CN116094490A - 一种宽带数控移相器及接收机 - Google Patents

一种宽带数控移相器及接收机 Download PDF

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CN116094490A CN202211499330.0A CN202211499330A CN116094490A CN 116094490 A CN116094490 A CN 116094490A CN 202211499330 A CN202211499330 A CN 202211499330A CN 116094490 A CN116094490 A CN 116094490A
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章秀银
彭一帆
李慧阳
旭金旭
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Abstract

本发明公开了一种宽带数控移相器及接收机，包括依次串连连接的输入巴伦电路、正交全通滤波器、可变增益放大器、增益补偿放大器和输出匹配电路，所述正交全通滤波器包括幅度/相位平衡网络，本发明通过调节幅度/相位平衡网络的电感和电阻实现四路正交输出信号在整个工作频段范围内都能保持的幅度匹配和较高的相位正交度，从而保证了较高的移相精度。

Description

一种宽带数控移相器及接收机
技术领域
本发明涉及射频微波集成电路领域，特别涉及一种宽带数控移相器及接收机。
背景技术
移相器是现代雷达和通信系统的多功能组成部分，对于现代通信和雷达系统，波束转向对现代系统至关重要。结合正交混合结构的移相器通常称为矢量控制器，可实现数字控制信号的输出相位。现代雷达系统的一个用途是通过电子波束转向进行波束形成，通过控制发射天线阵上信号的相位角，信号可以在二维或三维空间中以任意方向进行发射。
CMOS工艺在系统集成以及生产成本方面有着巨大优势，近些年CMOS微波毫米波集成电路设计成为芯片设计的研究热点之一。然而硅基衬底的电阻率较低，使CMOS工艺具有衬底损耗大、无源器件Q值低的缺点，很难用它设计出性能优良的无源移相器。因此，目前CMOS移相器一般采用有源结构，矢量合成型移相器结构紧凑，插入损耗较低，甚至还可能产生较小的增益，但是相移误差较大，这是CMOS有源移相器设计待解决的问题。
发明内容
为了克服现有技术的上述缺点与不足，本发明的目的在于提供一种宽带数控移相器及接收机。本发明的宽带数控移相器是移相范围覆盖0-360°、能够实现较高精度移相的有源移相器。
本发明的目的通过以下技术方案实现：
一种宽带数控移相器，包括依次串连连接的输入巴伦电路、正交全通滤波器、可变增益放大器、增益补偿放大器和输出匹配电路，所述正交全通滤波器包括幅度/相位平衡网络，所述幅度/相位平衡网络包括四个电阻、两个电容及四个电感，通过调整电感、电容和电阻的取值实现正交全通滤波器在整个工作频段范围内输出四路相位正交且等幅的信号。
进一步，所述正交全通滤波器包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第五电感及第六电感，正交全通滤波器共有四路正交信号输出端口，分别为输出端口I+、输出端口I-、输出端口Q+和输出端口Q-，四路信号之间存在90°相位差，其中第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第三电容、第四电容、第三电感、第四电感、第五电感及第六电感构成幅度/相位平衡网络；
具体连接方式为：
所述第一电阻一端分别与第三电阻一端和第一电感一端连接，所述第三电阻另一端与第三电感串联；所述第一电阻的另一端连接所述第四电阻和第二电容的一端，所述第四电阻与第四电感串联，第一电容的另一端分别与Vin+及第一电感的另一端连接，第二电容的另一端分别与Vin-端及第二电感的另一端连接；
所述第二电阻的一端分别与第五电阻和第一电容的一端连接，所述第五电阻与第五电感串联，所述第二电阻的另一端与第六电阻及第二电感的一端连接，所述第六电阻与第六电感串联；
所述第三电容一端分别与第三电感和输出端口Q+连接，所述第三电容的另一端分别与第四电感和输出端口I-连接；所述第四电容一端连接所述第五电感和输出端口I+，另一端连接所述第六电感和输出端口Q-。
