CN113241959B - 一种多相变换器的并联均流电路 - Google Patents

一种多相变换器的并联均流电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种多相变换器的并联均流电路，包括N个桥臂、N个连接电感Ls，N个谐振电容Cp和N个谐振电感Lp；N个桥臂相互并联且每个桥臂上均串联一个连接电感Ls，每个桥臂上均连接一个谐振电容Cp和一个谐振电感Lp，且各个桥臂上连接的谐振电容Cp和谐振电感Lp相并联；并联均流电路的输入端外接桥臂中点电压，输出端为N个谐振电容或者N个谐振电感的公共点，连接等效负载；N个谐振电感与N个谐振电容构成并联谐振网络。由于并联谐振理论上阻抗无穷大的特性，任意两相之间的差模回路阻抗得到了极大的增强，从而抑制差模回路的电流，实现多相变换器的自均流。本发明利用并联谐振，极大地增大了任意两相之间的差模回路阻抗，提高了并联均流的性能。

Description

一种多相变换器的并联均流电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种多相变换器的并联均流电路。
背景技术
逆变器实现直流到交流的变换，在生活中有诸多的应用场合，包括：无线电能传输、感应加热、谐振变换器和光伏并网等。受限于半导体器件的电流等级，单个器件构成的逆变器的输出功率等级有限。在大功率场合，如电动汽车和电动船舰的大功率充电系统，需要输出大电流，因此需要研究电力电子变换器的并联技术。
电力电子变换器的并联，包括器件并联、桥臂并联和变换器并联，如图1所示。器件并联，需要保持器件的各项参数一致，否则各个器件流通的电流不同，输出功率受限于流通最大电流的器件，极大地降低了并联效果。在实际应用中，由于工艺水平有限，即使是同一批次的器件，参数也会在一定范围内波动，参数一致性较难获得。而变换器并联，则需要用到多个变换器，意味着需要多个直流电源，在实际中较少用到。
应用最为广泛的并联技术是多相变换器的桥臂并联。通过并联多个桥臂，可以极大地提高变换器的输出功率。而目前变换器的桥臂并联方案，主要采用反向耦合电感来平衡相邻两相之间的电流，如图2所示。
假设LN1＝···＝LN(2N-1)＝LN(2N)＝LN0，且该反向耦合电感的耦合系数为kN0。对于差模电压，其等效电路如图3所示。
对于相邻的两相，其差模回路阻抗为
ZDM2-adj＝j(4+2kN0)ωLN0
对于非相邻的两相，其差模回路阻抗为
ZDM2-nad＝j4ωLN0
该方案的差模回路阻抗跟耦合电感的感抗处于相同的数量级。该方案存在的问题有：(1)需要额外的又笨重又昂贵的耦合电感，当并联数为N时，需要2N个反向并联的耦合电感，极大地增大了系统的体积、重量和成本；(2)为了实现较好的均流效果，需要增大耦合电感的感值，这在增大系统的体积、重量和成本的同时，也带来了额外的损耗；(3)串入桥臂输出侧的反向耦合电感，引入了额外的阻抗，改变了系统的工作点。(4)非相邻的两相之间的均流效果弱于相邻的两相。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种多相变换器的并联均流电路，利用并联谐振，极大地增大了任意两相之间的差模回路阻抗，减小差模电流，从而提高了并联均流的性能。
本发明采用以下方案实现：一种多相变换器的并联均流电路包括N个桥臂、N个连接电感Ls，N个谐振电容Cp和N个谐振电感Lp；所述N个桥臂相互并联且每个桥臂上均串联一个连接电感Ls，每个桥臂上均连接一个谐振电容Cp和一个谐振电感Lp，且各个桥臂上连接的谐振电容Cp和谐振电感Lp的一端分别连接在一起；N个谐振电容Cp的另一端连接在一起；N个谐振电感Lp的另一端连接在一起；并联均流电路的输入端外接桥臂中点电压，输出端为N个谐振电容或者N个谐振电感的公共点，连接等效负载；所述N＝2,3,4,···，N为整数；N个谐振电感Lp1，...,LpN，与N个谐振电容Cp1，...,CpN构成并联谐振网络，对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路阻抗，利用并联谐振理论上阻抗无穷大的特性，差模回路阻抗得到了极大的增强，抑制了任意两相之间的差模回路电流，从而实现多相变换器的自均流。
