CN116938181A - 一种可重构双频段数控移相器及接收机 - Google Patents

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CN116938181A CN202310801312.1A CN202310801312A CN116938181A CN 116938181 A CN116938181 A CN 116938181A CN 202310801312 A CN202310801312 A CN 202310801312A CN 116938181 A CN116938181 A CN 116938181A
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章秀银
彭一帆
高立
李慧阳
徐金旭
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Abstract

本发明公开了一种可重构双频段数控移相器及接收机，包括输入匹配电路：用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号；混合正交生成电路：用于将差分信号转化为四路正交信号；可变增益放大器：包括基于吉尔伯特单元的可变增益放大电路以及六比特位数字控制单元，用于对I路和Q路信号进行放大处理；可重构输出匹配电路，包括可重构输出巴伦和匹配电容，用于将输出阻抗匹配和增益区间切换到不同频段。本发明在不同工作频段内都具有低增益误差，高移相精度和低直流功耗的特点。

Description

一种可重构双频段数控移相器及接收机
技术领域
本发明涉及移动通信射频电路领域，特别涉及一种可重构双频段数控移相器及接收机。
背景技术
移相器是现代通信系统中的重要组成部分，主要用于通信收发机系统实现信号的波束成型和波束转向。具有正交矢量合成功能的移相器通常称为矢量调制器，可数字化控制信号的输出相位。现代通信系统通过控制发射天线阵上信号的相位角，使具有相位差的多束信号产生相位干涉，从而可以使信号在二维或三维空间中以任意方向发射。
现有的移相器工作频段主要为单个窄带频段，需采用多个不同频段的移相器覆盖多个应用频段，但会造成面积和成本的增大。目前有超宽带移相器同时覆盖多个应用频段的解决方案，但超宽带器件与窄带器件相比会产生更大的功耗开销以及难以保证全频段下的性能一致性，同时越大的工作带宽也意味着更严重的频谱泄露以及邻近频道干扰。设计在两个频段可重构工作的移相器将可以实现良好的带内性能一致性以及较低的功耗开销，使器件在两个频段都能获得较为理想的性能。
发明内容
为了克服现有技术的上述缺点与不足，本发明的目的在于提供一种可重构双频段数控移相器。本发明的可重构双频段数控移相器是可在两个频段内工作、移相范围覆盖0-360°、能够实现较高精度移相的有源移相器。
本发明的另一目的在于提供一种接收机。
本发明的目的通过以下技术方案实现：
一种可重构双频段数控移相器，包括:
输入匹配电路：用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号；
混合正交生成电路：包括基于耦合器的正交生成电路和相位/幅度补偿网络，通过调节变压器的电感值以及耦合系数产生初步四路正交信号，进一步通过调整相位/幅度补偿网络调节初步四路正交信号的幅度和相位，实现将差分信号转化为四路正交信号，其中耦合输出端I+、耦合输出端I-与直通输出端Q+、直通输出端Q-处的信号相位两两正交；
可变增益放大器：包括基于吉尔伯特单元的可变增益放大电路以及六比特位数字控制单元，用于对I路和Q路信号进行放大处理；
可重构输出匹配电路，包括可重构输出巴伦和匹配电容，用于将输出阻抗匹配和增益区间切换到不同频段。
进一步，所述基于耦合器的正交生成电路包括第一电阻、第四电容、第五电容、第六电容、第四电感、第五电感、第六电感及第七电感；
所述相位/幅度补偿网络包括第八电感、第九电感、第十电感及第十一电感构成，用于提高四路正交信号的相位以及幅度匹配；
具体连接为：
