CN116491062A - 交流电动机控制装置及具备该装置的驱动系统 - Google Patents

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Abstract

交流电动机控制装置控制逆变器，该逆变器向作为三相永磁体同步电动机的交流电动机提供交流电流。交流电动机控制装置包括：脉宽调制信号生成单元，该脉宽调制信号生成单元向所述逆变器提供脉宽调制信号，以向所述交流电动机施加包含用于检测所述交流电动机的转子位置的位置检测电压矢量在内的多种电压矢量；电流微分值检测单元，该电流微分值检测单元对所述位置检测电压矢量被施加到所述交流电动机上所产生的所述交流电动机的电流的微分值即电流微分值进行检测；转子位置运算单元，该转子位置运算单元基于所述电流微分值检测单元检测出的电流微分值，计算所述交流电动机的转子的推定位置；转子位置校正单元，该转子位置校正单元根据q轴电流值对所述推定位置进行校正；以及驱动控制单元，该驱动控制单元根据所述转子位置校正单元校正后的推定位置，控制所述脉宽调制信号生成单元以驱动所述交流电动机。

Description

交流电动机控制装置及具备该装置的驱动系统
相关申请
本申请基于2020年11月27日向日本专利局提出的日本专利申请2020-196803号主张优先权，并将该申请的所有内容援引入本申请。
技术领域
本发明涉及交流电动机控制装置及具备该装置的驱动系统。
背景技术
交流电动机是构成为接受交流电流的供给来进行工作的电动机，包括无刷直流电动机、感应电动机、步进电动机等。简而言之，接受直流电流的供给并使用整流元件来改变绕组电流的方向这样的结构以外的电动机均包含在交流电动机的范畴内。
用于交流电动机的典型的电动机控制装置具备将直流转换为交流的逆变器，并利用该逆变器向电动机提供交流电流。为了恰当地控制逆变器，需要转子位置的信息。因此，使用检测转子的旋转位置的转子位置检测器的输出来控制逆变器。
而作为使用转子位置检测器的替代,已知有推定转子位置，并基于推定出的转子位置来控制逆变器从而驱动交流电动机的方式。这种控制方式被称为“无位置传感器控制”，或者简单地称之为“无传感器控制”。通过省去转子位置检测器，不再需要考虑转子位置检测器的安装位置精度及与转子位置检测器相关的布线。而且，无传感器控制具有也能够应用于在物理上无法配置转子位置检测器的电动机、用途为转子位置检测器对使用环境不耐受的电动机等的优点。
在无传感器控制中推定转子位置的典型方法有感应电压法。感应电压法是指使用电压指令和电流检测值，基于电动机模型进行运算来求出感应电压，并使用该感应电压来推定转子位置的方法。
然而，在感应电压较小的低速区域，由于实际施加电压相对于电压指令的误差、电流检测的误差、电流检测分辨率的限制等，很难检测出转子位置。
专利文献1、2中公开了在包含零速度的低速区域内进行无传感器控制的示例。
专利文献1的无传感器控制中，在驱动电压波形上叠加频率比用于驱动电动机的励磁频率要高的交变电压。由于交变电压的施加，电动机电感发生变化，随之能够在电动机旋转坐标系的dq轴上得到高频交变电流的响应。基于此来推定转子位置。
专利文献2的无传感器控制中，利用每个PWM控制周期所产生的在电动机固定坐标系的αβ轴上的电流纹波量会受到电感影响的现象。具体而言，在每个PWM控制周期求出电压矢量施加过程中的相电流变化量，利用它们的相间差分值来推定转子位置。相比于前者，后者的位置推定周期更短，因此，更容易实现高响应性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平7－245981号公报
专利文献2：日本专利特开2018-153028号公报
专利文献3：日本专利特开2011－050168号公报
专利文献4：日本专利特开2010-154598号公报
专利文献5：日本专利特开2020－005404号公报
专利文献6：日本专利特开2013-126352号公报
专利文献7：国际公开第2015/190150号公报
专利文献8：日本专利特开2007-129844号公报
非专利文献
非专利文献1：T.Aihara等4人，《凸极同步电动机零转速无传感器转矩控制》，IEEE电力电子学汇刊，第14卷第1期，1999年1月(「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」、IEEE TRANSACTIONS ON POWERELECTRONICS,VOL.14,NO.1,JANUARY 1999)
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，任何情况下在磁饱和区域中驱动电动机时，电感会受到磁饱和的影响，因此都会导致推定位置精度变差，最差的情况有可能导致电动机失调。
在叠加高频交变电压来推定位置的专利文献1的情况下，作为抑制推定精度变差的手段，可以采用专利文献3、4、5、6、7的方法。专利文献3公开了使旋转坐标系中的电感Ld、Lq对旋转坐标系中的电流Id、Iq具有依赖性从而校正推定值的方法。专利文献4公开了根据转矩(q轴电流值)来改变高频电压的大小从而提高推定精度的方法。专利文献5、6公开了施加依赖于q轴电流值的d轴电流指令来维持凸极比的方法。专利文献7公开了限制电流值以防止低于规定凸极比的方法。
这些方法都是在q轴上进行校正来改进的方法，而对d轴电流指令值进行校正的方法(专利文献5、6)、进行限制电流的方法(专利文献7)也可以适用于在αβ轴上推定转子位置的情况。
然而，对d轴电流指令值进行校正的专利文献5、6的方法存在铜损会增加的问题。另外，限制电流自身的专利文献7的方法存在无法产生高转矩的问题。
另一方面，在根据αβ轴上的电流纹波量并使用电感来推定转子位置的专利文献2的方法中，利用多次电流检测值来求出相电流变化量。不参与电动机驱动的电流纹波量当然是越小越好，但在使用多次电流检测值的方法中，难以确保能够检测出微小电流纹波的S/N比(信噪比)。
该问题可以通过使用电流微分检测器来解决，该电流微分检测器使用根据电流的时间变化产生感应电压的模拟电路，直接获取电流微分值。尤其如专利文献8所记载的那样，通过使用由磁性芯体构成的电流变压器等元件，可以得到足够大的次级侧电压，因此，即使是微小的电流纹波，也能高灵敏度地将其检测出。
然而，在高转矩状态下，与电流纹波的频率相比几乎可以视作为直流的初级侧的电动机电流会使磁性芯体饱和，从而存在由初级侧的电流纹波产生的次级侧的感应电压变小的问题。即，电流微分检测器的增益会随着电动机电流而发生变化。该问题可以通过使用罗氏线圈等空芯线圈来解决，然而，使用空芯线圈的电流变压器在次级侧产生的电压较小，因此，又会遇到无法确保足够的S/N比的问题。
由此，在包含零速度的低速区域中，特别是在产生了高转矩的状态下的转子位置推定尚存在问题，很难稳定地对交流电动机进行无传感器控制而不发生失调。
本发明的一个实施方式是提供一种交流电动机控制装置及具备该装置的驱动系统，其在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也不会发生失调从而能够稳定地对交流电动机进行无传感器控制。
用于解决技术问题的技术手段
本发明的一个实施方式提供一种交流电动机控制装置，该交流电动机控制装置控制向作为三相永磁体同步电动机的交流电动机提供交流电流的逆变器。该交流电动机控制装置包括：脉宽调制信号生成单元，该脉宽调制信号生成单元向所述逆变器提供脉宽调制信号，以向所述交流电动机施加包含用于检测所述交流电动机的转子位置的位置检测电压矢量在内的多种电压矢量；电流微分值检测单元，该电流微分值检测单元对所述位置检测电压矢量施加到所述交流电动机上所产生的所述交流电动机的电流的微分值即电流微分值进行检测；转子位置运算单元，该转子位置运算单元基于所述电流微分值检测单元检测出的电流微分值，计算所述交流电动机的转子的推定位置；转子位置校正单元，该转子位置校正单元根据q轴电流值对所述推定位置进行校正；以及驱动控制单元，该驱动控制单元根据所述转子位置校正单元校正后的推定位置，控制所述脉宽调制信号生成单元以驱动所述交流电动机。