进一步地，所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN与N个谐振电容Cp1，...,CpN的谐振频率处于工作频率的0.8倍到1.2倍之间。
进一步地，所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN，或N个谐振电容Cp1，...,CpN选择采用星接或者角接。
进一步地，所述并联谐振网络能够为混合谐振单元，所述混合谐振单元中谐振电感Lp1，...,LpN能够由谐振电感串接谐振电容构成；所述混合谐振单元中谐振电容Cp1，...,CpN能够由谐振电容串接谐振电感构成。
进一步地，所述并联均流电路能够应用于变换器拓扑结构，变换器拓扑包括LLC变换器、感应加热电源或无线电能传输系统。
进一步地，所述实现多相变换器的自均流的具体原理如下：假设Ls1＝...＝LsN＝Ls0，Lp1＝...＝LpN＝Lp0，Cp1＝...＝CpN＝Cp0,则在工作角频率ω0处Lp0与Cp0构成并联谐振，即
Figure BDA0003079029950000041
对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路；任意两相之间的差模回路阻抗为：
Figure BDA0003079029950000042
其中，RP0为电感LP0的等效电阻，QLP0为电感LP0的品质因数，即
Figure BDA0003079029950000043
从公式(2)看出，任意两相之间的差模回路阻抗为线圈品质因数和线圈阻抗的乘积，其值非常巨大，比线圈感抗高了一至三个数量级，能够有效抑制任意两相之间的差模回路电流，从而自动实现了多相变换器的自均流。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明提高了并联均流性能
原有方案的差模回路阻抗幅值有限，其均流能力受限。而本发明所提的方案利用并联谐振，极大地增大了任意两相之间的差模回路阻抗，提高了并联均流的性能。
(2)本发明降低了系统体积、重量和成本
由于增加的并联谐振电感或者电容仅仅流过差模分量，其电压和电流额定值非常小。而原有方案中的反向耦合电感流经的是共模和差模分量，其容量非常大。因此，本发明所提出的方案降低了系统的体积、重量和成本。
(3)本发明实现任意两相之间的均流
对于所提的方案，任意两相之间的均流效果是相同的。而原有方案中，相邻两相的均流效果要强于非相邻的两相。
附图说明
图1为本发明实施例的现有技术中电力电子变换器并联电路图，其中，图1(a)为器件并联电路图，图1(b)为桥臂并联电路图，图1(c)为变换器并联电路图图。
图2为本发明实施例的现有技术中的桥臂并联方案。
图3为本发明实施例的现有技术中的桥臂并联方案的差模等效电路。图4为本发明实施例的基于并联谐振网络的星接电感的桥臂并联电路图。
图5为本发明实施例的基于并联谐振网络的星接电感的桥臂并联电路的差模等效电路。
图6为本发明实施例的基于并联谐振网络的星接电感的桥臂并联电路的任意两相之间的差模等效电路。
图7为本发明实施例的传统的单相LLC变换器的拓扑结构。
图8为本发明实施例的基于并联谐振网络的LLC变换器的桥臂并联电路图。
图9为本发明实施例的基于并联谐振网络的星接电容的桥臂并联电路图。
图10为本发明实施例的基于并联谐振网络的角接电感的桥臂并联电路图。
图11为本发明实施例的基于并联谐振网络的角接电容的桥臂并联电路图。
图12为本发明实施例的基于并联谐振网络的无线充电系统的桥臂并联电路图。
图13为本发明实施例的混合谐振单元中谐振电感Lp1，...,LpN由谐振电感串接谐振电容构成电路图。