所述第四电感一端与所述正输入端连接，另一端与所述第八电感和所述第四电容的一端连接；所述第五电感的一端与所述第九电感的一端连接，另一端与所述第一电阻的一端和所述第四电容的另一端连接；所述第七电感一端与所述负输入端连接，另一端与所述第十一电感和所述第五电容的一端连接；所述第六电感的一端与所述第十电感的一端连接，另一端与所述第一电阻的另一端和所述第五电容的另一端连接；所述第四电感和所述第五电感之间存在耦合；所述第六电感和第七电感之间存在耦合；所述第五电感和第六电感抽头处分别连接所述第六电容的两端；所述第八电感的另一端与输出端Q+连接，所述第九电感的另一端与输出端I+连接，所述第十电感的另一端与输出端I-连接，所述第十一电感的另一端与输出端Q-连接。
进一步，所述可重构输出匹配电路包括第十二电感，第十三电感，第十四电感，第十五电感，第十五电容，第二十五晶体管和第二十六晶体管；所述第十二电感的一端连接所述可变增益放大器，另一端连接所述第十四电感的一端；所述第十三电感一端连接所述可变增益放大器，另一端连接所述第十四电感的另一端；所述第十四电感共有三处抽头，中心抽头处连接晶体管供电电压，其余两处抽头分别连接所述第二十五晶体管的漏极和源极；所述第二十五晶体管的栅极连接第一控制电压；所述第十五电感的一端连接所述第十五电容的一端，另一端接地；所述第十五电感共有两处抽头，分别连接第二十六晶体管的漏极和源极；所述第二十六晶体管的栅极连接第二控制电压；所述第十四电感和所述第十五电感之间存在耦合；所述第十五电容的另一端连接单端射频信号输出端。
进一步，所述可重构输出匹配电路将晶体管开关关断时的关断电容结合到输出匹配结构中，共同实现输出阻抗匹配，具体为：当晶体管导通时，其等效为导通电阻将输出匹配电路中的电感部分短路；当晶体管关断时，其等效为关断电容，与匹配电感一起构成了L-C匹配结构进行输出阻抗匹配。
进一步，所述六比特位数字控制单元由六路电流源阵列构成；所述六路电流源阵列由六组NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接构成；电流源的开启或者关闭改变所述增益放大电路的静态电流，实现增益的调控。
进一步，所述基于吉尔伯特单元的增益放大电路包括第七电容、第八电容，第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第十四电容、第一共源晶体管至第八共源晶体管、第九共栅晶体管至第十二共栅；
通过切换第一晶体管M1至第八晶体管M8栅极偏压VbI和VbQ的高低电平实现矢量求和象限的选择，并对选择后的正交信号进行矢量求和得到最终的移相信号。
进一步，所述输入匹配电路包括双极点匹配电路和输入巴伦，用于同时在两个频段实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号。
进一步，所述双极点匹配电路包括第一电感、第二电感、第一电容和第二电容；所述第一电感和所述第一电容可形成一个匹配极点；所述第二电感和所述第二电容可形成第二个匹配极点。
进一步，还包括第三电容，其连接方式如下：
所述第一电感的一端连接第一电容的一端，另一端连接第二电容的一端和第二电感的一端，所述第一电容的另一端、第二电容的另一端和第二电感的另一端都接地；所述第三电感的一端分别连接第三电容的一端和正输出端RFP，第三电感的另一端分别连接第三电容的另一端和负输出端RFN。第二电感和第三电感之间的耦合系数为k1。
一种接收机，包括所述的可重构双频段数控移相器。
与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：
本发明采用的混合正交生成电路结构产生正交信号，通过调节信号通路上的电感的耦合度产生相位差，避免了传统正交全通滤波器结构生成的正交信号易受电容、电阻加工精度的影响，电感的金属层刻蚀具有较高的刻蚀精度，从而保证了较高的移相精度，电感的高耦合度明显缩小了芯片面积，降低了制造成本。
本发明所述移相器在输入匹配电路采用了双极点匹配电路，可在输入匹配引入两个不同频点的极点，可以在不改变输入匹配的情况下同时满足移相器分别在两个频段工作时都有良好的输入匹配。
本发明所述移相器在输出匹配电路采用了可重构设计，通过将切换结构设置于输出巴伦处，实现输出匹配和增益区间的同步切换，简化了频段切换的方式以及电路设计，保证了移相器电路分别在两个频段工作时都具有良好的性能。