此处，电流微分值是指表示电流的时间变化的值，用作为除了电流的时间微分值之外，还包含以短时间间隔检测出的电流值的差分(变分)的用语。
q轴电流值是指将交流电动机的转子的磁通方向定义为d轴，将与之正交的方向定义为q轴，在与转子一起旋转的dq旋转坐标系中的q轴电流的值。
将位置检测电压矢量施加到交流电动机上时的电流微分值会随着转子位置发生变动，因此，通过使用电流微分值，可以推定出转子位置。另一方面，根据本申请发明人的研究，推定出的转子位置含有依赖于q轴电流值的误差。该误差的原因之一是高转矩驱动时交流电动机的磁饱和。在电流微分值检测单元使用的是具有磁性芯体的电流变压器之类的元件的情况下，其磁性芯体的磁饱和也是误差的原因。因此，在本实施方式中，对转子的推定位置进行与q轴电流值相对应的校正。通过基于上述校正后的推定位置来控制交流电动机，能够在包含零速度的低速区域内，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置校正单元从所述转子位置运算单元计算出的位置减去所述q轴电流值的函数即校正量，来对所述推定位置进行校正。通过使用q轴电流值的函数来进行校正，能够恰当地减小由q轴电流引起的推定位置的误差。从而，在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置校正单元从所述转子位置运算单元计算出的位置减去校正量，来对所述推定位置进行校正，所述校正量是将所述转子位置运算单元计算出的推定位置用于相位的高频分量与所述q轴电流值的函数之积。这种情况下，校正量包含将推定位置用于基准相位的高频分量，并且具有与q轴电流值相对应的振幅。从而，能够恰当地去除推定位置中包含的高频分量的误差，能够获得更准确的推定位置。因此，在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置校正单元执行第一校正和第二校正，所述第一校正是从所述转子位置运算单元计算出的推定位置减去第一校正量来对该推定位置进行校正，所述第一校正量是所述q轴电流值的函数，所述第二校正是从经过所述第一校正进行校正后的推定位置减去第二校正量来对该推定位置进一步校正，所述第二校正量是将经过所述第一校正进行校正后的推定位置用于相位的高频分量与所述q轴电流值的函数之积。
这种情况下，基于q轴电流值进行第一阶段的校正，再利用q轴电流值和在第一阶段中进行了校正后的推定位置的相位来进行第二阶段的校正。从而，能够减小由于q轴电流值引起的推定位置的误差，并且能够去除高频分量的推定误差。而且，在校正高频分量的推定误差时，将进行了第一阶段的校正后得到的推定位置用于基准相位，因此能够得到更加准确的推定位置。从而，在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机更加恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置校正单元对所述推定位置进行校正，以使该推定位置向所述交流电动机因所述q轴电流值而产生的转矩的方向偏移。通过该结构，能够恰当地校正由于q轴电流值引起的推定位置运算误差，因此，能够得到准确的推定位置。从而，在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述脉宽调制信号生成单元向所述逆变器提供脉宽调制信号，以在向所述交流电动机施加了所述位置检测电压矢量之后接着施加将所述位置检测电压矢量反相后的反相电压矢量。
通过该结构，为了检测位置而施加的电压矢量所引起的电流被反相矢量抵消。从而，能够在不影响实际电流的情况下推定转子位置，能够抑制由位置检测引起的振动和噪声。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置运算单元通过计算不同的电压矢量施加到所述交流电动机上时的同相或不同相的电流微分值的差分，生成用循环对称表达式表示的位置推定用三相信号，并利用所述位置推定用三相信号，计算所述交流电动机的转子的推定位置。
根据该结构，生成的位置推定用三相信号用循环对称表达式来表示，因此，即使在产生高转矩时交流电动机发生磁饱和而导致电感发生变化，其影响也能等效地呈现在三相上。因此，能够抑制位置推定误差，从而能够准确地推定转子位置。从而，在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式中，所述转子位置运算单元通过计算不同的电压矢量施加到所述交流电动机上时的同相的电流微分值的差分，生成位置推定用三相信号，并利用所述位置推定用三相信号，计算所述交流电动机的转子的推定位置。
根据该结构，通过获取同相的电流微分值的差分来生成位置推定用三相信号，因此，能够总括电流微分值检测的增益来生成位置推定用三相信号。从而，即使在大电流时电流微分值检测单元所具备的磁性体发生磁饱和，也能容易地抑制位置推定误差。因此，能够准确地推定转子位置，从而在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调地对交流电动机恰当地进行无传感器控制。
本发明的一个实施方式包括作为三相永磁体同步电动机的交流电动机、向所述交流电动机提供交流电流的逆变器、以及控制所述逆变器的交流电动机控制装置。交流电动机控制装置具有上述特征。
根据该结构，能够提供一种既能适用无传感器控制，又能在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下交流电动机也不会发生失调的稳定的驱动系统。
发明效果
根据本发明，能够提供一种交流电动机控制装置及具备该装置的驱动系统，其在包含零速度的低速区域中，即使在高转矩下也能够不发生失调从而能够稳定地对交流电动机进行无传感器控制。
附图说明
图1A是用于说明具备本发明的一个实施方式的电动机控制装置的驱动系统的结构的框图。
图1B是用于说明所述电动机控制装置所具备的控制器的功能性结构的框图。
图2是表示与所述控制器的电流控制器相关的详细结构的具体示例的框图。
图3是用于说明所述电动机控制装置所具备的逆变器的结构例的电路图。
图4A和图4B表示与逆变器的8个状态相对应的电压矢量。
图5是表示交流电动机的模型的电路图，示出为三角形接线的三相电动机模型。
图6表示交流电动机M在低速旋转时(包括停止状态)的电压、电流和电流微分的波形图的一个示例。
图7表示交流电动机的模型的电路图，示出为Y接线的三相电动机模型。
图8表示UVW固定坐标上的理想正弦波的电感的一个示例。
图9A、图9B和图9C表示针对理想正弦波的电感计算其在αβ固定坐标系上的电感Lα、Lβ、Mαβ、在dq旋转坐标系上的电感Ld、Lq、Mdq、以及电感的m、n、s分量并绘制得到的示例。
图10A、图10B和图10C表示根据理想正弦波的电感计算出施加了3种电压矢量时的电流微分值的一个示例。
图11A、图11B和图11C表示通过磁性分析对三相表面磁体型电动机在电动机的q轴电流为零的状态下输入所述3种电压矢量并使转子位置旋转电气角一个周期的情况下的电流微分值。
图11D表示位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图11E表示αβ固定坐标系上的位置推定用二相信号αs、βs、以及基于其求出的推定位置。
