CN116232032A - 一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路 - Google Patents

一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，包括桥臂电路以及负载；还包括谐振电感LP与谐振电容CP构成独立的外部谐振网络，还串联有谐振电感LP的等效串联电阻；还包括各相之路的第一连接电感LC1以及第二连接电感LC2；所述第一连接电感LC1与谐振电感LP正向耦合，所述第二连接电感LC2与谐振电感LP反向耦合；在工作角频率ω 0处谐振电感LP与谐振电容CP构成串联谐振。应用本技术方案可实现减少不平衡电流引起的功率损耗，实现任意两相之间的均流。

Description

一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路
技术领域
本发明涉及耦合谐振线圈技术领域，特别是一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路。
背景技术
目前第三代宽禁带半导体器件在能源转换方面具有非常大的技术优势。功率变换器朝着高频、大功率和大电流输出等方向发展。单个半导体器件的容量有限，其电压和电流定额并不能满足功率输出要求。对于高压场合，需要用到串联技术；对于大电流场合，需要用到并联技术。
目前电力电子变换器的并联技术主要有器件并联、桥臂并联和变换器并联三种，结构示意图如图1所示。器件并联是将多个器件并联，当做单一器件来使用。这对于器件和电路布局的均一性要求很高。由于器件不可避免具有不同的参数，电路布局的杂散参数可能不一样，导致器件并联技术要求很高，难以推广使用。而变换器并联需要多个独立直流电源，在实际应用中受限。目前研究较多的是桥臂并联技术。
通过并联多个桥臂，可以在各个器件额定运行的条件下提高变换器的输出电流，有效解决了器件耐流瓶颈的问题。但是对于多相并联电路，各个功率器件由于制作工艺受限，其内部参数无法实现完全一致。同时电路布置不对称和触发信号存在不一致等原因都会造成并联各相电路不平衡，从而在并联各相电路之间产生环流。严重降低了系统效率，使得功率受限于支路电流最大的那一相。因此多相桥臂并联电路需要采取措施进行自均流调节。
目前的均流技术可以分为采用控制的主动均流和被动均流两种。由于电力电子变换器往高频发展，在高频领域难以采用主动控制的形式实现均流。被动均流由于其简单可靠，得到越来越广的关注。
目前多相变换器桥臂并联的被动均流方案，主要采用串联反向耦合电感来平衡相邻两相之间的电流，如图2所示。对于图2(a)所示的利用反向耦合电感的方案一，假设LN1＝···＝LN(2N-1)＝LN0，所有反向耦合电感的耦合系数都为kN0。对于其差模等效电路如图3所示。
对于相邻的两相，其差模回路阻抗为
ZDM2-adj＝j(4+2kN0)ωLN0 (1)
对于非相邻的两相，其差模回路阻抗为
ZDM2-nad＝j4ωLN0 (2)
对于图2(b)所示的反向耦合电感的并联方案，其解耦等效电路如图4所示。
根据图4可得，现有桥臂并联均流方案二的任意两相之间的差模回路阻抗为
ZDM＝j2ω(1+|kp|)Lp (3)
从公式(1)-(3)可以看出，传统方案的差模回路阻抗均得到了增强，实现了一定的均流目的。但是这两种利用反向并联耦合电感的均流方案，其差模回路的阻抗都是等比于耦合电感的感抗。仍存在的问题有：(1)需要额外的笨重又昂贵的反向并联的耦合电感，当并联桥臂数为N时，现有方案一需要2N个反向并联的耦合电感，极大地增大了系统的体积、重量和成本；(2)现有的两种方案为了提高方案的均流性能，需要增大反向耦合电感的感值，这使得系统的重量、体积都增大了，并且降低了经济效益。(3)串入桥臂输出侧的反向耦合电感，带来了额外的阻抗，改变了系统的工作点。(4)对于现有方案一，非相邻的两相之间的均流效果弱于相邻的两相。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，减少不平衡电流引起的功率损耗，实现任意两相之间的均流。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，包括桥臂电路以及负载；还包括谐振电感LP与谐振电容CP构成独立的外部谐振网络，还串联有谐振电感LP的等效串联电阻；还包括各相之路的第一连接电感LC1以及第二连接电感LC2；所述第一连接电感LC1与谐振电感LP正向耦合，所述第二连接电感LC2与谐振电感LP反向耦合；在工作角频率ω0处谐振电感LP与谐振电容CP构成串联谐振。
在一较佳的实施例中，所述工作角频率ω0具体为：
Figure BDA0004115376420000031