附图说明
图1是本发明电路的整体结构示意图；
图2是本发明电路的输入匹配电路的结构示意图
图3是本发明的混合正交生成电路的结构示意图；
图4是本发明的可变增益放大器和输出匹配电路的结构示意图；
图5是本发明的六比特位电流控制单元的结构示意图；
图6(a)-图6(b)是本发明的移相状态示意图；
图7(a)-图7(b)是本发明RMS相位误差和RMS增益误差曲线；
图8(a)-图8(b)是本发明的增益和回波损耗曲线。
具体实施方式
下面结合实施例，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，一种可重构双频段数控移相器，包括依次串联连接的输入匹配电路、混合正交生成电路(HQG)、可变增益放大器和可重构输出匹配电路。输入匹配电路用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号；混合正交生成电路，包括基于耦合器的正交生成电路和相位/幅度补偿网络，用于将差分信号转化为四路正交信号，其中耦合输出端I+、耦合输出端I-与直通输出端Q+、直通输出端Q-处的信号相位两两正交；可变增益放大器，其输入端连接所述混合正交生成电路，包括基于吉尔伯特单元的可变增益放大电路以及与可变增益放大电路中共源晶体管漏极相连接的六比特位数字控制单元；可重构输出匹配电路，包括可重构输出巴伦和匹配电容，用于将输出阻抗匹配和增益区间切换到不同频段。
进一步，如图2所示，所述输入匹配电路包括第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一电容C1、第二电容C2及第三电容C3。其中，所述第一电感L1的一端连接第一电容C1的一端，另一端连接第二电容C2的一端和第二电感L2的一端，所述第一电容C1的另一端、第二电容C2的另一端和第二电感L2的另一端都接地。所述第三电感L3的一端分别连接第三电容C3的一端和正输出端RFP，第三电感L3的另一端分别连接第三电容C3的另一端和负输出端RFN。第二电感和第三电感之间的耦合系数为k1。
所述第三电容用于改善输入匹配效果，输入巴伦是指第二电感及第三电感。
进一步，如图3所示，所述混合正交生成电路包括第一电阻R1、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第四电感L4、第五电感L5、第六电感L6、第七电感L7、第八电感L8、第九电感L9、第十电感L10及第十一电感L11。所述混合正交生成电路共有四路正交信号输出端口，即输出端I+、输出端I-、输出端Q+和输出端Q-，四路信号之间存在90°相位差。其中第八电感L8、第九电感L9、第十电感L10及第十一电感L11构成相位/幅度补偿网络。所述第四电感L4一端与正输入端RFP连接，另一端分别和第八电感L8和第四电容C4的一端连接，所述第五电感L5的一端与第九电感L9的一端连接，另一端分别和第一电阻R1的一端和第四电容C4的另一端连接；所述第七电感L7一端与负输入端RFN连接，另一端分别和第十一电感L11和第五电容C5的一端连接，所述第六电感L6的一端与第十电感L10的一端连接，另一端分别和第一电阻R1的另一端和第五电容C5的另一端连接；所述第四电感L4和第五电感L5之间的耦合系数以及第六电感L6和第七电感L7之间的耦合系数为k2，所述第五电感L5和第六电感L6抽头处分别连接第六电容C6的两端。所述第八电感L8的另一端与输出端口Q+连接，所述第九电感L9的另一端与输出端口I+连接，所述第十电感L10的另一端与输出端口I-连接，所述第十一电感L11的另一端与输出端口Q-连接。
具体地，所述混合正交生成电路通过调节变压器的电感值以及耦合系数初步产生四路正交信号，通过调整相位/幅度补偿网络进一步调节输出信号的幅度和相位，最终实现输出四路相位正交且等幅的信号。
