CN116208017B - 基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法，逆变器为T型单相三电平逆变器，该电压状态预测控制方法包括以下步骤：1)创建输出电压模型，输出电压模型中包括多个小电压矢量；2)构建OSS‑MPC预测模型，并在K时刻根据MPC预测模型预测出K+1时刻的输出电流；3)构建切换序列集，每个构建的切换序列中都包含两个对直流电容电压有相反影响的冗余小电压矢量；4)通过调整冗余小电压矢量的运行时间来实现对直流分压电容电压的动态调节；5)通过参考电流对切换序列集进行划分，获得候选切换序列，在候选中找到最优切换序列；6)根据最优切换序列控制开关序列发生器，以输出控制逆变器的预测控制信号。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法。
背景技术
在全球能源转型背景下，风力发电、光伏发电等新能源发电系统快速发展。作为连接配电发电系统与电网或用电负载之间的纽带，逆变器是新能源发电的核心，其性能影响着新能源发电系统的性能及其未来发展的潜力。因此逆变器的控制策略成为越来越受关注的方向。目前，两电平和三电平逆变器广泛应用于新能源发电系统。与两电平逆变器相比，三电平逆变器具有更高的电能质量、更高的输出效率和更低的共模电压等优点。目前应用较为广泛的四种拓扑结构为中性点箝位、飞跨电容箝位型、级联式和混合箝位型逆变器。在众多的拓扑结构中，T型三电平逆变器作为一个新颖的拓扑结构，其在开关频率在5kHz至30kHz范围内时具有更高的效率。因此，T型三电平逆变器成为近几年的研究热点。
单相逆变器的传统线性控制策略常用的有谐振控制、比例积分(PI)控制等。这些方法对控制器的参数设计过程的要求比较高。动态性能和稳态性能需要经过麻烦的参数调教过程来实现相对平衡。重复控制是一种基于内模原理的无静差控制策略，该策略可以保证输出波形能够准确地跟踪命令。然而，动态响应慢是该策略的一个主要缺点。总的来说，这些控制策略提供了良好的性能。然而对于一些不可忽视的非线性环节，需要采用模型预测控制(MPC)来提高系统的动态和稳态性能。MPC控制首先要根据控制目标来定义一个代价函数。然后，利用电力电子的离散特性构建预测模型，根据所构建的预测模型和系统当前状态来预测不同开关状态所对应的未来输出，最后利用定义的代价函数来评估未来输出，确定最优的开关状态。应用在电力电子领域逆变器的MPC可以分为两大类：有限控制集MPC(FCS-MPC)和连续控制集MPC(CCS-MPC)。
CCS-MPC是在一个连续的空间内考虑逆变器的开关动作，利用调制技术产生矢量复平面的连续电压矢量。该方法的显著优点是提供了固定的开关频率，减少了输出电流的纹波，便于滤波器的设计。但是在处理系统约束所带来高度的计算负担，给该方法带来了较大的局限性。与CCS-MPC相比，FCS-MPC是将目标优化与开关状态决策过程优化成一步，具有适用范围广、约束的易扩展性等优点，因此成为了近年来的研究热点之一。将FCS-MPC应用在两电平逆变器中，可以获得良好的稳态和动态性能。在多电平逆变器的应用中，提出了三电平逆变器、五电平逆变器和混合多电平逆变器的FCS-MPC算法。这些算法都能够满足控制需求，但是，上述控制算法的可变开关频率会导致逆变器的输出电流纹波较大的问题。
为了降低FS-MPC策略的输出纹波，几种固定开关频率的FCS-MPC策略被提出。已有人提出了一种基于离散空间矢量调制的FCS-MPC控制方案。然而，大量虚拟矢量的使用导致了很大的计算负担。对控制芯片性能要求很高，系统的实际实现难度较大。已有人提出了一种应用于感应电动机的双矢量FCS-MPC方案。该方案在每一个控制周期中使用了两个电压矢量以求获得更好的性能。尽管如此，有限的控制自由度并不能保证能获得最优稳态性能。此外，一种应用于逆变器的固定开关频率FCS-MPC控制方案也在2019年被人提出。该方案根据电压矢量的输出电平等级进行扇区的划分，根据参考电压所在扇区位置来确定候选电压矢量，并从中选取三个矢量作用在一个控制周期内。但参考电压的扇区判断和候选电压矢量的组合，会带来很大的计算负担。此外，最优切换序列(OSS)的概念被引入到MPC方案提出了最优切换序列模型预测控制(OSS-MPC)。本质上，OSS是利用了空间矢量脉宽调制(SVPWM)的思路，将由多个电压矢量组合构成的切换序列(包含开关状态和占空比)作用在一个控制周期内。由于寻优对象是定义的切换序列而不是电压矢量，可以保持有限的计算负担易于在数字硬件平台上实现。然而该方法没有具体阐述中性点(NP)平衡策略，并且代价函数中权重系数的存在导致了大量调整时间的消耗。
