_{a_ref}、I_{b_ref}、I_{c_ref}，同时对三相电网电流I_a、I_b、I_c采样，并将三相电压、三相电流、三相参考电流进行坐标变换，得到αβ坐标系下的电网电压V_α、V_β，电网电流I_α、I_β，参考电流I_{α_ref}、I_{β_ref}，用于三矢量预测控制时间计算。

步骤2：对图1所示飞跨电容三电平逆变器，建立交流侧离散数学模型，并导出其无差拍参考电压数学模型。交流侧离散数学模型如下：

根据向前差分公式，网侧电流预测模型为：

基于无差拍原理，桥臂参考电压为：

其中，L为网侧电感，R为等效电阻，T_S为控制周期。

步骤3：利用无差拍计算的参考电压矢量，进行扇区定位，选取合成矢量，矢量图如图2所示，冗余O状态对飞跨电容电压影响见表1。

步骤4：三矢量电流预测控制时间计算。建立网侧电流预测模型，定义两个有源矢量的作用时间为t₁和t₂，零矢量作用时间为t₀，利用拉格朗日导数法，计算矢量作用时间。

三矢量网侧电流预测模型为：

I(k+1)＝I(k)+S₁t₁+S₂t₂+S₀t₀ (4)

其中，S₁、S₂、S₀定义为电流斜率：

电流预测代价函数定义如下：

G＝(I_ref-I(k+1))² (6)

利用拉格朗日导数法，计算出矢量作用时间：

其中定义：

步骤5：开关序列采用7段式，开关序列优化，分为两个部分。首先是调整冗余O₁和O₂的矢量时间要相等，实现飞跨电容电压充放电自平衡，其次是调整矢量的位置，降低开关开断切换次数，降低开关损耗，提高系统效率。根据优化后的开关序列生成调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆。

首先分析各种开关状态在不同电流极性情况下，对飞跨电容电压的影响，详细见表1。

表1开关状态对电容电压的影响

其中，x＝(a,b,c)。

以第一扇区为例：选取零矢量OOO，有源矢量PON和PNO，开关序列选择7段式。传统对称7段式如图3所示，矢量优选后可以实现理想状态下的共模电压恒定，抑制漏电流，但是O₁和O₂的作用时间不同，飞跨电容在控制周期内无法实现充放电自平衡。所以要人为调制O状态的分布，调整后的开关序列如图4所示，A相中O₁作用时间为(t₀/2)，O₂的作用时间为(t₀/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₂/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₂/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₁/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₁/2)，从而实现飞跨电容电压自平衡。但是可以看到开关切换次数过多，造成开关损耗。调整开关序列，如图5所示，开关切换次数降低一倍，提高系统效率。其他扇区开关序列如图6所示。

优化后的调制信号为：

步骤6：针对三相参数不平衡和计算延迟带来的飞跨电容电压低频振荡的问题，建立电容电压预测模型，计算调节因子D，动态调整O状态中O₁和O₂的相对时间，并加入三矢量预测控制时间内，生成新的调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆。

调节因子D计算公式如下，首先建立电容电压预测模型：

V_Cx(k+1)＝V_Cx(k)+(0.5+D)t₀s₊-(0.5-D)t₀s_- (11)

同时定义电容电压变化率S₊和S_-，数值上相等：

其中，I_x(x＝a,b,c)为相电流，C飞跨电容容值。为控制飞跨电容电压在一个开关周期内稳定为V_dc/2，定义飞跨电容电压代价函数为：

利用拉格朗日倒数法求解调节因子：

可得调节因子的表达式为：

以Ⅰ扇区为例，说明调节因子引入后对开关序列的调整。调节因子D调节的是零矢量引入的O状态的相对占空比，对于A相来说，需要在S_a1中引入D/2的占空比调整量，在S_a2中同样引入D/2的占空比调整量。最重要的是，针对A相引入调节因子的时候，不应该引起B相和C相的矢量时间变化。对于B相和C相引入调节因子时，也是同样考虑。此外，本发明采用的是调制波与锯齿波比较的方式产生门级触发脉冲，为简化发波形式，采取12路同时触发的形式，三相使用相同的调制信号。开关对称引入调节因子，前后两端各引入D/4，对于B相和C相，通过左移或右移D/4，就可以保持相同的触发顺序，且保持充放电自平衡。调节因子引入后的开关序列如图7所示。

将调节因子引入调制信号，以A相为例：

步骤7：用生成的调制信号与锯齿波进行比较生成开关出发脉冲，驱动飞跨电容三电平逆变器工作。

步骤8：用Matlab/Simulink搭建仿真模型，对所提方案进行验证。

图9是本发明的并网电流、飞跨电容电压、漏电流和共模电压与传统方案对比图。可以看到本发明方案，可以实现共模电压恒定，抑制漏电流，且同时控制飞跨电容电压平衡，较好的并网电流波形。

图10是本发明的动态工作时并网电流、飞跨电容电压和漏电流图。可以看到，在动态过程中，本发明也可以实现良好的飞跨电容电压控制和漏电流抑制效果，且并网电流波形良好。

图11是本发明的调节因子效果图。可以看到，在离散控制下飞跨电容电压存在2V的低频震荡，在调节因子引入后可以很好的抑制震荡问题。

综上所述，本发明提出的控制方法，经过开关序列优化后，有效抑制漏电流，降低开关损耗，同时实现了飞跨电容电压自平衡，提出的调节因子引入后，可以抑制三相参数不平衡和控制延时带来的飞跨电容电压低频振荡，提高飞跨电容的使用寿命，飞跨电容电压稳定的同时，提高了变换器工作稳定性。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (6)