进一步，参照图4，所述可变增益放大器共有两组，分别对I路和Q路信号进行放大处理。每组所述可变增益放大器包括一组基于吉尔伯特单元的增益放大电路和一对六比特位数字控制单元，所述增益放大电路包括第七电容C7、第八电容C8，第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第一晶体管M1至第八晶体管M8、第九晶体管M9至第十二晶体管M12。其中，第一至第八晶体管为共源晶体管，所述第九至第十二为共栅晶体管，所述第七电容C7，第十电容C10的一端为信号I-的输入端，第八电容C8，第九电容C9的一端为信号I+的输入端，第十一电容C11，第十四电容C14的一端为信号Q-的输入端，第十二电容C12，第十三电容C13的一端为信号Q+的输入端，第七电容C7至第十四C14的另一端分别与第一晶体管M1至第八晶体管M8的栅极连接；第一晶体管M1,第二晶体管M2栅极电压接VbI，第三晶体管M3,第四晶体管M4栅极电压接-VbI，第五晶体管M5,第六晶体管M6栅极电压接VbQ，第七晶体管M7,第八晶体管M8栅极电压接-VbQ，第一晶体管M1，第三晶体管M3的漏极与第九晶体管M9的源极连接，第二晶体管M2，第四晶体管M4的漏极与第十晶体管M10的源极连接，第五晶体管M5，第七晶体管M7的漏极与第十一晶体管M11的源极连接，第六晶体管M6，第八晶体管M8的漏极与第十二晶体管M12的源极连接，第八晶体管M8至第十二晶体管M12的栅极连接偏置电压VG。通过切换第一晶体管M1至第八晶体管M8栅极偏压VbI和VbQ的高低电平实现矢量求和象限的选择，并对选择后的正交信号进行矢量求和得到最终的移相信号。
进一步，每组所述可变增益放大器包括一对六比特位数字控制单元，如图5所示，每组六比特位数字控制单元包括第十三晶体管M13至第十八晶体管M18、第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24。其中第十三晶体管至第十八晶体管为NMOS晶体管，所述第十九晶体管至第二十四晶体管为PMOS，所述第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的源极互相连接并与可变增益放大器的共源晶体管的漏极连接，第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的栅极分别与各自的漏极连接，第十三晶体管M13至第十八晶体管M18的漏极分别与第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的漏极连接，第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的源极互相连接并连接至供电电压VDC。数字控制单元开启时晶体管会形成导通支路并从吉尔伯特单元主支路分流，从而改变该电路产生的增益。通过改变第十九晶体管M19至第二十四晶体管M24的栅极偏压从而控制数字控制单元的电流量，进而对IQ两路正交信号产生幅度调制的效果，同时保证了电路总直流功耗和静态工作点在调幅时保持不变。每个数字控制单元为六比特位，则所有增益状态为26＝64种状态，所有电流源关闭为最大增益状态(000000)，所有电流源开启为最小增益状态(111111)。由于I、Q两路各有64种增益状态，因此合成后每个象限总共有642＝4096种移相状态，对于5.625°的移相步进则需要从中挑选16个相位均匀变化的状态以供使用。
进一步，参照图4，所述可重构输出匹配电路包括第十二电感L12，第十三电感L13，第十四电感L14，第十五电感L15，第十五电容C15，第二十五晶体管M25和第二十六晶体管M26。其中，所述第十二电感L12一端连接第九晶体管M9的漏极，另一端连接第十四电感L14的一端，第十三电感L13一端连接第十晶体管M10的漏极，另一端连接第十四电感L14的另一端，第十四电感L14共有三处抽头，中心抽头处连接晶体管供电电压VDD，其余两处抽头分别连接第二十五晶体管M25的漏极和源极，第二十五晶体管M25的栅极连接第一控制电压VC。第十五电感L15的一端连接第十五电容C15的一端，另一端接地。第十五电感L15共有两处抽头，分别连接第二十六晶体管M26的漏极和源极，第二十六晶体管M26的栅极连接第二控制电压VC1。第十四电感L14和第十五电感L15之间的耦合系数为k3。第十五电容C15的另一端连接单端射频信号输出端RFout。其中第二十五晶体管M25和第二十六晶体管M26用于改变第十四电感L14和第十五电感L15的大小，实现工作频段的切换。