进一步，所述可变增益放大器，其输入端连接所述正交全通滤波器，包括增益放大电路及六比特位数字控制单元，所述增益放大电路采用吉尔伯特单元放大电路。
进一步，所述吉尔伯特单元采用基于共源晶体管复用的共源共栅接法连接，所述六比特位数字控制单元与吉尔伯特单元放大电路共源晶体管的漏极连接。
进一步，所述六比特位数字控制单元由多个控制单元构成，每个控制单元为一组电流源阵列，每组电流源阵列由六路电流源构成，所述六路电流源由六组NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接构成，通过电流源的开启或者关闭改变吉尔伯特单元的电流，实现增益的调控。
进一步，所述输入巴伦电路包括初级线圈及次级线圈，用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号。
进一步，所述增益补偿放大器通过将增益设置为与可变增益放大器不同的频率区间，增益补偿放大器与可变增益放大器以错峰匹配的形式实现宽带的效果。
进一步，所述吉尔伯特单元采用基于共源晶体管复用的共源共栅接法，包括十二个晶体管，第一晶体管、第三晶体管的漏极与所述第九晶体管的源极连接，所述第二晶体管、第四晶体管的漏极与所述第十晶体管的源极连接，所述第五晶体管、第七晶体管的漏极与所述第十一晶体管的源极连接，所述第六晶体管、第八晶体管的漏极与所述第十二晶体管的源极连接，所述第八至第十二晶体管的栅极连接偏置电压VG1。
进一步，设置吉尔伯特单元的共源晶体管的栅极偏压对I路和Q路正交信号的正负极性的选择从而确定矢量合成的象限。
一种接收机,包括所述的宽带数控移相器。
与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：
本发明采用的正交全通滤波器结构产生正交信号，由于在输出端增加了幅度/相位平衡网络，通过调节电感和电阻实现四路正交输出信号在整个工作频段范围内都能保持的幅度匹配和较高的相位正交度，从而保证了较高的移相精度。
本发明所述可变增益放大器将吉尔伯特单元与共源共栅结构相结合，在提升增益的同时保证了较高的移相精度和移相范围；一对反相输入的共栅晶体管漏极同时连接在同一个共源晶体管的源极实现共源晶体管的复用，保证了在不同工作状态下放大电路具有相同的静态工作点，不会因为工作状态的改变导致静态工作点的变化，确保了增益的一致性和移相精确度，降低了电路功耗和电路复杂度。
本发明所述移相器将DAC电流源连接于吉尔伯特单元的共栅晶体管源极并以分流的方式控制增益，保证了电路处于不同增益状态下直流功耗始终不变。本发明将电流源的控制位设置于PMOS管的栅极，六比特位数字控制单元工作于不同状态时，放大器电路的静态工作点也可以保持稳定。
同时，本发明将增益补偿放大器的工作频段与前级可变增益放大器的工作频带相错开，可明显扩展整体电路工作带宽，实现宽带移相效果。
附图说明
图1是本发明电路的整体结构示意图；
图2是本发明正交全通滤波器的结构示意图；
图3是本发明的可变增益放大器、增益补偿放大器和输出匹配电路的结构示意图；
图4是本发明的六比特位数字控制单元的结构示意图；
图5是本发明的移相状态示意图；
图6是本发明RMS相位误差和RMS增益误差曲线；
图7是本发明的增益和回波损耗曲线；
具体实施方式
下面结合实施例，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，一种宽带数控移相器，包括依次串联连接的输入巴伦电路、正交全通滤波器(QAF)、可变增益放大器、增益补偿放大器和输出匹配电路。输入巴伦电路将输入阻抗在工作频段范围内匹配到50欧姆，并将单端射频输入信号转化为差分信号；正交全通滤波器，用于将输入巴伦产生的差分信号转化为四路正交信号，其中输出端口I+、输出端口I-与输出端口Q+、输出端口Q-两两正交；可变增益放大器，其输入端连接所述正交全通滤波器的输出端，包括基于吉尔伯特单元的放大电路以及与放大电路共源NMOS晶体管漏极相连接的六比特位数字控制单元。
进一步，所述输入巴伦电路包括初级线圈及次级线圈，用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号。