图12A和图12B分别表示通过磁性分析求出图11A～图11E所处状态下的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈的交链磁通的结果。
图13A和图13B分别表示通过磁性分析求出q轴电流为正时的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈的交链磁通的结果。图13C和图13D分别表示通过磁性分析求出q轴电流为负时的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈的交链磁通的结果。
图14A表示q轴电流为正时的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图14B表示q轴电流为负时的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图14C表示在q轴电流为正和负的各自情况下计算出的推定位置。图14D表示q轴电流为正和负的各自情况下推定位置相对于理想推定角度的误差。
图15A表示平移校正后的推定位置。图15B表示平移校正后的推定位置的误差。
图16A表示高次谐波校正后的推定位置。图16B表示高次谐波校正后的推定位置的误差。
图17A和图17B分别表示将图12A所示的UVW固定坐标上的电感转换为αβ固定坐标系和dq旋转坐标系上的电感的结果。图17C表示相应的分量m、n、s。
图18A、图18B和图18C分别表示在电动机电流为零时使用3种电压矢量而得到的电流微分值。
图18D表示由同相的电流微分值的差分构成的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图18E表示根据该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws计算出的推定位置。
图19A、图19B和图19C表示对电动机线通过固定相励磁而施加U相为零、V相为正、W相为负的电流并从外部强制电动机旋转时的电流微分值的获取结果。
图20A表示根据图18A、图18B和图18C的电流微分值的结果仅用2种电压矢量构成的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图20B表示根据该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws计算出推定位置而得的结果。
图21A表示根据图18A、图18B和图18C的电流微分值的结果用同相的差分构成位置推定用三相信号Us、Vs、Ws的一个示例。图21B表示用该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws计算推定位置而得的结果。
图22A表示将图21A的信号Vs、Ws变为2倍并重新计算而到的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图22B表示用该信号计算推定位置而得的结果。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。
图1A是用于说明具备本发明的一个实施方式的电动机控制装置的驱动系统的结构的框图。电动机控制装置100是用于驱动交流电动机M的装置(交流电动机控制装置)。更具体而言，电动机控制装置100通过不使用检测交流电动机M的转子位置的转子位置检测器来控制交流电动机M的所谓无传感器控制，来驱动交流电动机M。交流电动机M可以是表面磁体型同步电动机(SPMSM)。本实施方式中，交流电动机M是三相永磁体同步电动机，具有U相绕组5u、V相绕组5v和W相绕组5w。下面，在统称这些绕组时称之为“绕组5uvw”。图1A中示出了绕组5uvw采用Y接线的示例，但也可以如后文所述地，绕组5uvw采用三角形接线。
本示例中，电动机控制装置100具有包括位置控制回路、速度控制回路和电流控制回路的反馈系统，构成为根据位置指令来控制交流电动机M的转子位置的位置伺服控制。关于电流控制，采用矢量控制。来自外部的指令不限于位置指令，可以是速度指令，也可以是转矩指令(电流指令)。当提供速度指令时，不使用位置控制回路。当提供转矩指令时，仅使用电流控制回路，不使用位置控制回路和速度控制回路。
关于转子位置，并不使用转子位置检测器，而是使用由电流微分检测器4uvw得到的信号来推定。更具体而言，基于电流微分值，生成表示交流电动机M的各相绕组的电感变动的位置推定用信号，并基于该位置推定用信号来推定转子位置。表面磁体型同步电动机在原理上并不具备凸极性，因此，无法使用电感变化来进行磁极检测，然而，在使用钕磁铁等强磁力的磁体时，由于铁芯的磁饱和，电感会有一些变化。
若对具体结构进行说明，则电动机控制装置100包括控制器1、电流检测器3u、3v、3w和电流微分检测器4u、4v、4w，其构成为控制逆变器2。逆变器2将直流电源7所提供的直流电流转换为交流电流，并将其提供给交流电动机M的绕组5uvw。电动机控制装置100、逆变器2和交流电动机M构成驱动系统。
逆变器2与交流电动机M通过对应于U相、V相和W相的3条电流线路9u、9v、9w(以下，在统称时称为“电流线路9uvw”)连接。这些电流线路9uvw中分别配置有电流检测器3u、3v、3w和电流微分检测器4u、4v、4w。电流检测器3u、3v、3w(以下，统称时称为“电流检测器3uvw”)分别检测对应相的电流线路9uvw中流过的线电流，即、分别检测U相线电流Iu、V相线电流Iv和W相线电流Iw(以下，统称时称为“线电流Iuvw”)。电流微分检测器4u、4v、4w(以下，统称时称为“电流微分检测器4uvw”)是检测对应相的电流线路9uvw中流过的线电流的时间变化、即U相、V相和W相的电流微分值dIu、dIv、dIw(以下，统称时称为“电流微分值dIuvw”)的电流微分值检测单元(电流微分值检测器)。
交流电动机M的绕组5uvw采用Y接线时，线电流Iuvw等于各相的绕组5uvw中流过的相电流iu、iv、iw(以下，统称时称为“相电流iuvw”)。交流电动机M的绕组5uvw采用三角形接线时，线电流Iuvw与相电流iuvw之间的关系如后文的式(3)所示。
控制器1基于位置指令θcmd控制逆变器2。控制器1具有计算机的形式，包括处理器(CPU)1a和存储器1b，存储器1b作为记录介质，记录由处理器1a执行的程序。
图1B是用于说明控制器1的功能性结构的框图。控制器1构成为通过处理器1a执行程序，来实现多个功能处理部的功能。多个功能处理部包括位置控制器11、速度控制器12、电流控制器13、PWM生成器14、位置推定器15和速度推定器16。
位置推定器15利用电流微分检测器4uvw输出的信号即电流微分值dIuvw进行运算来推定交流电动机M的转子位置，并将推定位置θfb反馈给位置控制器11。位置控制器11基于推定位置θfb，生成使转子位置与位置指令θcmd一致的速度指令ωcmd，并将其提供给速度控制器12。由此，构成位置控制回路。
转子的推定位置θfb也被提供给速度推定器16。速度推定器16求出推定位置θfb的时间变化，并进行运算来推定转子速度，将推定速度ωfb提供给速度控制器12。速度控制器12基于推定速度ωfb，生成用于使转子速度与速度指令ωcmd一致的电流指令Idcmd、Iqcmd，并将其提供给电流控制器13。由此，构成速度控制回路。
向电流控制器13提供电流检测器3uvw检测出的线电流Iuvw(准确地说是线电流Iuvw的检测值)。电流控制器13生成用于使线电流Iuvw与电流指令Idcmd、Iqcmd相匹配的U相电压指令Vu、V相电压指令Vv和W相电压指令Vw(以下，统称时称为“电压指令Vuvw”)，并将其提供给PWM生成器14。由此，构成电流控制回路。