1.一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：利用无差拍控制计算出参考电压矢量，直接定位合成矢量的位置；在分析三电平空间矢量图的基础上，采用共模电压相同的中矢量和零矢量来合成参考矢量；通过调整O状态的时间，使开关的冗余状态O₁和O₂的时间占比相等；推导三矢量电流预测控制时间计算公式，降低并网电流THD，优化开关序列；针对参数不平衡和控制延迟带来的飞跨电容电压低频振荡，基于预测控制设计一种能够动态调整冗余O₁和O₂的占比的调节因子D，实现飞跨电容电压的平衡。

2.根据权利要求1所述的一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：所述控制方法具体包括如下步骤：

步骤1：对三相电网电压V_a、V_b、V_c采样锁相，并按照电流控制要求，生成三相电流参考I_{a_ref}、I_{b_ref}、I_{c_ref}，同时对三相电网电流I_a、I_b、I_c采样，并将三相电压、三相电流、三相参考电流进行坐标变换，得到αβ坐标系下的电网电压V_α、V_β，电网电流I_α、I_β，参考电流I_{α_ref}、I_{β_ref}，用于三矢量预测控制时间计算；

步骤2：对飞跨电容三电平逆变器，建立交流侧离散数学模型，并导出其无差拍参考电压数学模型；

步骤3：利用无差拍计算的参考电压矢量，进行扇区定位，选取合成矢量；

步骤4：三矢量电流预测控制时间计算；建立网侧电流预测模型，定义两个有源矢量的作用时间为t₁和t₂，零矢量作用时间为t₀，利用拉格朗日导数法，计算矢量作用时间；

步骤5：开关序列采用7段式，开关序列优化，分为两个部分；

首先是调整冗余O₁和O₂的矢量时间要相等，实现飞跨电容电压充放电自平衡；其次是调整矢量的位置，降低开关开断切换次数，降低开关损耗，提高系统效率；根据优化后的开关序列生成调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆；

步骤6：针对三相参数不平衡和计算延迟带来的飞跨电容电压低频振荡的问题，建立电容电压预测模型，计算调节因子D，动态调整O状态中O₁和O₂的相对时间，并加入三矢量预测控制时间内，生成新的调制信号Z₁、Z₂、Z₃、Z₄、Z₅、Z₆；

步骤7：用生成的调制信号与锯齿波进行比较生成开关出发脉冲，驱动飞跨电容三电平逆变器工作；

步骤8：用Matlab/Simulink搭建仿真模型，进行验证。

3.根据权利要求2所述的一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤2的具体过程如下：

根据基尔霍夫电压定律，交流侧离散数学模型如下：

推导出网侧电流预测模型为：

推导出无差拍参考电压数学模型：

其中，L为网侧电感，R为等下电阻，T_S为控制周期。

4.根据权利要求2所述的一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤4的具体步骤如下：

三矢量网侧电流预测模型为：

I(k+1)＝I(k)+S₁t₁+S₂t₂+S₀t₀ (4)

其中，S₁、S₂、S₀定义为电流斜率：

定义电流预测代价函数：

G＝(I_ref-I(k+1))² (6)

利用拉格朗日倒数法，计算出矢量作用时间：

其中定义：

5.根据权利要求2所述的一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤5的具体步骤如下：

首先分析各种开关状态对飞跨电容的影响，以第一扇区为例：选取零矢量OOO，有源矢量PON和PNO，开关序列选择7段式；矢量优选后能够实现理想状态下的共模电压恒定，抑制漏电流，但是O₁和O₂的作用时间不同，飞跨电容在控制周期内无法实现充放电自平衡；所以要人为调制O状态的分布，调整后的开关序列：A相中O₁作用时间为(t₀/2)，O₂的作用时间为(t₀/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₂/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₂/2)；B相中O₁作用时间为(t₀/2+t₁/2)，O₂的作用时间为(t₀/2+t₁/2)，从而实现飞跨电容电压自平衡；

优化后的调制信号为：

6.根据权利要求2所述的一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤6的具体步骤如下：

所述调节因子D计算公式如下：

首先建立电容电压预测模型：

V_Cx(k+1)＝V_Cx(k)+(0.5+D)t₀s₊-(0.5-D)t₀s_- (11)

同时定义电容电压变化率S₊和S_-，数值上相等：

其中，I_x(x＝a,b,c)为相电流，C为飞跨电容容值；为控制飞跨电容电压在一个开关周期内稳定为V_dc/2，定义飞跨电容电压代价函数为：

利用拉格朗日倒数法求解调节因子D：

得调节因子D的表达式为：

以Ⅰ扇区为例说明调节因子引入后对开关序列的调整：调节因子D调节的是零矢量引入的O状态的相对占空比，对于A相来说，需要在S_a1中引入D/2的占空比调整量，在S_a2中同样引入D/2的占空比调整量；针对A相引入调节因子的时候，不应该引起B相和C相的矢量时间变化；对于B相和C相引入调节因子时，也是同样考虑；

采用调制波与锯齿波比较的方式产生门级触发脉冲，为简化发波形式，采取12路同时触发的形式，三相使用相同的调制信号；开关对称引入调节因子D，前后两端各引入D/4，对于B相和C相，通过左移或右移D/4，就能够保持相同的触发顺序，且保持充放电自平衡；

将调节因子D引入调制信号，以A相为例，如下所示：