根据最终的仿真结果，图6(a)-图6(b)为本发明实施例分别在24-30GHz和37-43.5GHz工作频段内的所有移相状态，可见所述移相器在两个工作频段内都可以实现360度相位变化且不同移相状态相位变化均匀；图7(a)-图7(b)为本申请实施例分别在24-30GHz和37-43.5GHz工作频段内的RMS相位误差和RMS增益误差，可见所述移相器均方相位误差在24-30GHz频段小于0.82°，在37-43.5GHz频段小于0.65°，均方增益误差在24-30GHz频段小于0.7dB，在37-43.5GHz频段小于0.75dB；图8(a)-图8(b)为本申请实施例分别在24-30GHz和37-43.5GHz工作频段内的增益和回波损耗，可见经过增益补偿后所述移相器在在24-30GHz频段增益大于0.6dB，在37-43.5GHz频段增益大于1.4dB，输入和输出回波损耗在两个工作频段均小于10dB，移相器输入和输出匹配良好。
本发明的工作原理为：
输入巴伦生成的差分信号通过混合正交生成电路时，从耦合端I+/I-和直通端Q+/Q-输出的信号经过不同的电长度，其相位产生90°的偏差，从而实现信号的正交化。
随后通过设置放大电路共源NMOS晶体管的栅极偏压进行对I路和Q路正交信号的正负极性的选择从而确定矢量合成的象限。基于电流源的六比特位数字控制单元由NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接组成六路电流源，共有26＝64种工作状态，要实现5.625°移相步进则每个象限分配16种工作状态。确定矢量合成象限后，通过改变六比特位数字控制单元的PMOS晶体管栅极偏压从而改变电流，通过电流的变化改变增益放大电路的增益以实现幅度调制并得到矢量合成后的移相信号；
随后输出匹配电路将矢量合成后得到的差分移相信号转换为单端信号，输出巴伦的初级和次级线圈各并联有一个晶体管开关，通过控制开关的通断，可以改变线圈电感值大小，从而改变输出阻抗Rout。由于放大电路增益为Av＝Gm*Rout，可以实现将增益峰值设置在不同频段，同时在不同频段都可以将输出阻抗匹配至单端50欧姆，并通过初级线圈为可变增益放大器提供电源电压VDD。
本发明还提供一种接收机，包括所述的可重构双频段数控移相器。
综上所述，本申请实施例基于混合正交生成电路输出低相位失配和低幅度失配的正交信号，并在输出匹配电路部分采用了基于晶体管开关切换的可重构结构设计，使所述移相器可以在24-30GHz和37-43.5GHz的频段内工作，在不同工作频段内都具有低增益误差，高移相精度和低直流功耗的特点。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种可重构双频段数控移相器，其特征在于，包括:
输入匹配电路：用于实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号；
混合正交生成电路：包括基于耦合器的正交生成电路和相位/幅度补偿网络，通过调节变压器的电感值以及耦合系数产生初步四路正交信号，进一步通过调整相位/幅度补偿网络调节初步四路正交信号的幅度和相位，实现将差分信号转化为四路正交信号，其中耦合输出端I+、耦合输出端I-与直通输出端Q+、直通输出端Q-处的信号相位两两正交；
可变增益放大器：包括基于吉尔伯特单元的可变增益放大电路以及六比特位数字控制单元，用于对I路和Q路信号进行放大处理；
可重构输出匹配电路，包括可重构输出巴伦和匹配电容，用于将输出阻抗匹配和增益区间切换到不同频段。
2.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述基于耦合器的正交生成电路包括第一电阻、第四电容、第五电容、第六电容、第四电感、第五电感、第六电感及第七电感；
所述相位/幅度补偿网络包括第八电感、第九电感、第十电感及第十一电感构成，用于提高四路正交信号的相位以及幅度匹配；
具体连接为：