进一步，如图2所示，所述正交全通滤波器的输出端包括幅度/相位平衡网络包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第五电感L5、第六电感L6。所述含幅度/相位平衡网络的正交全通滤波器共有四路正交信号输出端口，即输出端口I+、输出端口I-、输出端口Q+和输出端口Q-，四路信号之间存在90°相位差。所述第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6分别与第三电感L3、第四电感L4、第五电感L5、第六电感L6串联；第一电阻R1一端连接第三电阻R3和第一电感L1，另一端连接第四电阻R4和第二电容C2；第二电阻R2一端连接第五电阻R5和第一电容C1，另一端连接第六电阻R6和第二电感C2；第三电容C3一端连接第三电感L3和所述输出端口Q+，另一端连接第四电感L4和所述输出端口I-；第四电容C4一端连接第五电感L5和所述输出端口I+，另一端连接第六电感L6和所述输出端口Q-。
具体地，所述幅度/相位平衡网络包括四个电阻、两个电容及四个电感，具体是第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第三电容、第四电容、第三电感、第四电感、第五电感及第六电感构成幅度/相位平衡网络。通过调节电阻比值和电容值实现幅度平衡，调节电感和电容值实现实现相位平衡，也就是通过设置电感、电容和电阻实现正交全通滤波器在整个工作频段范围内输出四路相位正交且等幅的信号。
进一步，参照图3，所述可变增益放大器包括第五电容C5、第六电容C6，第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第一共源晶体管M1至第八共源晶体管M8、第九共栅晶体管M9至第十二共栅M12、第七电感L7。其中，所述第五电容C5，第八电容C8的一端为信号I-的输入端，第六电容C6，第七电容C7的一端为信号I+的输入端，第九电容C9，第十二电容C12的一端为信号Q-的输入端，第十电容C10，第十一电容C11的一端为信号Q+的输入端，第五电容C5至第十二C12的另一端分别与第一晶体管M1至第八晶体管M8的栅极连接；第一晶体管M1,第二晶体管M2栅极电压接VbI，第三晶体管M3,第四晶体管M4栅极电压接-VbI，第五晶体管M5,第六晶体管M6栅极电压接VbQ，第七晶体管M7,第八晶体管M8栅极电压接-VbQ，第一晶体管M1，第三晶体管M3的漏极与第九晶体管M9的源极连接，第二晶体管M2，第四晶体管M4的漏极与第十晶体管M10的源极连接，第五晶体管M5，第七晶体管M7的漏极与第十一晶体管M11的源极连接，第六晶体管M6，第八晶体管M8的漏极与第十二晶体管M12的源极连接，第九晶体管M9，第十一晶体管M11的漏极与第七电感L7的一端连接，第十晶体管M10，第十二晶体管M12的漏极与第七电感L7的另一端连接，第八晶体管M8至第十二晶体管M12的栅极连接偏置电压VG1。通过切换第一晶体管M1至第八晶体管M8栅极偏压VbI和VbQ的高低电平实现矢量求和象限的选择，并对选择后的正交信号进行矢量求和得到最终的移相信号。
具体是：设置吉尔伯特单元的共源晶体管的栅极偏压分别对位于I路和Q路的吉尔伯特单元共源晶体管的栅极VG1置高/低电平，总共有4种电压组合，分别对应选择四个90°象限。
参照图4，所述六比特位数字控制单元共有4组，每组包括NMOS第十三晶体管M13至第十八晶体管M18、PMOS第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24、第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的源极互相连接并与可变增益放大器的共源晶体管的漏极连接，第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的栅极分别与各自的漏极连接，第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的漏极分别与第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的漏极连接，第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的源极互相连接。数字控制单元开启时晶体管会形成导通支路并从吉尔伯特单元主支路分流，从而改变该电路产生的增益。通过改变第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的栅极偏压从而控制数字控制单元的电流量，进而对IQ两路正交信号产生幅度调制的效果，同时保证了电路总直流功耗和静态工作点在调幅时保持不变。每个数字控制单元为六比特位，则所有增益状态为26＝64种状态，所有电流源关闭为最大增益状态(000000)，所有电流源开启为最小增益状态(111111)。由于I、Q两路各有64种增益状态，因此合成后每个象限总共有642＝4096种移相状态，对于5.625°的移相步进则需要从中挑选16个相位均匀变化的状态以供使用。