在MPC算法中，代价函数中权重系数的调整过程也是一个巨大的挑战，特别是有多个控制目标的情况。有文章通过在代价函数中加了权重系数，来实现NP电压平衡和电流跟踪误差的最小化。此外，为了实现最小化误差、NP电压平衡和环流抑制这些控制目标，有文章通过引入权重系数，将上述控制目标的整合到代价函数中。还有文章按照相同的思路在代价函数中加入电流跟踪、NP电压平衡、平均开关频率控制、共模电压这些目标项，来实现多目标的最优控制。由于没有具体的理论支撑，代价函数中的权重系数往往是通过大量实验测试来找到相对合理的值，这个过程是十分麻烦的。因此，无权重系数的MPC算法成为近几年的研究热点。
传统线性控制策略(如谐振控制、比例积分(PI)控制等)对控制器的参数设计过程的要求比较高。动态性能和稳态性能需要经过麻烦的参数调教过程来实现相对平衡。重复控制由于复杂的迭代过程和大量的之前的信息，因此该方法对控制芯片的性能要求较大。传统的FCS-MPC算法的缺点包括：1、开关频率的变化的，导致输出电流纹波较大，滤波器设计困难。2、为了实现中性点电位平衡，在代价函数中引入权重系数。而权重系数的具体数值的确定，由于没有具体的理论支撑，需要经过大量的实验来找到一个相对合适的值。对于目前提出的几种固定开关频率的FCS-MPC策略的缺点有：1、权重系数依然存在。2、复杂的控制算法导致了很大的计算负担。
发明内容
本发明的目的是通过以下技术方案实现的。
本发明提供了一种基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法，所述逆变器为T型单相三电平逆变器，该电压状态预测控制方法包括以下步骤：
1)创建输出电压模型，所述输出电压模型中包括多个小电压矢量；
2)构建OSS-MPC预测模型，并在K时刻根据所述MPC预测模型预测出K+1时刻的输出电流；
3)构建切换序列集，每个构建的切换序列中都包含两个对直流电容电压有相反影响的冗余小电压矢量，以及一个对直流电容电压没有影响的零电压矢量或大电压矢量；
4)通过调整所述冗余小电压矢量的运行时间来实现对直流分压电容电压的动态调节，从而实现NP均衡；
5)通过参考电流对切换序列集进行划分，获得候选切换序列，在候选中找到最优切换序列；
6)根据所述最优切换序列控制开关序列发生器，以输出控制所述逆变器的预测控制信号。
进一步地，采样时刻k+1处的输出电流预测为
上式中为k+1时刻的预测电流，is,k为k时刻的瞬时电流。
进一步地，所述切换序列集包括四个切换序列。
进一步地，所述四个切换序列被分为两组候选切换序列，每组包括两个候选切换序列。
进一步地，对参考电流进行判断：如果参考电流大于0，则从第一组候选切换序列中选择最优切换序列；反之，则从第二组候选切换序列中选择最优切换序列。
进一步地，计算每个候选切换序列的代价函数，将代价函数最小的候选切换序列作为最优切换序列。
进一步地，所述开关序列发生器将所述最优切换序列依次转化为占空比信号和开关信号，然后输出所述开关信号给所述逆变器中的开关器件。
本发明的优点在于：
1、本申请提出的无加权系数的简化OSS-MPC的代码时间约为带权重系数的传统OSS-MPC算法的一半，大大减少了代码的计算负担。2、本申请提出的无加权系数的简化OSS-MPC和带权重系数的传统OSS-MPC算法一样，都能准确、快速地跟踪参考电流，并具有良好的稳态和动态性能。甚至无加权系数的简化OSS-MPC输出电流的纹波更小。3、提出的无加权系数的简化OSS-MPC实现了固定的开关频率，高次谐波主要分布在采样频率(16khz)和两倍采样频率(32khz)附近。4、本申请提出的无加权系数的简化OSS-MPC充分利用较小的电压矢量来平衡NP电压，去除了代价函数中的权重系数，简化了控制实现，并且具有良好的NP电压平衡性能。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