图14为本发明实施例的混合谐振单元中谐振电容Cp1，...,CpN由谐振电容串接谐振电感构成电路图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图4所示，本实施例提供一种多相变换器的并联均流电路，包括N个桥臂、N个连接电感Ls，N个谐振电容Cp和N个谐振电感Lp；所述N个桥臂相互并联且每个桥臂上均串联一个连接电感Ls，每个桥臂上均连接一个谐振电容Cp和一个谐振电感Lp，且各个桥臂上连接的谐振电容Cp和谐振电感Lp的一端分别连接在一起；N个谐振电容Cp的另一端连接在一起；N个谐振电感Lp的另一端连接在一起；并联均流电路的输入端外接桥臂中点电压，输出端为N个谐振电容或者N个谐振电感的公共点，连接等效负载；所述N＝2,3,4,···，N为整数；N个谐振电感Lp1，...,LpN，与N个谐振电容Cp1，...,CpN构成并联谐振网络，对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路阻抗，利用并联谐振理论上阻抗无穷大的特性，差模回路阻抗得到了极大的增强，抑制了任意两相之间的差模回路电流，从而实现多相变换器的自均流。
较佳的，在本实施例中，一种多相变换器的并联均流电路，相数能够为2,3,4,···。
在本实施例中，所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN与N个谐振电容Cp1，...,CpN的谐振频率处于工作频率的0.8倍到1.2倍之间。
在本实施例中，所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN，或N个谐振电容Cp1，...,CpN选择采用星接或者角接。
在本实施例中，所述并联谐振网络能够为混合谐振单元，所述混合谐振单元中谐振电感Lp1，...,LpN能够由谐振电感串接谐振电容构成如图13；所述混合谐振单元中谐振电容Cp1，...,CpN能够由谐振电容串接谐振电感构成如图14。
在本实施例中，所述电路能够应用于诸多变换器拓扑结构，变换器拓扑包括LLC变换器、感应加热电源或无线电能传输系统。
在本实施例中，所述实现多相变换器的自均流的具体原理如下：假设Ls1＝···＝LsN＝Ls0，Lp1＝···＝LpN＝Lp0，Cp1＝···＝CpN＝Cp0,则在工作角频率ω0处Lp0与Cp0构成并联谐振，即
Figure BDA0003079029950000081
对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路；任意两相之间的差模回路阻抗为：
Figure BDA0003079029950000082
其中，RP0为电感LP0的等效电阻QLP0，为电感LP0的品质因数，即
Figure BDA0003079029950000083
从公式(2)看出，任意两相之间的差模回路阻抗为线圈品质因数和线圈阻抗的乘积，其值非常巨大，比线圈感抗高了一至三个数量级，能够有效抑制任意两相之间的差模回路电流，从而自动实现了多相变换器的自均流。
较佳的，本实施例所提出的基于并联谐振网络的N桥臂并联方案如图4所示，
图4中Ls1，···，LsN为连接电感，Cp1，···，CpN为谐振电容，流过的电流包含共模分量和差模分量。这两部分可以为系统中已有的电感和电容。Lp1，···，LpN为所增加的谐振电感，流过的电流只包含差模分量。谐振电感(Lp1，···，LpN)与谐振电容(Cp1，···，CpN)构成并联谐振网络。假设Ls1＝···＝LsN＝Ls0，Lp1＝···＝LpN＝Lp0，Cp1＝···＝CpN＝Cp0。则在工作角频率ω0处Lp0与Cp0构成并联谐振，即
Figure BDA0003079029950000091
对于差模电压，其等效电路如图5所示。
对图5中红色方框内的并联谐振网络进行星-三角变换，可以得到任意两相之间的差模回路如图6所示。其中RP0为电感LP0的等效电阻。
任意两相之间的差模回路阻抗为
Figure BDA0003079029950000092
其中，QLP0为电感LP0的品质因数，即
Figure BDA0003079029950000093
从公式(2)可以看出，任意两相之间的差模回路阻抗为线圈品质因数和线圈感抗的乘积，比线圈感抗高一至三个数量级，有效地抑制了任意两相之间的差模回路电流，从而自动实现了多相变换器的自均流。
以传统的LLC变换器为例，其拓扑结构如图7所示。本发明提出基于并联谐振网络的N桥臂并联技术，其LLC的并联方案如图8所示。
本实施例所提出的LLC变换器的并联方案仅增加了N个容量较小的电感Lp1，···，LpN。Ls和Cp为系统原有的谐振元件。Ls1，···，LsN构成Lr，Cp1，···，CpN构成Cr，即
LS1＝…＝LSN＝NLr (4)