设第一连接电感LC1＝第二连接电感LC2＝LC，谐振电感LP＝LC，负载的等效阻抗为Zeq；对于两相桥臂并联电路，利用受控源表示LC与谐振电感LP的互感电压。
在一较佳的实施例中，包括四相桥臂电路，还包括第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4。
在一较佳的实施例中，所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的一端分别连接一桥臂电路，所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的另一端均连接有负载，使得四相桥臂共用一个外部谐振回路。
在一较佳的实施例中，还包括第五连接电感LC5及第六连接电感LC6；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4分别连接一桥臂电路；所述第五连接电感LC5的一端连接第一连接电感LC1和第二连接电感LC2，所述第五连接电感LC5的另一端连接负载；所述第六连接电感LC6的一端连接第三连接电感LC3和第四连接电感LC4，所述第六连接电感LC6的另一端连接负载。
在一较佳的实施例中，还包括第五连接电感LC5、第六连接电感LC6、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8；所述第一连接电感、第二连接电感、第四连接电感以及第六连接电感分别连接一桥臂电路；所述第七连接电感LC7与第一连接电感LC1串联，所述第三连接电感LC3与第二连接电感LC2串联，所述第五连接电感LC5与第四连接电感LC4串联，所述第八连接电感LC8与第六连接电感LC6串联；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；所述第七连接电感LC7及第八连接电感LC8连接有第四外部谐振网络；第三连接电感LC3、第五连接电感LC5、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8的一端均连接有负载。
在一较佳的实施例中，所述外部谐振网络设置有N个。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)提高了并联均流性能
原有方案的差模回路阻抗幅值取决于串入的电感值的大小，其均流能力受限。而本发明所提的方案利用耦合谐振网络，极大地增大了差模回路阻抗，提高了系统并联均流的性能。
(2)降低了系统体积、重量和成本，减少了功率损耗
对于N相并联电路，只需要在电路原有电感的基础上，再额外引入由N个Lp和Cp构成的外部谐振回路就可以实现电路的均流。由于Lp与Cp发生谐振并且电感线圈的等效电阻r非常小，减少了不平衡电流引起的功率损耗。
(3)实现任意两相之间的均流
对于所提的方案，应为外部谐振回路的作用是的任意两相之间的均流效果是相同的。而原有方案中，相邻两相的均流效果要强于非相邻的两相。
附图说明
图1为现有技术中的电力电子变换器并联技术示意图，其中(a)为器件并联，其中(b)为桥臂并联，其中(c)为变换器并联；
图2为现有技术中的已公开发表的桥臂并联方案：其中(a)为利用反向耦合电感的方案一，其中(b)为反向耦合电感的并联方案；
图3为现有技术中已公开发表的桥臂并联方案一的差模等效电路；
图4为现有技术中已公开发表的桥臂并联方案二的解耦等效电路；
图5为本发明优选实施例1基于耦合谐振线圈的桥臂并联方案示意图；
图6为本发明优选实施例1的桥臂解耦等效电路示意图；
图7为本发明优选实施例2的基于耦合谐振线圈的多桥臂并联方案示意图；
图8为本发明优选实施例3的基于外部谐振网络的桥臂并联方案示意图；
图9为本发明优选实施例4的基于耦合谐振线圈的桥臂并联方案示意图；
图10为本发明优选实施例5中传统的LCC变换器的拓扑结构示意图；
图11为本发明优选实施例5所提出的基于耦合谐振线圈的LCC变换器的桥臂并联方案；
图12为本发明优选实施例6基于耦合谐振线圈的无线充电系统的桥臂并联方案示意图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式；如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路。
实施例1
先以两相并联电路为例介绍其均流原理，拓扑结构如图5所示。
图5中第一连接电感LC1、第二连接电感LC2为各相支路中的连接电感可以是系统中原有的电感。谐振电感LP与谐振电容CP构成独立的外部谐振网络，r为电感线圈LP的等效串联电阻。其中谐振电感LP与第一连接电感LC1是正向耦合的关系(其互感值MC1P>0),而与第二连接电感LC2是反向耦合的关系(其互感值MC2P<0)。在工作角频率ω0处谐振电感LP与谐振电容CP构成串联谐振，即