图1示出了本申请实施例的T型单相三电平逆变器拓扑图。
图2示出了本申请实施例的冗余小电压矢量的直流电容和NP电流的详细工作过程示意图。其中，(a)V1(0,-1)，(b)V5(1,0)，(c)V3(-1,0)，(d)V7(0,1)。
图3示出了本申请实施例的逆变器离散的输出电压矢量的控制区示意图。
图4示出了本申请实施例的所构建的切换序列的图形示例图。
图5示出了本申请实施例的每个切换序列中不同电压矢量的开关模式和作用时间示意图。
图6示出了本申请实施例的简化无加权系数OSS-MPC的流程图。
图7示出了本申请实施例的简化无加权系数OSS-MPC的框图。
图8示出了本申请实施例的稳态性能分析实验波形图。
图9分别比较了传统和本申请提出的OSS-MPC算法的输出电流的谐波频谱示意图。
图10示出了本申请实施例的动态性能分析实验结果示意图。
图11示出了本申请实施例的NP波动模拟示意和本申请所提出的OSS-MPCNP电压平衡实验波形示意图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施方式。虽然附图中显示了本公开的示例性实施方式，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
术语解释：
二极管箝位型(中性点箝位)多电平逆变器：二极管箝位式多电平逆变器主要通过箝位二极管和串联直流电容器产生多电平交流电压。这种逆变器的拓扑结构通常由三、四、五这三种电平。目前，只有三电平二极管箝位式逆变器在中压大功率传动系统中得到了实际应用，通常为二极管箝位型多电平逆变器(NPC)逆变器。NPC逆变器的主要特征为，输出电压比两电平逆变器具有更小的电压变化率和总谐波失真(THD)。更重要的是，这种逆变器无需采用器件串联，就可以应用于一定电压等级的中压传动系统。
飞跨电容型多电平逆变器：与二极管箝位型多电平逆变器相比，直流侧电容不变，用飞跨电容取代箝位二极管，工作原理与二极管箝位电路相似，每相有4个开关器件同时处于导通或关断状态，构成4个互补的开关器件对，但开关器件对的组合与二极管箝位型的不同，而且在电压合成方面，开关状态的选择更加灵活。
级联式多电平逆变器：级联式多电平逆变器是由若干个基本逆变模块(如H桥)组合而形成的。这种电路的特点：随着逆变器级联数目的增加，输出电压的电平数增加，从而使得输出电压或电流波形的谐波含量减小；由于多个逆变模块串联完成整个逆变任务，虽然整体输出开关频率变高，但各个逆变单元功率器件的开关频率并不高，因此与非级联式电路相比功率器件承受的电压应力减小，当各串联或并联连接的级联模块中有一个逆变模块故障时，可通过把此逆变模块短接而退出工作，其它模块仍然能够正常工作，保证系统正常运行。使模块化逆变器产品的封装，生产和制造成为可能，扩展容易。
混合箝位型多电平逆变器：混合箝位型多电平逆变器是在传统的二极管箝位型多电平逆变器的每个桥臂的钳位二极管上分别再并联一个悬浮电容。所加的悬浮电容能够抑制关断过电压，并且通过充放电实现中点电位的自平衡控制。混合箝位型多电平逆变器能够有效地抑制电压尖峰，电路可靠性更高，并且通过引入了悬浮电容，控制直流电容交替并联，从而自动维持了直流母线电容电压的平衡。
T型三电平逆变器：T型三电平逆变器是对二极管箝位型三电平逆变器的改进，即保留了三电平逆变器输出波形质量好、效率高的优点，又减少了电力电子器件的数目和传导损耗。
有限控制集模型预测控制(FCS-MPC)：有限集模型预测控制结合逆变器的开关特性，产生有限个数的电压矢量。在当前控制周期内对每个开关状态所产生的电机输出结果进行预测，将预测结果与所期望结果最相近的开关状态作为最佳开关状态应用于下一控制周期。其中价值函数被用来评价不同开关状态对应的预测结果与期望结果相近程度，并以此为标准选出最优开关状态。因为考虑到了逆变器的自然特性，避免了采用传统控制中的矢量调制技术，因此有限控制集模型预测控制在控制复杂度方面更为直观和简单。