PWM生成器14是生成与电压指令Vuvw相对应的PWM控制信号(脉宽调制信号)并将其提供给逆变器2的脉宽调制信号生成单元(脉宽调制信号生成电路)。利用PWM生成器14，与电压指令Vuvw相应的电压经由电流线路9uvw被施加到交流电动机M的绕组5uvw之间。
图2是表示与电流控制器13相关的详细结构的具体示例的框图。速度控制器12按照dq旋转坐标系生成d轴电流指令Idcmd和q轴电流指令Iqcmd，并将其提供给电流控制器13。dq旋转坐标系是将交流电动机M的转子的磁通方向定义为d轴，将与之正交的方向定义为q轴，根据转子的旋转角(电气角)进行旋转的旋转坐标系。电流控制器13包括dq电流控制器131、逆dq转换器132、二相三相转换器133、三相二相转换器134和dq转换器135。二相三相转换器133将电流检测器3uvw检测出的三相的线电流Iuvw转换成二相固定坐标系即αβ坐标系的二相电流值Iα、Iβ。dq转换器135对αβ坐标系的二相电流值Iα、Iβ进行坐标转换，转换成dq旋转坐标系的d轴电流值Id和q轴电流值Iq。该dq旋转坐标系的电流值Id、Iq被提供给dq电流控制器131。dq电流控制器131生成dq旋转坐标系的电压指令即d轴电压指令Vdcmd和q轴电压指令Vqcmd，以使d轴电流值Id和q轴电流值Iq分别与d轴电流指令Idcmd和q轴电流指令Iqcmd一致。该电压指令Vdcmd、Vqcmd在逆dq转换器132中被坐标转换成αβ坐标系的电压指令Vαcmd、Vβcmd。然后，该αβ坐标系的电压指令Vαcmd、Vβcmd通过二相三相坐标转换器133被坐标转换成三相电压指令Vuvw。该三相电压指令Vuvw被提供给PWM生成器14。
位置推定器15包括：计算αβ坐标系的转子角度的转子角度运算器151、以及基于q轴电流值对转子角度运算器151计算出的转子角度进行校正来生成推定位置θfb的补偿器152。转子角度运算器151是基于由电流微分检测器4uvw检测出的电流微分值，计算交流电动机M的转子的推定位置的转子位置运算单元(转子位置运算电路)。补偿器152是对计算出的转子的推定位置进行校正的转子位置校正单元(转子位置校正电路)。位置推定器15将推定位置θfb提供给逆dq转换器132和dq转换器135。推定位置θfb被用于dq旋转坐标系与αβ坐标系之间的坐标转换运算，并且被用于速度推定器16中的速度推定运算。
电流控制器13是按照由位置推定器15提供的推定位置θfb来控制PWM生成器14以驱动交流电动机M的驱动控制单元(驱动控制电路)。
图3是用于说明逆变器2的结构例的电路图。连接到直流电源7的一对供电线路8A、8B之间并联连接有三相的桥接电路20u、20v、20w。一对供电线路8A、8B之间还连接有用于滤波的电容器26。
各桥接电路20u、20v、20w(以下，统称时称为“桥接电路20uvw”)由上臂开关元件21u、21v、21w(以下，统称时称为“上臂开关元件21uvw”)和下臂开关元件22u、22v、22w(以下，统称时称为“下臂开关元件22uvw”)的串联电路构成。各桥接电路20uvw中，在上臂开关元件21uvw与下臂开关元件22uvw之间的中点23u、23v、23w连接有用于与交流电动机M的对应绕组5uvw连接的电流线路9uvw。
开关元件21uvw、22uvw典型的是功率MOS晶体管，其内置有与直流电源7反向连接的寄生二极管24u、24v、24w、25u、25v、25w。
电流微分检测器4uvw构成为检测各相的电流线路9uvw中流过的线电流Iuvw的时间微分值即电流微分值dIuvw。
控制器1提供的PWM控制信号被输入到开关元件21uvw、22uvw的栅极，从而使开关元件21uvw、22uvw导通/截止。各桥接电路20uvw的上臂开关元件21uvw和下臂开关元件22uvw两两成对，以其中一个导通时另一个截止的方式进行控制。将控制为上臂开关元件21uvw导通且下臂开关元件22uvw截止的状态的PWM控制信号值定义为“1”，将控制为上臂开关元件21uvw截止且下臂开关元件22uvw导通的状态的PWM控制信号值定义为“0”。这样一来，PWM控制信号可以取到由三维矢量表达的8种模式(状态)。这8种模式(状态)可以按成分表示为(1,0,0)、(1,1,0)、(0,1,0)、(0,1,1)、(0,0,1)、(1,0,1)、(0,0,0)、(1,1,1)。其中，前6个模式(1,0,0)、(1,1,0)、(0,1,0)、(0,1,1)、(0,0,1)、(1,0,1)相当于在交流电动机M的绕组5uvw之间施加电压的状态。其余2种模式(0,0,0)、(1,1,1)相当于在绕组5uvw之间没有施加电压的状态。
图4A表示与上述8种模式(状态)相对应的电压矢量V0～V7。在绕组间施加电压的6种模式所对应的电压矢量V1(1,0,0)、V2(1,1,0)、V3(0,1,0)、V4(0,1,1)、V5(0,0,1)、V6(1,0,1)如图4B所示，可以用将电气角360度的区间六等分的6个电压矢量来表达。电压矢量V0(0,0,0)和V7(1,1,1)是在绕组5uvw之间没有施加电压的零电压矢量。
以下，为了简化说明，有时会省略用来划分矢量的分量的标点(逗号)进行说明。在以下的说明中，“施加电压矢量”等表达是指控制逆变器2达到该电压矢量所示的状态，与之相应的电压被施加在交流电动机M上。
图5是表示交流电动机M的模型的电路图，示出为三角形接线的三相电动机模型。该模型的电压方程式如下式(1)所示。
[数学式1]
Vu,v,w：端子电压 R：相电阻
Iu,v,w：线电流 Lu,v,w：各相的自感
iu,v,w：相电流 Muv,vw,wu：相间的互感
这里，假设当电动机的转速非常低时，感应电压的项可以忽略，电感的时间变化分量相比于电流的时间变化十分小，因此，电感时间微分的相可以忽略。如下所述,UVW坐标系上的电感矩阵记为Muvw，求出其逆矩阵M-1uvw,用其来表述相电流微分值时，可得到下式(2)。
[数学式2]
S＝LuLvLw+2MuvMvwMwu-LuMvw 2-LvMwu 2-LwMuv 2
三角形接线的电动机所能检测出的如前所述，是线电流Iuvw。线电流Iuvw与各相绕组的相电流iuvw之间的关系、以及它们的时间微分的关系如下式(3)所示。
[数学式3]
若利用该式对上式(2)变形，来表示施加电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)时的线电流Iuvw关于时间t的微分值，则如下式(4)所示。其中，对于表示各相绕组5uvw的电阻R(相电阻)所产生的电压降的项(上式(2)中的第2项)，通过检测施加电压矢量(000)和(111)期间的线电流微分值，可以得到基本相等的值，将它们相减实质上可以抵消，因此，这里将其忽略。更具体而言，在下文中说明的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws是基于线电流微分值来构成时，即使省略绕组电阻R的电压降的项也不造成影响，因此，为了简化说明，这里示出预先省略了电压降的项的线电流微分值。
[数学式4]
使用施加3种电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)时的电流微分值的情况下的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws用下式(5)来定义。下式(5)中，gu、gv、gw是各线电流的电流微分检测增益。下式(5)中定义了位置推定用三相信号Us、Vs、Ws，以使同相的电流微分之差总括各相的增益gu、gv、gw。