参照图3，所述增益补偿放大器，包括第十三电容C13、第八电感L8、第九电感L9、第十电感L10、第二十五晶体管M25、第二十六晶体管M26、第二十七晶体管M27、第二十八晶体管M28。所述第十三电容C13与第八电感L8并联，第二十五晶体管M25的漏极与第九电感L9的一端连接，第二十七晶体管M27的源极与第九电感L9的另一端连接。第二十六晶体管M26的漏极与第十电感L10的一端连接，第二十八晶体管M28的源极与第十电感L10的另一端连接，第二十七晶体管M27和第二十八晶体管M28的栅极连接偏置电压VG3。第八电感L8与第七电感L7耦合连接。该电路同样采用了共源共栅结构以获得较大的增益补偿，同时在第二十五晶体管M25,第二十六M26和第二十七晶体管M27,第二十八晶体管M28之间采用了串联电感的设计，进一步提升了高频增益，扩展高频带宽同时也改善了输出匹配。
进一步，将增益补偿放大器的增益区间设置为与可变增益放大器不同的频率区间，使两个放大器的增益区间错开形成错峰从而扩展增益带宽。
参照图3，所述输出匹配电路包括第十四电容C14、第十五电容C15、第十六电容C16、第十七电容C17、第十一电感L11、第十二电感L12、第十三电感L13、第十四电感L14、第十五电感L15、第十六电感L16。其中，所述第十四电容C14与第十一电感L11并联，第十五电容C15的一端与第十二电感L12的一端连接，第十六电容C16的一端与第十二电感L12的另一端连接，第十五电容C15与第十三电感L13串联，第十六电容C16与第十五电感L15串联；第十七电容C17的一端连接第十三电感L13和第十四电感L14，另一端连接第十五电感L15和第十六电感L16；第十四电感L14的另一端为差分射频输出正端，第十六电感L16的另一端为差分射频输出负端。
本实施例中存在两处耦合，分别是第七电感L7和第八电感L8存在耦合，其耦合系数为k1，第十一电感L11和第十二电感L12存在耦合，其耦合系数为k2。
根据最终的仿真结果，图5为本申请实施例在22-44GHz工作频段内的所有移相状态，可见所述移相器可以实现360度相位变化且不同移相状态相位差变化均匀；图6为本申请实施例在22-44GHz工作频段内的RMS相位误差和RMS增益误差，可见所述移相器RMS相位误差小于1.8度，RMS增益误差小于0.82dB；图7为本申请实施例在22-44GHz工作频带内的增益和回波损耗，可见经过增益补偿后所述移相器在工作频带内增益大于4.5dB，输入和输出回波损耗均小于10dB，移相器输入和输出匹配良好。
本发明的工作原理为：
通过设置放大电路共源NMOS晶体管的栅极偏压进行对I路和Q路正交信号的正负极性的选择从而确定矢量合成的象限。基于电流源的六比特位数字控制单元由NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接组成六路电流源，共有26＝64种工作状态，要实现5.625°移相步进则每个象限分配16种工作状态。确定矢量合成象限后，通过改变六比特位数字控制单元的PMOS晶体管栅极偏压从而改变电流，通过电流的变化改变吉尔伯特单元放大器的增益以实现幅度调制并得到矢量合成后的移相信号；
随后的增益补偿放大器通过变压器耦合的方式与可变增益放大器的输出端相连接，采用共源共栅结构以实现较高的增益和工作带宽；最后输出匹配电路与增益补偿放大器的输出端相连接，将输出阻抗在工作频段范围内匹配到100欧姆，同时通过初级线圈为增益补偿放大器提供VDD。
综上所述，本申请实施例基于改进后的正交全通滤波器，通过幅度/相位平衡网络实现输出低相位失配和低幅度失配的正交信号，同时基于共源晶体管复用的吉尔伯特单元能够同时降低功耗并保证静态工作点的稳定，使得移相器在不同移相状态下具有低增益误差，高移相精度的特点，且对增益补偿放大器电路结构进行改进，使得整体移相器电路在较低的功耗下具有高增益和22-44GHz的工作带宽。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种宽带数控移相器，其特征在于，包括依次串连连接的输入巴伦电路、正交全通滤波器、可变增益放大器、增益补偿放大器和输出匹配电路，所述正交全通滤波器包括幅度/相位平衡网络，所述幅度/相位平衡网络包括四个电阻、两个电容及四个电感，通过调整电感、电容和电阻的取值实现正交全通滤波器在整个工作频段范围内输出四路相位正交且等幅的信号。