连续控制集模型预测控制(CCS-MPC)：连续控制集模型预测控制利用调制技术产生矢量复平面的连续电压矢量，是时域内基于模型的最优控制方法，具有稳态精度更高，电流纹波更小，开关频率确定等优点。
最优切换序列模型预测控制(OSS-MPC)。在有限控制集模型预测控制的基础上利用了空间矢量脉宽调制(SVPWM)的思路，将由多个电压矢量组合构成的切换序列(包含开关状态和占空比)作用在一个控制周期内。该方法提供了固定的开关频率，减少了输出电流的纹波，便于滤波器的设计。
本申请提出了一种应用于T型单相三电平逆变器无加权系数的简化最优切换序列模型预测控制(OSS-MPC)。通过采用OSS-MPC控制方法实现了固定开关频率。为了去除代价函数中的权重系数，在构建切换序列时，考虑了冗余小电压矢量对上下直流链路电容器电压的不同影响。在每个切换序列中，有两个对称的冗余小电压矢量，对直流链路电容器电压有相反的影响，因此可以通过调整两个冗余小电压矢量的动作时间来实现逆变器的中性点电压平衡，而不是代价函数中加入NP电压平衡项。根据切换序列的不同效果，通过参考对切换序列进行简单划分，即可获得候选切换序列。然后在候选中找到最优切换序列，从而简化了优化过程，减少了计算负担。
A.输出电压模型的搭建
表1：系统采样的变量
如图1所示，本申请采用的是T型单相三电平逆变器拓扑结构。其中Edc表示直流电压源，C1和C2表示直流分压电容，L表示滤波电感，C表示滤波电容。Sxi代表图中的电力电子开关器件，VAO和VBO分别为桥臂A和桥臂B相对于中性点O的输出电压。其他系统采样的变量在表1中详细展示出来了。为了便于描述，电力电子开关器件的开、关状态分别用“0”和“1”表示，即Sxi∈{0,1}。此外Sx1、Sx3和Sx2、Sx4以互补的方式工作，以防止出现直通现象。在假设NP电压平衡的理想条件下，表2具体给出了输出电压和开关状态的对应关系。其中“P”、“O”和“N”分别表示桥臂A或B相对于直流侧中性点O的输出电压为Vdc/2、0和-Vdc/2。
表2：输出电压和开关状态的对应关系
假设所有器件都是理想器件，忽略电力电子开关的死区时间和非线性特性，那么逆变器的输出电压可以根据电力电子开关的状态来确定。因此，将每个桥臂的开关状态SX(X＝A,B)定义为
其中“1”、“0”和“-1”分别表示输出状态为“P”、“O”和“N”时桥臂上所有开关的状态。
根据(1)中定义的开关状态，逆变器的输出电压VAB可表示为
假设NP电压是处于均衡状态的，那么逆变器的输出电压可离散为9(32)个电压矢量。表3给出了逆变器开关状态与电压矢量的具体对应关系。
在表3中共有9个电压矢量，其中包括2个大电压矢量V2、V6，4个小电压矢量V1、V5、V3、V7，和3个零电压矢量V0、V4、V8。对于T型三相三电平逆变器，NP电压受小电压矢量和中电压矢量的共同影响。而对于T型单相三电平逆变器，NP电压只受小电压矢量的影响。因此，对于T型单相三电平逆变器可以使用小电压矢量来调节NP电压。
表3：逆变器开关状态与电压矢量的具体对应关系
B.构建预测模型
根据图1中的拓扑结构，逆变器在连续时间内的动态输出可表示为：
为构建T型单相三电平逆变器的输出电流预测公式，将式(3)改写为：
那么，通过式(4)可以将逆变器输出电流在每个逆变器输出电压开关区间内的动态增量表示出来。由表3可知，根据不同的开关状态，逆变器的输出电压VAB共有9个可能的输出电压矢量Vj，其中j∈{0,...,8}。因此对于每个输出电压矢量Vj，逆变器输出电流增量的函数可以定义为：
从所有的9个电压矢量中选取三个电压矢量来定义切换序列：
SSN＝[VX VY VZ] (6)
其中X,Y,Z∈{0,...,8}。输出电压矢量VX、VY、VZ的作用时间可以分别表示为t1、t2、t3，那么作用时间之间的关系可以表示为
TS＝t1+t2+t3 (7)
其中TS代表采样时间。那么切换序列SSN对应的各电压矢量的时间序列可定义为
将切换序列SSN中的电压矢量代入公式(5)中，那么切换序列对应的输出电流增量序列可以表示为
f(SSN)＝[f(VX) f(VY) f(VZ)] (9)