[数学式5]
PWM电压Vu、Vv、Vw(上臂开关元件导通时施加在各相上的端子电压)在三相之间实质上是相等的，因此，V＝Vu＝Vv＝Vw，将式(4)代入式(5)时，位置推定用三相信号成为式(6)那样的循环对称表达式。这样的位置推定用三相信号被定义为即使在产生高转矩时电动机发生磁饱和而导致电感发生变动，其影响在三相中也是等效地呈现，因此，能够抑制位置检测误差。
[数学式6]
另外，在电流微分检测器4uvw的结构是使用具有磁性芯体的电流变压器等来高灵敏度地进行检测的情况下，在产生高转矩时，电动机电流变大，从而电流变压器的磁性体发生饱和而导致增益发生变动。但是，通过利用同相的电流微分信号之差来如上所述地定义位置推定用三相信号，能够将增益总括在内，因此，即使在大电流时，也能抑制因电流微分检测器4uvw的磁饱和造成的位置推定误差。
用于位置检测的3种电压矢量并不限于V1(100)、V3(010)、V5(001)，例如在使用V2(011)、V6(101)、V4(110)这3种电压矢量的情况下，也能同样地导出位置推定用三相信号。
也可以使用2种电压矢量来生成位置推定用三相信号。具体而言，在使用施加2种电压矢量V1(001)、V3(010)时的电流微分值的情况下，例如，可以将位置推定用三相信号定义为下式(7)。在各相的电流微分检测增益不同的情况下，位置推定用三相信号成为式(8)。在电流微分检测增益相等的情况下(g＝gu＝gv＝gw)变为式(9)，该式与式(6)中检测增益全等时等价。
[数学式7]
在使用施加2种电压矢量时的电流微分值的情况下，需要将位置推定用三相信号中的两相减去不同相的信号来生成，因此，无法总括电流微分检测器4uvw的增益。因而，难以适用于使用在高电流下磁性体发生饱和而导致增益减少的结构的电流微分检测器4uvw(电流变压器等)的情况。但是，对于电流微分检测器4uvw的增益对所有的相都是相等的从而不会因电流值造成变动的情况是有效的，通过减少用于位置检测的电压矢量的种类数，具有能够提高位置检测的响应性的优点。由上式(4)可知，由于存在下式(10)的关系，因此，通过对式中的项进行替换，利用施加另2种电压矢量时的电流微分值也能同样地定义位置推定用三相信号。
[数学式8]
无论哪一种情况，为了位置检测而使用2种电压矢量时，位置推定用三相信号的任一相都需要通过不同相的差分来生成，因此，会受到电流微分检测器4uvw的增益的影响。
也可以仅对两相进行电流微分的检测，利用所有相的电流和为零的关系，通过运算求出其余一项的电流微分。
对这样求出的位置推定用三相信号进行三相二相转换，并取其反正切，可以如下式(11)那样求出转子推定位置。
[数学式9]
各相的归一化而得的自感Lu、Lv、Lw利用电动机电气角θ和归一化的电感振幅α如下式(12)那样来表示。这里，假设以表面磁体型电动机等作为对象，其互感很小。归一化而得的自感Lu、Lv、Lw通过电感的偏移L0来实现归一化。偏移L0根据dq旋转坐标系中的电感Ld、Lq并利用L0＝(Ld+Lq)/2来表示，各相的电感振幅L1利用L1＝(Ld-Lq)/2来表示。归一化而得的电感振幅α可以用α＝L1/L0来表示，是指电感振幅L1与偏移L0之比。
[数学式10]
若利用上式(6)来计算使用3种电压矢量时的位置推定用三相信号，则得到下式(13)。若α＜＜1，忽略α的平方以上的项，则可以近似为式(14)，得到三相正弦波信号。
由此，可以得到针对电气角一个周期具有两个周期的变动的推定位置。使用2种电压矢量的情况也相同。
[数学式11]
图6表示交流电动机M在低速旋转时(包括停止状态)的电压、电流和电流微分的波形图的一个示例。图6(a)表示U相电流线路9u上施加的U相线电压的波形。图6(b)表示V相电流线路9v上施加的V相线电压的波形。图6(c)表示W相电流线路9w上施加的W相线电压的波形。图6(d)(e)(f)表示电流检测器3uvw分别输出的U相线电流Iu、V相线电流Iv和W相线电流Iw的变化。图6(g)(h)(i)分别表示U相、V相和W相的线电流的时间微分值即U相电流微分值dIu、V相电流微分值dIv和W相电流微分值dIw的变化，相当于电流微分检测器4uvw的输出。
如图3所示，逆变器2是由6个开关元件21uvw、22uvw构成的三相逆变器，将交流电动机M的U相、V相和W相的绕组5uvw所连接的3个端子连接到电源电压Vdc(PWM电压)、接地电位(0V)中的任一个。如上所述，将连接到电源电压Vdc的状态(上臂开关元件21uvw导通的状态)记为“1”，将连接到0V的状态(上臂开关元件21uvw截止的状态)记为“0”。这样一来，所生成的电压矢量如图4A所示，有V0(0,0,0)～V7(1,1,1)共8种。其中，V0(0,0,0)和V7(1,1,1)是所有绕组端子为同电位从而在绕组5uvw之间施加的电压为零的零电压矢量。其余6个电压矢量V1～V6是在绕组5uvw之间施加电压的非零电压矢量。
PWM生成器14通过将电流控制器13输出的各相电压指令Vuvw与三角波载波信号进行比较，从而生成使逆变器2的开关元件21uvw、22uvw导通/截止的PWM控制信号。例如，PWM频率(三角波载波信号的频率)为14kHz，相当于70微秒的周期。低速旋转时，相电压指令Vuvw较低，因此，在绕组5uvw之间没有施加电压的零电压矢量V0、V7的期间变长。图6中示出零电压矢量V0的期间T0和零电压矢量V7的期间T7分别为PWM周期的大致一半来使交流电动机M停止的状态的波形。
PWM生成器14除了具有生成PWM控制信号的功能之外，还具有在零电压矢量V0或V7的期间内施加用于检测转子位置的电压矢量V1、V3、V5(位置检测电压矢量)的功能。施加位置检测电压矢量的时间与PWM周期(例如约70微秒)相比足够短，并且比PWM周期的一半短得多。更具体而言，施加位置检测电压矢量的时间优选为PWM周期的10％以下，更优选为5％以下。
为了使因施加位置检测电压矢量V1、V3、V5而产生的影响最小化，优选在施加了各位置检测电压矢量之后，立即施加将该位置检测电压矢量反相后的反相电压矢量V4(011)、V6(101)、V2(110)，且施加时间与位置检测电压矢量的相同，由此抵消位置检测电压矢量所产生的电流。
在每个PWM周期按照U相、V相、W相的顺序施加位置检测电压矢量V1、V3、V5和用于抵消该位置检测电压矢量V1、V3、V5的反相电压矢量V4、V6、V2。从而，为了检测位置而施加电压矢量的影响在三个相中是均等的。
如图6(d)(e)(f)和图6(g)(h)(i)所示，随着位置检测电压矢量和反相电压矢量的施加，U相、V相和W相电流发生变化，且U相、V相和W相电流微分检测电压发生变化。通过使用电流变压器等电流微分检测器直接检测电流微分值，从而在施加位置检测电压矢量时，各相的电流微分检测电压将瞬时地发生变化。因此，实质上能够在位置检测电压矢量的施加时间(例如3微秒)内检测出电流微分值。与位置检测电压矢量的施加相对应的定时成为应当对电流微分值进行采样的电流微分值获取定时(用标记“★”表示)。对于各相的电流值，在用于驱动电动机的电压矢量施加期间内的电流值获取定时(用标记“●”表示)，电流检测器3uvw的输出被采样。
将由此检测到的电流微分值代入式(5)，可以得到位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。再通过式(11)的运算，可以得到电动机电气角θ。该运算通过转子角度运算器151(参照图3)进行。在使用2种电压矢量的情况下，代替式(5)进行式(7)的运算，从而可以得到位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。