2.根据权利要求1所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述正交全通滤波器包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第五电感及第六电感，正交全通滤波器共有四路正交信号输出端口，分别为输出端口I+、输出端口I-、输出端口Q+和输出端口Q-，四路信号之间存在90°相位差，其中第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第三电容、第四电容、第三电感、第四电感、第五电感及第六电感构成幅度/相位平衡网络；
具体连接方式为：
所述第一电阻一端分别与第三电阻一端和第一电感一端连接，所述第三电阻另一端与第三电感串联；所述第一电阻的另一端连接所述第四电阻和第二电容的一端，所述第四电阻与第四电感串联，第一电容的另一端分别与Vin+及第一电感的另一端连接，第二电容的另一端分别与Vin-端及第二电感的另一端连接；
所述第二电阻的一端分别与第五电阻和第一电容的一端连接，所述第五电阻与第五电感串联，所述第二电阻的另一端与第六电阻及第二电感的一端连接，所述第六电阻与第六电感串联；
所述第三电容一端分别与第三电感和输出端口Q+连接，所述第三电容的另一端分别与第四电感和输出端口I-连接；所述第四电容一端连接所述第五电感和输出端口I+，另一端连接所述第六电感和输出端口Q-。
3.根据权利要求1所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述可变增益放大器，其输入端连接所述正交全通滤波器，包括增益放大电路及六比特位数字控制单元，所述增益放大电路采用吉尔伯特单元放大电路。
4.根据权利要求3所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述吉尔伯特单元采用基于共源晶体管复用的共源共栅接法连接，所述六比特字控制单元与吉尔伯特单元放大电路共源晶体管的漏极连接。
5.根据权利要求4所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述六比特位数字控制单元由多个控制单元构成，每个控制单元为一组电流源阵列，每组电流源阵列由六路电流源构成，所述六路电流源由六组NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接构成，通过电流源的开启或者关闭改变吉尔伯特单元的电流，实现增益的调控。
6.根据权利要求1所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述输入巴伦电路包括初级线圈及次级线圈，用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号。
7.根据权利要求1所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述增益补偿放大器通过将增益设置为与可变增益放大器不同的频率区间，增益补偿放大器与可变增益放大器以错峰匹配的形式实现宽带的效果。
8.根据权利要求4所述的宽带数控移相器，其特征在于，所述吉尔伯特单元采用基于共源晶体管复用的共源共栅接法，包括十二个晶体管，所述第一晶体管、第三晶体管的漏极与所述第九晶体管的源极连接，所述第二晶体管、第四晶体管的漏极与所述第十晶体管的源极连接，所述第五晶体管、第七晶体管的漏极与所述第十一晶体管的源极连接，所述第六晶体管、第八晶体管的漏极与所述第十二晶体管的源极连接，所述第八至第十二晶体管的栅极连接偏置电压VG1。
9.根据权利要求4或8任一项所述的宽带数控移相器，其特征在于，设置吉尔伯特单元的共源晶体管的栅极偏压对I路和Q路正交信号的正负极性的选择从而确定矢量合成的象限。
10.一种接收机，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的宽带数控移相器。
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