所述第四电感一端与所述正输入端连接，另一端与所述第八电感和所述第四电容的一端连接；所述第五电感的一端与所述第九电感的一端连接，另一端与所述第一电阻的一端和所述第四电容的另一端连接；所述第七电感一端与所述负输入端连接，另一端与所述第十一电感和所述第五电容的一端连接；所述第六电感的一端与所述第十电感的一端连接，另一端与所述第一电阻的另一端和所述第五电容的另一端连接；所述第四电感和所述第五电感之间存在耦合；所述第六电感和第七电感之间存在耦合；所述第五电感和第六电感抽头处分别连接所述第六电容的两端；所述第八电感的另一端与输出端Q+连接，所述第九电感的另一端与输出端I+连接，所述第十电感的另一端与输出端I-连接，所述第十一电感的另一端与输出端Q-连接。
3.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述可重构输出匹配电路包括第十二电感，第十三电感，第十四电感，第十五电感，第十五电容，第二十五晶体管和第二十六晶体管；所述第十二电感的一端连接所述可变增益放大器，另一端连接所述第十四电感的一端；所述第十三电感一端连接所述可变增益放大器，另一端连接所述第十四电感的另一端；所述第十四电感共有三处抽头，中心抽头处连接晶体管供电电压，其余两处抽头分别连接所述第二十五晶体管的漏极和源极；所述第二十五晶体管的栅极连接第一控制电压；所述第十五电感的一端连接所述第十五电容的一端，另一端接地；所述第十五电感共有两处抽头，分别连接第二十六晶体管的漏极和源极；所述第二十六晶体管的栅极连接第二控制电压；所述第十四电感和所述第十五电感之间存在耦合；所述第十五电容的另一端连接单端射频信号输出端。
4.根据权利要求3所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述可重构输出匹配电路将晶体管开关关断时的关断电容结合到输出匹配结构中，共同实现输出阻抗匹配，具体为：当晶体管导通时，其等效为导通电阻将输出匹配电路中的电感部分短路；当晶体管关断时，其等效为关断电容，与匹配电感一起构成了L-C匹配结构进行输出阻抗匹配。
5.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述六比特位数字控制单元由六路电流源阵列构成；所述六路电流源阵列由六组NMOS晶体管漏极和PMOS晶体管漏极连接构成；电流源的开启或者关闭改变所述增益放大电路的静态电流，实现增益的调控。
6.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述基于吉尔伯特单元的增益放大电路包括第七电容、第八电容，第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第十四电容、第一共源晶体管至第八共源晶体管、第九共栅晶体管至第十二共栅；
通过切换第一晶体管M1至第八晶体管M8栅极偏压VbI和VbQ的高低电平实现矢量求和象限的选择，并对选择后的正交信号进行矢量求和得到最终的移相信号。
7.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述输入匹配电路包括双极点匹配电路和输入巴伦，用于同时在两个频段实现射频信号输入端阻抗匹配并将单端射频信号转换为差分信号。
8.根据权利要求1所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，所述双极点匹配电路包括第一电感、第二电感、第一电容和第二电容；所述第一电感和所述第一电容可形成一个匹配极点；所述第二电感和所述第二电容可形成第二个匹配极点。
9.根据权利要求8所述的可重构双频段数控移相器，其特征在于，还包括第三电容，其连接方式如下：
所述第一电感的一端连接第一电容的一端，另一端连接第二电容的一端和第二电感的一端，所述第一电容的另一端、第二电容的另一端和第二电感的另一端都接地；所述第三电感的一端分别连接第三电容的一端和正输出端RFP，第三电感的另一端分别连接第三电容的另一端和负输出端RFN，第二电感和第三电感之间的耦合系数为k1。
10.一种接收机，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的可重构双频段数控移相器。
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