在要消除绕组电阻的电压降所对应的项(式(2)的第2项)的情况下，只要再获取电压矢量V7(111)或V0(000)的状态下的电流微分值，并将其从施加位置检测电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)时获取的电流微分值减去即可。
上述式子的展开是在图5那样的三角形接线的模型中进行考虑的，Y接线的情况也一样，如下所示。考虑图7的模型，使用中点电位Vn，电压方程式如式(15)所示。
[数学式12]
与式(2)同样地使用电感矩阵的逆矩阵来表示电流微分时，得到式(16)。
[数学式13]
与式(4)的导出同样地表示施加位置检测电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)时的线电流(Y接线的情况下等于相电流)的微分值时，得到式(17)。
[数学式14]
这里，使用下式(18)，针对中点电位Vn求解式(16)，得到式(19)。
[数学式15]
若像式(5)那样用同相的差分来定义位置推定用三相信号，则可得到式(20)，其成为与式(6)同样地总括了电流微分的增益的循环对称表达式。因此，Y接线的情况也与三角形接线的情况相同，即使在产生高转矩时电动机磁发生饱和导致电感发生变动，其影响在三相中也是等效地呈现，因此，能够抑制位置检测误差。在位置检测电压矢量使用的是V4(011)、V6(101)、V2(110)的情况下也一样。在使用2种位置检测电压矢量的情况下，受到电流微分检测器4uvw的增益影响的情况也与三角形接线时相同。
[数学式16]
下面，对从UVW固定坐标系向αβ固定坐标系及dq旋转坐标系转变时的电感矩阵变换进行说明。
将从UVW固定坐标系向αβ固定坐标系变换的变换矩阵Tαβ和广义逆矩阵T+ αβ定义为下式(21)。
[数学式17]
此外，将从αβ固定坐标系向dq旋转坐标系变换的变换矩阵Tdq和逆矩阵T-1 dq定义为下式(22)。
[数学式18]
各变换矩阵与其逆矩阵之积如下式(23)所示。
[数学式19]
使用电动机感应电压e，UVW固定坐标系中的相的电压方程式如式(24)所示。在该式的左边乘以式(21)的αβ变换矩阵Tαβ，在电感矩阵与电流之间插入单位矩阵，从而可以如式(25)那样定义αβ固定坐标系上的电压方程式。
[数学式20]
这里，由于iu+iv+iw＝0，下式(26)成立，因此，仅剩式(23)第1式的第1项，从而利用αβ变换矩阵的积T+ αβTαβ成为单位矩阵这一点。
[数学式21]
同样地，在αβ固定坐标系的相的电压方程式即式(25)的左边乘以dq变换矩阵Tdq(式(22))，并插入单位矩阵(参考式(23)的第2式)，可以得到如式(27)所示的dq旋转坐标系中的电压方程式。
[数学式22]
通过式(25)、(27)的导出，各个坐标系中的电感矩阵Mαβ、Mdq可定义为下式(28)。
[数学式23]
这里，定义由UVW坐标系的电感分量构成的下式(29)的量m、n、s。
[数学式24]
根据式(28)，计算各坐标系中的电感矩阵，并用式(29)中的m、n、s来表示αβ固定坐标系或dq旋转坐标系上的电感，得到下式(30)、(31)。
[数学式25]
从αβ固定坐标系向dq旋转坐标系的电感变换用下式(32)来表示。
[数学式26]
图8表示UVW固定坐标上的理想正弦波的电感的一个示例。本示例中，假设自感和互感的振幅分别为0.1、0.02，偏移分别为1.3、-0.11且在相间有120°相位差的正弦波。
对于这样的理想正弦波的电感，利用式(29)、(30)、(31)，计算αβ固定坐标系上的电感Lα、Lβ、Mαβ、dq旋转坐标系上的电感Ld、Lq、Mdq以及m、n、s分量并绘图，得到图9A、图9B、图9C。众所周知，dq旋转坐标系上的电感Ld、Lq都与转子位置无关，本例中，Ld＝1.34，Ld＝1.48。凸极比为Lq/Ld＝1.10。
图10A、图10B和图10C中示出根据图8所示的理想正弦波的电感利用式(4)计算电流微分值的结果。图10A表示施加电压矢量V1(100)时的电流微分值，图10B表示施加电压矢量V3(010)时的电流微分值，图10C表示施加电压矢量V5(001)时的电流微分值。均示出了U相、V相和W相的电流微分值相对于转子电气角的变化。其中，检测增益及电压设为1。
例如，通过磁性分析，对于三相表面磁体型电动机，在电动机的q轴电流为零的状态下输入所述3种电压矢量，使转子位置旋转电气角的一个周期的情况下的电流微分值、以及用式(5)和式(11)计算出的位置推定的结果如图11A～图11E所示。图11A表示施加电压矢量V1(100)时的电流微分值，图11B表示施加电压矢量V3(010)时的电流微分值，图11C表示施加电压矢量V5(001)时的电流微分值。图11D表示根据式(5)计算出的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图11E表示根据式(11)计算出的αβ固定坐标系上的位置推定用二相信号αs、βs、以及基于其求出的推定位置θ。可知虽然位置推定用三相信号Us、Vs、Ws是叠加了高次谐波的波形，但可以视作为近似正弦波，从而能够计算出推定位置θ。
图12A和图12B分别表示通过磁性分析求出图11A～图11E所处状态下的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈(绕组)的交链磁通而得的结果。与图8相比可知，电感偏离了理想正弦波、以及如式(13)所示电感的偏移量与其振幅之比α(归一化而得的电感振幅)存在高次项是导致图11D的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws不再是理想正弦波的原因。
接下来，图13A、图13B、图13C和图13D示出电动机的q轴电流为正或负的状态下进行同样分析的结果。图13A和图13B分别表示通过磁性分析求出q轴电流为正时的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈(绕组)的交链磁通而得的结果。图13C和图13D分别表示通过磁性分析求出q轴电流为负时的电动机电感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu与各相线圈(绕组)的交链磁通而得的结果。在这些图中，关于转子电气角的正负的定义，是定义为在空载且q轴电流为正的情况下转子电角度为正的方向(提前角方向)。换言之，将q轴电流为正时产生的转矩方向作为转子电气角的正向。
关于线圈的交链磁通，可知与电流为零时相比，在q轴电流为正的状态下向提前角方向(转矩产生方向)偏移，在q轴电流为负的状态下向延迟角方向(转矩产生方向)偏移。电感会因d轴正向或负向的磁阻不同而导致振幅发生变化，或者因槽配合而包含高次谐波。但是，本质上可以认为自感Lu、Lv、Lw和互感Muv、Mvw、Mwu的相位都与线圈的交链磁通的相位偏移同向地偏移。
图14A、图14B和图14C示出在施加了q轴电流的情况下的位置推定用三相信号和推定位置的分析结果。图14A表示q轴电流为正的情况下根据式(5)计算出的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图14B表示q轴电流为负的情况下根据式(5)计算出的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图14C表示在q轴电流为正和负的各个情况下根据式(11)计算出的推定位置θ。图14C中还一并示出了分析所使用的转子电气角(分析时的真值)作为理想推定角度。图14D中示出q轴电流为正和负的各个情况下推定位置相对于理想推定角度的误差(推定角度误差)。