假设逆变器输出电流随采样频率的变化缓慢。因此，如果预测的步长足够小，电流可以近似等价于常数。由于本申请只考虑一个时间步长，因此在采样时间k处的测量值is，k和VC，k在采样时间间隔TS内可以近似看成是不变的。根据公式(4)和(5)，在采样间隔TS期间，将切换序列SSN中各输出电压矢量对输出电流的影响进行累加求和。因此，下一个采样时刻k+1处的输出电流可预测为
上式中为k+1时刻的预测电流，is,k为k时刻的瞬时电流。
由于采样时间TS足够小，所以利用微积分的思想，公式(10)可以转化为
C.构建最优切换序列(OSS)
为了使单相三电平逆变器中实现三电平状态的输出，会在直流侧用两个串联的电容来构造成中性点。在直流电容的充放电过程中，中性点电位会发生波动。当上下两个直流电容之间的电压差变大时，逆变器的性能就会变差。为了获得更好的逆变器性能，就必须对代价函数中的加权系数λ进行适当调整，以实现NP电压的平衡。但在实际应用中，选择合适的权重系数是一个非常麻烦的过程，需要通过大量的实验才能找到一个相对合适的值。
在单相三电平逆变器的所有可能输出电压矢量中，共有4个冗余小电压矢量：V1、V5、V3、V7。这些冗余的小电压矢量可以根据它们的输出电平分为两组。一组为V1、V5，它们的输出电压都是-Vdc/2；另一组为V3、V7，它们的输出电压都是Vdc/2。图2展示了冗余小电压矢量的直流电容和NP电流的详细工作过程。从图2中可以清楚地看到，虽然每组中的两个电压矢量的输出电压相同，但它们对直流电容电压的作用效果是相反的。具体来说，电压矢量V1和V3会使上直流电容电压VP增大，下直流电容电压VN减小；电压矢量V5和V7会使上直流电容电压VP减小，下直流电容电压VN增大。因此，根据上述分析可以发现，通过使用冗余的小电压矢量可以来调整NP电压，从而去除掉传统MPC算法代价函数中的权重系数。
根据表3所示的电压矢量，逆变器离散的输出电压矢量的控制区域如图3所示。观察图3可以发现，沿着颜色较深虚线上的输出电压矢量具有相同的输出电压水平。其中颜色较深虚线A、B、C、D、E分别对应输出电压等级-Vdc、-Vdc/2、0、Vdc/2、Vdc。沿着颜色较浅虚线上的每个输出电压矢量对直流电容电压有相同的作用效果。颜色较浅虚线b上的矢量可以使上直流电容电压VP减小，下直流电容电压VN增大，称为正矢量；颜色较浅虚线d上的矢量可以使上直流电容电压VP增大，下直流电容电压VN减小，称为负矢量。
为了便于构建切换序列集，对9个电压矢量的控制区域进行了重新排列。横坐标表示输出电压VAB，纵坐标表示矢量对NP影响。从图中可以发现具有相同输出电压的冗余小电压矢量沿着NP影响轴的方向对称分布。因此，为了更方便地实现NP平衡，每个构建的切换序列中都包含两个对直流电容电压有相反影响的冗余的小电压矢量，以及一个对直流电容电压没有影响的零电压矢量或大电压矢量。图4具体给出了所构建的切换序列的图形示例。
构建好切换序列后，下一步就是确定切换序列对应的时间序列。输出电流偏差可表示为：
上式中为k+1时刻的预测电流，/>为期望输出电流。将公式(11)带入(12)可得：
在相同的切换序列中下，其最优的时间序列就是要使输出电流偏差为0，在考虑公式(7)的关系的情况下，系统可简化为：
由于在构建切换序列时，对直流分压器电容电压影响相反的两个冗余小电压矢量是对称放置的，因此为了确保NP电压平衡，理论上它们的运行时间应该是相同的，即t1＝t3。利用该条件可以对公式(14)进行求解。由此可确定切换序列中各电压矢量的运行时间为：
t2＝TS-2t1 (16)
t3＝t1 (17)
D.NP平衡的时间补偿
虽然所提出的切换序列是对称构造的，但由于制造缺陷导致的上、下直流分压电容的值不同，在实际应用中仍然会出现NP不平衡问题。由于冗余小电压矢量会影响直流分压电容电压，因此可以通过调整冗余小电压矢量的运行时间来实现对直流分压电容电压的动态调节，从而实现NP均衡。NP平衡的时间补偿tcomp可定义为：
因此，调整后的时间序列SSN可以表示为：
本申请采用对称脉冲模式，因此每个切换序列中不同电压矢量的开关模式和作用时间如图5所示。其中，(a)SS0.(b)SS1.(c)SS2.(d)SS3.