Figure BDA0004115376420000071
假设第一连接电感LC1＝第二连接电感LC2＝LC，谐振电感LP＝LC，负载的等效阻抗为Zeq。对于两相桥臂并联电路，利用受控源表示LC与谐振电感LP的互感电压，可等效为如图6所示的电路。根据图6的等效电路可将外部耦合谐振回路的电流Ip表示为
Figure BDA0004115376420000072
Figure BDA0004115376420000073
Figure BDA0004115376420000074
其中Mc1p＝-Mc2p，所以当两相电流平衡时，谐振回路的电流Ip＝0；当其中一相电流发生偏移时，例如当I1>I2时，谐振回路的电流Ip>0，使得I1减小，I2增大，直到I1＝I2实现均流作用。
实施例2
在两相并联均流方案即实施例1的基础上，可以推广至四相桥臂并联电路的均流方案，拓扑结构如图7所示。包括四相桥臂电路，还包括第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4。所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的一端分别连接一桥臂电路，所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的另一端均连接有负载，使得四相桥臂共用一个外部谐振回路。
实施例3
由于实施例2中多桥臂共用一个外部谐振回路的均流效果具有一定的局限性，在其基础上提出采用两两组合的方式进行均流，拓扑如图8所示。这种耦合谐振线圈能够有效的平衡各相之间的不平衡电流，其均流效果优于实施例2。
具体来说，还包括第五连接电感LC5及第六连接电感LC6；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；第一外部谐振网络由第一谐振电感LP1与第一谐振电容CP1构成，还包括第一等效串联电阻r1；第二外部谐振网络由第二谐振电感LP2、第二谐振电容CP2组成，还包括第二等效串联电阻r2；第三外部谐振网络由第三谐振电感LP3、第三谐振电容CP3组成，还包括第三等效串联电阻r3；
所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4分别连接一桥臂电路；所述第五连接电感LC5的一端连接第一连接电感LC1和第二连接电感LC2，所述第五连接电感LC5的另一端连接负载；所述第六连接电感LC6的一端连接第三连接电感LC3和第四连接电感LC4，所述第六连接电感LC6的另一端连接负载。
实施例4
由于实施例3是先进行两两之间进行均流，将得到的结构再进行均流，因此这种结构只能对相数是2N(N＝1,2,3……)的多相电路进行均流，具有局限性。对于实施例4的局限性，在前文提到的已公布的基础上，提出了在每两相之间引入外部的谐振回路的均流方案上，拓扑结构如图9所示。
还包括第五连接电感LC5、第六连接电感LC6、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8；所述第一连接电感、第二连接电感、第四连接电感以及第六连接电感分别连接一桥臂电路；所述第七连接电感LC7与第一连接电感LC1串联，所述第三连接电感LC3与第二连接电感LC2串联，所述第五连接电感LC5与第四连接电感LC4串联，所述第八连接电感LC8与第六连接电感LC6串联；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；所述第七连接电感LC7及第八连接电感LC8连接有第四外部谐振网络；第三连接电感LC3、第五连接电感LC5、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8的一端均连接有负载。
第一外部谐振网络由第一谐振电感LP1与第一谐振电容CP1构成，还包括第一等效串联电阻r1；第二外部谐振网络由第二谐振电感LP2、第二谐振电容CP2组成，还包括第二等效串联电阻r2；第三外部谐振网络由第三谐振电感LP3、第三谐振电容CP3组成，还包括第三等效串联电阻r3；第四外部谐振网络由第四谐振电感LP4、第四谐振电容CP4组成，还包括第4等效串联电阻r4；
所提的均流实施例4可以推广至N相桥臂并联结构，能够对任意相数的多相电路进行均流，并且不需要感值大的反向耦合电感来提高均流效果，可以实现较好的均流效果。
实施例5
以传统的LCC变换器为例，其拓扑结构如图10所示。本发明提出基于耦合谐振线圈的N相桥臂并联技术，其LCC的并联方案如图11所示。