可知随着电感的相位偏移，推定位置θ与理想推定角度相比，在q轴电流为正时推定位置向正向(转矩产生方向)偏移，在q轴电流为负时向负向(转矩产生方向)偏移。若推定位置θ偏离理想推定角度的程度变大，则转矩减小，最差的情况下电动机有可能失调。
因此，导入用q轴电流的函数来表达的校正量。作为一个示例，将q轴电流值Iq乘以比例常数k(k＞0)得到校正量C1(C1＝k·Iq)，从校正前的推定位置θ减去该校正量C1来进行平移校正(第一校正)。该平移校正是使推定位置θ向转矩产生方向偏移校正量C1(第一校正量)的绝对值的操作。在q轴电流为正和负的各个情况下，平移校正后的推定位置θC1(＝θ-C1)如图15A所示。平移校正后的推定位置θC1相对于理想推定角度的推定角度误差如图15B所示。
可知校正前具有±50°左右的推定角度误差(参照图14D)被抑制在了±20°以内，随着q轴电流的增加(绝对值的增加)而产生的电感相位偏移所造成的推定误差可以通过该校正得到解决。
本例中，使用比例公式作为q轴电流的函数，但如果导入使用了包含与q轴电流有关的更高次项的函数的校正量来进行平移校正，则相对于q轴电流的变化能够得到更接近理想推定值的值。
在计算出上述平移校正后的推定位置θC1之后，再进行高次谐波校正(第二校正)以减小推定角度误差。
例如，作为高次谐波校正量，导入相对于推定位置θ具有n倍(n为2以上的自然数，例如n＝3)的高次谐波的校正量C2。更具体而言，导入下式(33)的高次谐波校正量C2(第二校正量)作为以q轴电流值Iq为振幅的n倍高次谐波。高次谐波校正量C2是推定位置θ和q轴电流值Iq的函数，更具体而言，是将推定位置θ(也可以称为平移校正后的推定位置θC1)用于相位的高次谐波分量与q轴电流值的函数之积。在下式(33)中，q轴电流值的函数是q轴电流值自身，但也可以是例如q轴电流值乘以比例常数而得的函数，还可以是包含更高次项的函数。
C2＝Sin(nθC1+δ)×Iq···(33)
从平移校正后的推定位置θC1再减去该高次谐波校正量C2。从而，高次谐波校正后的推定位置θC2如下式(34)所示。
θC2＝θC1－Iq·Sin(nθC1+δ)＝θ－C1－Iq·Sin(n(θ-C1)+δ)···(34)
在n＝3的情况下，校正后的推定位置θC2和推定角度误差分别如图16A和图16B所示。这里，选择相位偏移量δ以使推定误差减小即可。
如图16B所示，通过在平移校正的基础上进行高次谐波校正，将推定位置误差抑制在低于±8°。从而，能够减小由于推定位置误差引起的转矩脉动。在图16A和图16B的示例的高次谐波校正中，仅减小了3次的高次谐波，但也可以进行更高次的高次谐波校正，若与平移校正同样地利用包含与q轴电流有关的更高次项的校正量来进行校正，则能进一步减小推定位置误差。
另外，在q轴电流造成的电感相位偏移较小的情况下，也可以省略平移校正而仅进行高次谐波校正。这种情况下，C1＝0，因此，校正后的推定位置θC2如下式(35)所示。
θC2＝θ－Iq·Sin(nθ+δ)···(35)
还可以省略高次谐波校正而仅进行平移校正。
另外，在上述例子中，对q轴电流值Iq和校正前的推定位置θ使用函数来确定校正量C1、C2，但也可以事先将校正量制成表格以代替使用函数。此外，还可以将相应的校正后的推定位置自身制成表格，来代替使用函数或表格来生成校正量。
这样的平移校正和/或高次谐波校正由补偿器152(参照图2)进行，生成校正后的推定位置θfb。即，推定位置θfb＝θC2即可。在仅进行平移校正的情况下，推定位置θfb＝θC1。
在上述示例中，对表面磁体型电动机进行了说明，但在使用嵌入磁体型电动机的情况下，不管程度之差如何，由于线圈的交链磁通发生偏移而导致的电感波形也发生偏移，以及推定值上叠加了高次谐波的情况是同样的。
图17A和图17B分别表示将图12A所示的UVW固定坐标上的电感利用式(29)、(30)、(31)转换为αβ固定坐标系和dq旋转坐标系上的电感的结果。图17C表示相应的分量m、n、s。
图12A的电感变化不是完全的正弦波形状，因此，在dq旋转坐标系中的电感Ld、Lq均呈现出转子位置依赖性。而且，可知dq轴的干扰分量即互感Mdq不为零。根据图17A的结果求出相对于转子电气角的平均电感分别为Ld＝1.4、Lq＝1.5,平均凸极比Lq/Ld＝1.04。
从而可知，即使是无励磁时的凸极比平均在7％左右且根据转子电气角达到1％左右的凸极比较小的表面磁体性电动机也能够实现足够高精度的位置推定。
作为与上述分析相同条件的真机的电动机，准备三相表面磁体型电动机，向该电动机施加上述PWM模式，将由于电流大小引起磁性体发生饱和从而导致增益变动的电流变压器用于电流微分检测器4uvw，获取电流微分值并进行位置推定，其结果如下所示。
图18A、图18B和图18C分别表示电动机电流为零且使用3种电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)而得到的电流微分值。图18D表示根据同相的电流微分值的差分且按照式(5)构成的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws。图18E表示根据该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws按照式(11)计算出的推定位置。可知在电流为零时，能够与分析结果同样地计算出推定位置。
图19A、图19B和图19C表示对电动机线通过固定相励磁而施加U相为零、V相为正、W相为负的电流并从外部强制电动机旋转时的电流微分值的获取结果。图19A、图19B和图19C示出分别施加电压矢量V1(100)、V3(010)、V5(001)并获取电流微分值而得的结果。横轴的转子电气角与励磁角相位之间的关系表示当转子电气角为0°时进行d轴励磁，当转子电气角为90°时进行q轴励磁，当转子电气角为180°时进行逆d轴励磁。
例如，通过对原本应当得到相同电平的信号值的电压矢量V1(100)模式的U相信号(参照图19A)、电压矢量V3(010)模式的V相信号(参照图19B)、电压矢量V5(001)模式的W相信号(参照图19C)进行比较可知，V相和W相信号由于电流微分检测器4uvw的构成电流变压器的磁性体发生饱和的影响而衰减了一半左右。
图20A表示根据图18A、图18B和图18C的电流微分值的结果，利用仅用2种电压矢量V5(001)、V3(010)的式(7)，构成位置推定用三相信号Us、Vs、Ws而得的结果。图20B表示根据该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws按照式(11)计算出的推定位置θ而得的结果。
如式(7)所示，信号Vs和信号Ws是由不同相的差分构成的信号，因此，其由增益不同的信号的差分构成。由于增益不同的信号相减，因此无法很好地计算三相信号，进而无法准确地计算出推定位置。
位置推定用三相信号看起来是单纯地进行了偏移。另外，在本示例中，由于V相和W相的电流绝对值相等，因此，V相和W相的增益相等，可以说是与发生偏移的情况相似的表现。但是，实际情况是UVW相的电流随时间变化，各相的增益也是没有特别约束的表现。因此，实际上由于式(8)中通过增益之和或之差所表达的项，使得位置推定用三相信号随着电动机电流复杂地变化。因此，难以进行校正。
因此，在使用2种电压矢量来进行转子位置检测的情况下，优选使用所用的元件具备能够避免磁性体饱和的结构的电流微分检测器。例如，优选使用所用的是空芯线圈的电流变压器等元件。