经过上面的操作，可以从代价函数中去掉加权系数λ，那么简化后的代价函数具体表示为：
E.简化寻优过程
如图4所示，得到了四个切换序列。在传统的OSS-MPC算法中，寻优过程需要遍历所有的4个切换序列来找到最优的切换序列，而每个切换序列需要计算(9)和(19)，这会带来很大的计算量。
仔细观察图4可以发现，无论应用哪个时间序列，SS0和SS1的对应输出总是小于等于0，而SS2和SS3的输出总是大于等于0。因此，可以首先对参考电流iref进行判断：如果iref大于0，则只需要从候选切换序列SS2和SS3中选择最优切换序列；反之，则需要从候选切换序列SS0和SS1中选择最优切换序列。这样，四个候选切换序列的寻优过程就可以简化为两个候选切换序列的寻优过程，从而大大减少了计算量。图6给出了所提出的简化无加权系数OSS-MPC的流程图，图7给出了所提出的简化无加权系数OSS-MPC的框图。
表4：具体实验参数
本申请进行了具体的实验验证，搭建了基于数字信号处理器(DSP)TMS320F28377D的实验平台。实验平台包括直流电源、电阻负载箱、T型三电平逆变器模块和驱动、基于数字信号处理器(DSP)TMS320F28377D的控制板、电脑、示波器，其具体参数如表4所示。用VAC电流传感器测量逆变器输出电流，用LEM电压传感器测量滤波电容和上下直流分压电容电压。
本申请比较了带加权系数的传统OSS-MPC算法和简化无加权系数的OSS-MPC算法的性能。首先进行了算法执行时间的对比实验，分别对比了传统OSS-MPC和本申请所提OSS-MPC的算法执行时间。
接着进行了稳态性能分析实验，分别进行了参考电流为2.5A和5A是传统OSS-MPC和本申请所提OSS-MPC的实验。
然后是动态性能分析实验，进行了参考电流突然增大和突然减小时传统OSS-MPC和本申请所提OSS-MPC的实验。
最后进行了NP电压平衡实验。通过在上直流分压电容上突然增加电阻来模拟NP电压波动，进行了本申请所提OSS-MPC的实验NP电压波动实验。
A.算法执行时间实验
利用CCS软件的clock功能来测量传统OSS-MPC和本申请所提OSS-MPC算法的执行时间，具体结果如表5所示。
从表5可以看出，本申请提出的OSS-MPC算法的执行时间为22.23μs，仅为传统OSS-MPC算法的52％左右。这证明了所提出的简化过程降低了计算复杂度。
表5：算法执行时间实验
B.稳态性能分析实验
在稳态性能比较中，为了确保有效的NP电压平衡，传统OSS-MPC算法的加权系数λ确定为4。
图8比较了传统和本申请提出的OSS-MPC算法的逆变器输出电压VAB、上直流分压电容电压Vp和输出电流is的稳态实验波形。(a)iref为2.5A时传统OSS-MPC波形。(b)iref为2.5A时所提OSS-MPC波形。(c)iref为5A时传统OSS-MPC波形。(d)iref为5A时所提OSS-MPC波形。图9分别比较了传统和本申请提出的OSS-MPC算法的输出电流的谐波频谱。图9中，(a)iref为2.5A时传统OSS-MPC的谐波频谱。(b)iref为2.5A时所提OSS-MPC的谐波频谱。(c)iref为5A时传统OSS-MPC的谐波频谱。(d)iref为5A时所提OSS-MPC的谐波频谱。
通过观察图8，可以发现两种算法的输出电流可以精确跟踪参考电流iref。上直流分压电容电压能够得到有效控制，其值约为100V，为直流母线电压的一半。两种算法都可以实现NP平衡。此外，从图9中可以观察到，当iref为5A时，传统和本申请提出的OSS-MPC算法的输出电流的总谐波失真(THD)分别为3.94％和3.77％。当iref电流为2.5A时，传统的OSS-MPC算法和本申请提出的OSS-MMPC算法的输出电流THD分别提高到7.66％和7.58％。这是因为电流参考太小，不能选择包含大电压矢量的开关序列，从而导致了较高的THD。此外，高次谐波主要分布在采样频率(16kHz)附近和两倍采样频率(32kHz)附近。总之，简化无加权系数的OSS-MPC算法和具有加权系数的传统OSS-MMPC算法都具有良好的稳态性能。值得注意的是，本申请所提出的简化无加权系数的OSS-MPC算法的THD是低于有加权系数的传统OSS-MPC算法。