Figure BDA0003079029950000101
需要注意的是，本实施例的电路图4中，Lp和Cp的位置是可以调换的，如图9所示。
同时，图4中的Lp1，···，LpN和图9中的Cp1，···，CpN可以由星接变为角接，如图10和图11所示。
需要注意的是，本发明不单单局限于LLC变换器，针对其他变换器，该方法仍然适应，如感应加热电源和无线电能传输系统。应用于无线电能传输系统的多相变换器的并联均流方案如图12所示。
本实施例所提出的基于并联谐振的桥臂并联方案，根据工作频率选择所需要加的谐振元件，如公式(1)所示。根据需要容忍的最大差模分量，选择所加的谐振元件的容量。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (6)

1.一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：包括N个桥臂、N个连接电感Ls，N个谐振电容Cp和N个谐振电感Lp；所述N个桥臂相互并联且每个桥臂的中点分别通过一个连接电感Ls连接一个谐振电容Cp和一个谐振电感Lp，每个连接电感Ls的一端分别连接对应桥臂的中点，连接电感Ls的另一端连接谐振电容Cp和谐振电感Lp的一端；N个谐振电容Cp的另一端连接在一起；N个谐振电感Lp的另一端连接在一起；并联均流电路的输入端外接桥臂中点电压，输出端为N个谐振电容或者N个谐振电感的公共点，连接等效负载；所述N＝2,3,4,···，N为整数；N个谐振电感Lp1，...,LpN，与N个谐振电容Cp1，...,CpN构成并联谐振网络，对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路阻抗，利用并联谐振理论上阻抗无穷大的特性，任意两相之间的差模回路阻抗得到了增强，抑制了差模回路的电流，从而实现多相变换器的自均流。
2.根据权利要求1所述的一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：
所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN与N个谐振电容Cp1，...,CpN的谐振频率处于工作频率的0.8倍到1.2倍之间。
3.根据权利要求1所述的一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：
所述并联谐振网络中的N个谐振电感Lp1，...,LpN，或N个谐振电容Cp1，...,CpN选择采用星接或者角接。
4.根据权利要求1所述的一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：所述并联谐振网络能够为混合谐振单元，所述混合谐振单元中谐振电感Lp1，...,LpN能够由谐振电感串接谐振电容构成；所述混合谐振单元中谐振电容Cp1，...,CpN能够由谐振电容串接谐振电感构成。
5.根据权利要求1所述的一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：
所述并联均流电路能够应用于多种变换器拓扑结构，变换器拓扑包括LLC变换器、感应加热电源或无线电能传输系统。
6.根据权利要求1所述的一种多相变换器的并联均流电路，其特征在于：所述实现多相变换器的自均流的具体原理如下：假设Ls1＝···＝LsN＝Ls0，Lp1＝···＝LpN＝Lp0，Cp1＝···＝CpN＝Cp0,则在工作角频率ω0处Lp0与Cp0构成并联谐振，即
Figure FDA0003559452330000021
对并联谐振网络进行星-三角变换，能够得到任意两相之间的差模回路；任意两相之间的差模回路阻抗为：
Figure FDA0003559452330000022
其中，RP0为电感LP0的等效电阻，QLP0为电感LP0的品质因数，即
Figure FDA0003559452330000023
从公式(2)看出，任意两相之间的差模回路阻抗为线圈品质因数和线圈阻抗的乘积，其值比线圈感抗高了一至三个数量级，能够有效抑制任意两相之间的差模回路电流，从而自动实现了多相变换器的自均流。
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