图21A表示根据图18A、图18B和图18C的电流微分值的结果，利用式(5)由同相的差分来构成位置推定用三相信号Us、Vs、Ws的示例，图21B表示利用该位置推定用三相信号Us、Vs、Ws且按照式(11)计算出推定位置而得的结果。可知通过将同相信号相减，能够抑制电流微分检测器4uvw的增益的影响来计算出推定位置。推定位置的失真由式(6)中出现的总括了整个式子的增益gu、gv、gw引起。具体而言，由于增益gv、gw是增益gu的大致一半，因此，位置推定用三相信号Vs和Ws的振幅为位置推定用三相信号Us的大致一半，这成为推定位置失真的原因。
对其进行校正十分容易，只要将位置推定用三相信号分别乘以与电流响应的增益即可。图22A中示出将图21A的信号Vs、Ws乘以2倍而重新计算得到的位置推定用三相信号Us、Vs、Ws，图22B中示出利用该信号按照式(11)计算推定位置而得的结果。可知位置推定用三相信号是三相对称的形式，从而推定位置的失真也不再存在。
将位置推定用三相信号乘以与电流相对应的增益而进行的校正也可以替换为使电流微分检测增益gu、gv、gw(以下有时也合并记为“guvw”)随着电流可变的运算。例如，也可以基于电动机各相的线电流Iuvw的绝对值|Iuvw|，根据下式(36)的函数来确定各相的增益guvw。根据式(36)的函数，各相的线电流Iuvw的绝对值在第一常数I1(I1＞0)以下时，该相的增益guvw为固定的第一增益g1(g1＞0)，各相的线电流Iuvw的绝对值大于第二常数I2(I2＞I1)时，该相的增益guvw为固定的第二增益g2(g2＞g1)。各相的线电流Iuvw的绝对值大于第一常数I1且在第二常数I2以下时，该相的增益guvw在第一增益g1与第二增益g2之间随着该相的线电流Iuvw的绝对值线性地变动。
[数学式27]
也可以预先测定对电动机电流的电流微分检测的增益，根据式(36)进行拟合来确定常数I1、I2、g1、g2。还可以事先将拟合结果制成表格，通过参照表格来确定与电流相对应的各相的增益guvw。
也可以利用根据式(36)添加了高次项的函数来确定增益guvw。
信号振幅发生变化并不是电流微分检测器4uvw的增益的影响。电气角为0°时进行d轴励磁，向着磁体的磁通增强的方向励磁，在电气角为180°时进行逆d轴励磁，向着磁体的磁通减弱的方向励磁。当磁体的磁通减弱时，接近没有磁体的状态，因芯体发生饱和而产生的电感的位置依赖性消失，因此信号振幅发生变化。
通过将位置推定用三相信号乘以与电流相对应的增益来进行校正，从而即使在电流纹波微小的情况下，也可以使用电流变压器之类的由磁性体构成的检测元件来作为电流微分检测器4uvw。由此，能够高灵敏度地检测出电流微分值。
即使在不使用电流变压器等电流微分检测元件的情况下，通常也很难使UVW所有相的电流微分检测增益完全相同。在三相电流微分检测增益不同的情况下，通过上述运算处理，能够减小位置推定误差。
另外，在使用上述推定位置的无传感器控制中，相对于电动机电气角的一个周期，推定位置出现两个周期存在不确定性。因此，初始励磁位置有可能是反相位。当这一情况成为问题时，例如可以一并使用利用磁饱和的初始位置推定方法(例如，参考非专利文献1)来决定初始励磁位置。本实施方式中，在αβ固定坐标上得到推定位置，因此，只要初始励磁位置为反相位所导致的初始励磁的励磁相位偏移不成问题，通过将推定位置的两周期信号转换为一周期信号，直接使用dq转换的坐标系，即使不进行初始位置推定，也可以使其与电动机同步地旋转。
以上，说明了本发明的一个实施方式，但本发明也可以通过其它的方式来实施。
例如，在上述实施方式中，利用电流微分检测器4uvw直接检测电流微分值，但也可以检测电流的变化量(变分)来代替。例如，可以在施加位置检测电压矢量的前后检测电流差分。
此外，在权利要求书所记载的事项范围内可以进行各种设计变更。
标号说明
1：控制器
1a：处理器
1b：存储器
2：逆变器
3u、3v、3w：电流检测器
4u、4v、4w：电流微分检测器
5u、5v、5w：绕组
9u、9v、9w：电流线路
13：电流控制器
14：PWM生成器
15：位置推定器
100：电动机控制装置
131：dq电流控制器
132：逆dq转换器
135：dq转换器
151：转子角度运算器
152：补偿器。

Claims (9)

1.一种交流电动机控制装置，控制向作为三相永磁体同步电动机的交流电动机提供交流电流的逆变器，其特征在于，包括：
脉宽调制信号生成单元，该脉宽调制信号生成单元向所述逆变器提供脉宽调制信号，以向所述交流电动机施加包含用于检测所述交流电动机的转子位置的位置检测电压矢量在内的多种电压矢量；
电流微分值检测单元，该电流微分值检测单元检测所述位置检测电压矢量施加到所述交流电动机上所产生的所述交流电动机的电流的微分值即电流微分值；
转子位置运算单元，该转子位置运算单元基于所述电流微分值检测单元检测出的电流微分值，来计算所述交流电动机的转子的推定位置；
转子位置校正单元，该转子位置校正单元根据q轴电流值来校正所述推定位置；以及
驱动控制单元，该驱动控制单元控制所述脉宽调制信号生成单元，以根据所述转子位置校正单元校正后的推定位置来驱动所述交流电动机。
2.如权利要求1所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置校正单元从所述转子位置运算单元计算出的位置减去校正量来校正所述推定位置，该校正量是所述q轴电流值的函数。
3.如权利要求1所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置校正单元从所述转子位置运算单元计算出的位置减去校正量来校正所述推定位置，该校正量是将所述转子位置运算单元计算出的推定位置用于相位的高频分量与所述q轴电流值的函数之积。
4.如权利要求1所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置校正单元执行：
第一校正，该第一校正是从所述转子位置运算单元计算出的推定位置减去第一校正量来校正所述推定位置，所述第一校正量是所述q轴电流值的函数；以及
第二校正，该第二校正是从经过所述第一校正进行了校正后的推定位置减去第二校正量来进一步校正所述推定位置，所述第二校正量是将经过所述第一校正进行了校正后的推定位置用于相位的高次谐波分量与所述q轴电流值的函数之积。
5.如权利要求1至4中的任一项所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置校正单元校正所述推定位置，以使所述推定位置向所述交流电动机因所述q轴电流值而产生的转矩的方向偏移。
6.如权利要求1至5中的任一项所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述脉宽调制信号生成单元向所述逆变器提供脉宽调制信号，以使所述位置检测电压矢量反相后的反相电压矢量接在所述位置检测电压矢量之后施加到所述交流电动机。
7.如权利要求1至6中的任一项所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置运算单元通过计算不同的电压矢量施加到所述交流电动机上时的同相或不同相的电流微分值的差分，生成用循环对称表达式表示的位置推定用三相信号，并利用所述位置推定用三相信号，计算所述交流电动机的转子的推定位置。
8.如权利要求1至7中的任一项所述的交流电动机控制装置，其特征在于，
所述转子位置运算单元通过获取不同的电压矢量施加到所述交流电动机上时的同相的电流微分值的差分，生成位置推定用三相信号，并利用所述位置推定用三相信号，计算所述交流电动机的转子的推定位置。
9.一种驱动系统，其特征在于，包括：
作为三相永磁体同步电动机的交流电动机；
向所述交流电动机提供交流电流的逆变器；以及
控制所述逆变器的如权利要求1至8中的任一项所述的交流电动机控制装置。
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