C.动态性能分析实验
图10：动态性能分析实验结果。(a)iref从2.5A突变为5A时传统OSS-MPC波形图。(b)iref从5A突变为2.5A时传统OSS-MPC波形图。(c)iref从2.5A突变为5A时所提OSS-MPC波形图。(d)iref从5A突变为2.5A时所提OSS-MPC波形图。
图10给出了当iref突变时，传统和所提OSS-MPC算法的逆变器输出电压VAB、上直流分压电容电压Vp和输出电流is的波形。其中圆圈为突变处。图10(a)和图10(b)分别展示了iref从2.5A跳到5A和从5A跳到2.5A时，传统OSS-MPC波形图。图10(c)和图10(d)分别展示了iref从2.5A跳到5A和从5A跳到2.5A时，所提OSS-MPC算法波形图。从图中可以看出，两种算法都可以快速跟踪参考电流，并且在iref突然变化时具有相似的动态性能。
D.NP电压平衡实验
为了验证所提出的OSS-MPC算法的NP电压平衡能力，通过在上直流分压电容Vp处突然并联电阻来模拟NP电压波动。
图11(a)中的电路图详细展示了NP波动模拟示意图，使用了串联手动开关SX和电阻R(100Ω)。图11(b)和图11(c)分别为所提出OSS-MPC算法下开关SX突然开通和关断时，上直流分压电容电压Vp、逆变器输出电压VAB和输出电流is的波形。
可以看出，本申请提出的OSS-MPC算法在开关SX突然打开或关闭时，上直流分压电容电压Vp的波动可以忽略，NP电压平衡良好。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (2)
1.一种基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法，所述逆变器为T型单相三电平逆变器，其特征在于，该逆变器预测控制方法包括以下步骤：
1)创建输出电压模型，所述输出电压模型中包括多个小电压矢量；
2)构建OSS-MPC预测模型，并在k时刻根据所述OSS-MPC预测模型预测出k+1时刻的输出电流；采样时刻k+1处的输出电流预测为
上式中为k+1时刻的预测电流，is,k为k时刻的瞬时电流；
3)构建切换序列集，每个构建的切换序列中都包含两个对直流电容电压有相反影响的冗余小电压矢量，以及一个对直流电容电压没有影响的零电压矢量或大电压矢量；所述切换序列集包括四个切换序列；所述四个切换序列被分为两组候选切换序列，每组包括两个候选切换序列；
4)通过调整所述冗余小电压矢量的运行时间来实现对直流电容电压的动态调节，从而实现NP均衡；
5)通过参考电流对切换序列集进行划分，获得候选切换序列，在候选切换序列中找到最优切换序列；对参考电流进行判断，如果参考电流大于0，则从第一组候选切换序列中选择最优切换序列；反之，从第二组候选切换序列中选择最优切换序列；计算每个候选切换序列的代价函数，将代价函数最小的候选切换序列作为最优切换序列；所述第一组候选切换序列的对应输出总是大于等于0，所述第二组候选切换序列的对应输出总是小于等于0；
6)根据所述最优切换序列控制开关序列发生器，以输出控制所述逆变器的预测控制信号。
2.根据权利要求1所述的一种基于最优切换序列模型的逆变器预测控制方法，其特征在于，步骤6)中，
所述开关序列发生器将所述最优切换序列依次转化为占空比信号和开关信号，然后输出所述开关信号给所述逆变器中的开关器件。
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