本发明所提出的N相LCC变换器的并联方案仅需要在电路原有补偿电感LC的基础上，再增加N个容量较小的电感LP1，··，LPN和N个电容CP1,···，CPN构成的N个独立的外部谐振回路。假设LC1＝…＝LCN＝LC，LP1＝…＝LPN＝LP,CP1＝…＝CPN＝CP，r1＝…＝rN＝r，则外部谐振回路满足
Figure BDA0004115376420000101
对于任意两相之间的差模回路阻抗，因为外部谐振网络折算到主电路的阻抗为
Figure BDA0004115376420000102
由于电阻r非常小，所以Zp趋于无穷大，使得任意两相之间的差模电流将近似为零，能够有效的抑制差模回路电流，从而实现多相变换器的自动均流。
实施例6
需要注意的是，本发明不单单局限于LCC变换器，对于其他变换器，该方法仍然适应，如感应加热电源和无线电能传输系统。应用于无线电能传输系统的多相变换器的并联均流方案如图12所示。
本发明所提出的基于耦合谐振线圈的桥臂并联方案，根据工作频率选择所需要加的谐振元件，如公式(8)所示。根据并联的相数来选择所需的外部谐振回路的个数。

Claims (7)

1.一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，包括桥臂电路以及负载；其特征在于还包括谐振电感LP与谐振电容CP构成独立的外部谐振网络，还串联有谐振电感LP的等效串联电阻；还包括各相之路的第一连接电感LC1以及第二连接电感LC2；所述第一连接电感LC1与谐振电感LP正向耦合，所述第二连接电感LC2与谐振电感LP反向耦合；在工作角频率ω0处谐振电感LP与谐振电容CP构成串联谐振。
2.根据权利要求1所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，所述工作角频率ω0具体为：
Figure FDA0004115376410000011
设第一连接电感LC1＝第二连接电感LC2＝LC，谐振电感LP＝LC，负载的等效阻抗为Zeq；对于两相桥臂并联电路，利用受控源表示LC与谐振电感LP的互感电压。
3.根据权利要求2所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，包括四相桥臂电路，还包括第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4。
4.根据权利要求3所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的一端分别连接一桥臂电路，所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4的另一端均连接有负载，使得四相桥臂共用一个外部谐振回路。
5.根据权利要求3所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，还包括第五连接电感LC5及第六连接电感LC6；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；所述第一连接电感LC1、第二连接电感LC2、第三连接电感LC3以及第四连接电感LC4分别连接一桥臂电路；所述第五连接电感LC5的一端连接第一连接电感LC1和第二连接电感LC2，所述第五连接电感LC5的另一端连接负载；所述第六连接电感LC6的一端连接第三连接电感LC3和第四连接电感LC4，所述第六连接电感LC6的另一端连接负载。
6.根据权利要求3所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，还包括第五连接电感LC5、第六连接电感LC6、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8；所述第一连接电感、第二连接电感、第四连接电感以及第六连接电感分别连接一桥臂电路；所述第七连接电感LC7与第一连接电感LC1串联，所述第三连接电感LC3与第二连接电感LC2串联，所述第五连接电感LC5与第四连接电感LC4串联，所述第八连接电感LC8与第六连接电感LC6串联；所述第三连接电感LC3及第四连接电感LC4连接有第二外部谐振网络，所述第五连接电感LC5及第六连接电感LC6连接有第三外部谐振网络；所述第七连接电感LC7及第八连接电感LC8连接有第四外部谐振网络；第三连接电感LC3、第五连接电感LC5、第七连接电感LC7及第八连接电感LC8的一端均连接有负载。
7.根据权利要求3所述的一种基于耦合谐振线圈的多相变换器的并联均流电路，其特征在于，所述外部谐振网络设置有N个。
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